JP2014086689A - 発光装置の制御回路、それを用いた発光装置および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動電流Ｉ_ＬＥＤを変化させたときの、輝度の低下を抑制する。
【解決手段】制御ＩＣ１００は、発光素子６の一端に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給するスイッチング電源４のスイッチングトランジスタＭ１を制御するゲートパルス信号Ｇ１を生成する。誤差増幅器ＥＡ１は、発光素子６と電流ドライバ８の接続点の電圧Ｖ_ＬＥＤに応じた検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’と基準電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。パルス変調器１０は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じてデューティ比が調節されるゲートパルス信号Ｇ１を生成する。ブースト回路２０は、電流ドライバ８が生成する駆動電流Ｉ_ＬＥＤが増大する時刻に先立ち、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを上昇させる。
【選択図】図４

Description

本発明は、発光素子の駆動技術に関する。

近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置１００３は、１チャンネルのＬＥＤストリング（発光素子）６と、スイッチング電源１００４と、を備える。

発光素子６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源１００４は、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧して、出力端子Ｐ２に接続された発光素子６の一端に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

スイッチング電源１００４は、出力回路１０２と、制御ＩＣ（Integrated Circuit）１１００を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御ＩＣ１１００は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を制御することにより、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを調節する。

発光素子６の経路上には、ＰＷＭ調光用スイッチ（トランジスタ）Ｍ２および電流検出用の検出抵抗Ｒ２が設けられる。コントローラ１０１０は、目標輝度に応じてデューティ比が調節されるＰＷＭ調光用のパルス信号Ｇ２を生成する。ドライバＤＲ２は、パルス信号Ｇ２にもとづき、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２をスイッチングする。

検出抵抗Ｒ２には、発光素子６に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤに比例した電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ２が発生する。誤差増幅器ＥＡ１は、検出電圧Ｖ_Ｒ２と、基準電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。コントローラ１０１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいてパルス変調されるゲートパルス信号Ｇ１を生成する。ドライバＤＲ１は、ゲートパルス信号Ｇ１にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

インダクタＬ１に流れる電流を検出するために、抵抗Ｒ１が設けられる。抵抗Ｒ１には、コイル電流Ｉ_Ｌ１に比例した電圧降下が発生する。コントローラ１０１０は、電圧降下Ｖ_Ｒ１がしきい値を所定のしきい値を超えないように過電流保護を行う。またピーク電流モードあるいは平均電流モードのＤＣ／ＤＣコンバータでは、電圧降下Ｖ_Ｒ１が、ゲートパルス信号Ｇ１のデューティ比に反映される。

以上の構成により、検出電圧Ｖ_Ｒ２が基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにフィードバックがかかり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、Ｉ_ＬＥＤ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ２に安定化される。この駆動電流Ｉ_ＬＥＤを基準として、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２のスイッチングのデューティ比を変化させることで、発光素子６に流れる電流の時間平均量が変化し、発光素子６の輝度をデューティ比に応じて変化させることができる。

特開２００９−２６１１５８号公報

本発明者は、図１に示すような１チャンネルのＬＥＤストリングを有する発光装置において、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２および検出抵抗Ｒ２に代えて、電流ドライバを利用し、電流ドライバが生成する電流量を変化させることにより、ＬＥＤストリングの輝度を制御する回路について検討した。なお、多チャンネルのＬＥＤストリングを有する発光装置においては、各チャンネルのＬＥＤストリングごとに電流ドライバを設けることは一般的な構成であるが、１チャンネルのＬＥＤストリングにおいては、電流ドライバの消費電力の観点で不利であるため採用されていなかった。

図２は、本発明者が検討した発光装置２００３の構成を示す回路図である。発光装置２００３は、図１のＰＷＭ調光用スイッチＭ２および検出抵抗Ｒ２に代えて、電流ドライバ２００８を備える。

電流ドライバ２００８は、誤差増幅器ＥＡ２、トランジスタＭ３、抵抗Ｒ３を含む。トランジスタＭ３および抵抗Ｒ３は、発光素子６の経路上に設けられる。誤差増幅器ＥＡ２の非反転入力端子には、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭが入力され、その反転入力端子には、抵抗Ｒ３の電圧降下Ｖ_Ｒ３が入力される。電流ドライバ２００８おいては、電圧降下Ｖ_Ｒ３が調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭと一致するようにフィードバックがかかり、Ｉ_ＬＥＤ＝Ｖ_ＤＩＭ／Ｒ３で与えられる駆動電流Ｉ_ＬＥＤが生成される。

この構成において、誤差増幅器ＥＡ１は、発光素子６のカソード電圧、言い換えれば電流ドライバ２００８の電圧降下Ｖ_ＬＥＤと、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅する。電流ドライバ２００８が、定電流源として機能するためには、その電圧降下Ｖ_ＬＥＤがあるしきい値レベルより大きくなければならず、したがって基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、このしきい値レベルよりも高く定められる。これにより、発光素子６のカソード電圧Ｖ_ＬＥＤが、しきい値レベルよりも高い基準電圧Ｖ_ＲＥＦに安定化される。

発光素子６に駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れることにより、発光素子６には、駆動電流Ｉ_ＬＥＤに応じた電圧降下Ｖ_Ｆが生ずる。したがってスイッチング電源２００４の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、回路の定常状態において、式（１）で与えられる。
Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＲＥＦ＋Ｖ_Ｆ …（１）

本発明者は、発光素子６の調光を目的として、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭをダイナミックに変化させたときに、以下の問題が発生することを認識するに至った。

図３は、図２の発光装置２００３において、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭをダイナミックに変化させたときの電圧、電流波形図である。時刻ｔ１以前に、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭは第１レベルＶ１であり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、第１レベルＩ１＝Ｖ１／Ｒ３に安定化されている。第１レベルＩ１の駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れるときの発光素子６の電圧降下をＶ_Ｆ１とするとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、Ｖ_ＲＥＦ＋Ｖ_Ｆ１に保たれる。

時刻ｔ１に、発光素子６の輝度を低下させるべく、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭを第２レベルＶ２に変化させると、これに応答して、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、第２レベルＩ２＝Ｖ２／Ｒ３に減少する。駆動電流Ｉ_ＬＥＤが減少すると、発光素子６の電圧降下がＶ_Ｆ２に減少する。そうすると、発光素子６のカソード電圧Ｖ_ＬＥＤが跳ね上がる。その後、フィードバックによってカソード電圧Ｖ_ＬＥＤは基準電圧Ｖ_ＲＥＦに近づいていく。

時刻ｔ２に、発光素子６の輝度を高めるために、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭが第１レベルＶ１に上昇する。このとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはＶ_Ｆ１＋Ｖ_ＲＥＦよりも低いため、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは直ちに第１レベルＩ１には戻らない。スイッチング電源２００４のフィードバックによって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが徐々に上昇すると、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが第１レベルＩ１に向かって増大していく。

また、フィードバックループの特性によっては、出力電圧Ｖ_ＯＵＴにリンギングが生ずる場合がある。このリンギングによって出力電圧Ｖ_ＯＵＴがＶ_Ｆ１＋Ｖ_ＲＥＦより低くなると、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが第１レベルＩ１よりも小さくなる。

このように、図２の発光装置２００３において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤをダイナミックに変化させると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが不足する期間（i）、（ii）が発生し、それらの期間において駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標レベルより小さくなり、実効的な輝度が低下するという問題が生ずる。

なお、かかる課題を当業者の一般的な認識としてとらえてはならず、本発明者が独自に認識したものである。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを変化させたときの、輝度の低下を抑制可能な発光装置の制御回路の提供にある。

本発明のある態様は、発光装置に使用され、スイッチング電源のスイッチング素子を制御するゲートパルス信号を生成する制御回路に関する。発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、発光素子の他端と接続され、調節可能な駆動電流を供給する電流ドライバと、を有する。
制御回路は、発光素子と電流ドライバの接続点の電圧に応じた検出電圧と基準電圧との誤差を増幅し、誤差信号を生成する誤差増幅器と、誤差信号に応じてデューティ比が調節されるゲートパルス信号を生成するパルス変調器と、電流ドライバが生成する駆動電流が増大する時刻に先立ち、駆動電圧を上昇せしめるブースト回路と、を備える。

この態様によると、駆動電流が増大する時刻に先だって、ＬＥＤストリングの両端間の電圧を、増大後の駆動電流を流すのに十分な電圧レベルまで上昇させることができ、輝度の低下を抑制できる。

ブースト回路は、発光素子と電流ドライバの接続点の電圧を、可変の減衰率で減衰し、検出電圧を生成する可変減衰器を含み、駆動電流が増大する時刻に先立ち、減衰率を低下させてもよい。
減衰率をα（０＜α≦１）、基準電圧をＶ_ＲＥＦとするとき、発光素子と電流ドライバの接続点の電圧Ｖ_ＬＥＤは、Ｖ_ＬＥＤ＝Ｖ_ＲＥＦ／αが成り立つようにフィードバックがかかる。したがって減衰率を低下させることにより、Ｖ_ＬＥＤを上昇させることができ、ひいては、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを上昇させることができる。

可変減衰器は、誤差増幅器の一方の入力端子と発光素子と電流ドライバの接続点の間に設けられた第１分圧用抵抗と、誤差増幅器の一方の入力端子と固定電圧端子の間に、直列に設けられた第２分圧用抵抗およびスイッチと、を含んでもよい。
この場合、スイッチのオン、オフに応じて、減衰率を切りかえることができる。

ブースト回路は、外部のホストプロセッサから駆動電流が増大する時刻に先立ってアサートされる通知信号を受け、通知信号がアサートされてから所定期間、可変減衰器の減衰率を低下させるブーストコントローラをさらに含んでもよい。

ブースト回路は、駆動電流が増大する時刻に先立ち、基準電圧を上昇させてもよい。
この態様によっても、発光素子と電流ドライバの接続点の電圧Ｖ_ＬＥＤは、Ｖ_ＬＥＤ＝Ｖ_ＲＥＦが成り立つようにフィードバックがかかる。したがって基準電圧を上昇させることにより、Ｖ_ＬＥＤを上昇させることができ、ひいては、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを上昇させることができる。

ブースト回路は、駆動電流が増大する時刻に先立ち、ゲートパルス信号のデューティ比を増大させてもよい。

ブースト回路は、駆動電流が増大する時刻に先立ち、ゲートパルス信号のデューティ比が増大するように、誤差信号のレベルを変化させてもよい。

本発明の別の態様もまた、制御回路である。この制御回路は、その一端が、発光素子と電流ドライバの接続点と接続された第１分圧用抵抗と、第１分圧用抵抗の他端と固定電圧端子の間に直列に設けられた第２分圧用抵抗およびスイッチと、第１分圧用抵抗の他端の検出電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅し、誤差信号を生成する誤差増幅器と、誤差信号にもとづき、検出電圧が基準電圧と一致するようにデューティ比が調節されるゲートパルス信号を生成するパルス変調器と、電流ドライバが生成する駆動電流が増大する時刻に先立ち、スイッチをオンするブーストコントローラと、を備える。

この態様では、スイッチの制御に応じて、第１分圧用抵抗と第２分圧用抵抗が形成する減衰器の減衰率を変化する。したがって駆動電流が増大する時刻に先だってスイッチをオンすることにより、ＬＥＤストリングの両端間の電圧を、増大後の駆動電流を流すのに十分な電圧レベルまで上昇させることができ、輝度の低下を抑制できる。

ブーストコントローラは、外部のホストプロセッサから駆動電流が増大する時刻に先立ってアサートされる通知信号を受け、通知信号がアサートされてから所定期間、スイッチをオンしてもよい。

発光素子は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含むＬＥＤストリングであってもよい。

本発明の別の態様は発光装置に関する。発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、発光素子の他端と接続され、調節可能な駆動電流を供給する電流ドライバと、を備えてもよい。スイッチング電源は、スイッチング素子と、スイッチング素子をスイッチングするためのゲートパルス信号を生成する上述のいずれかの制御回路と、を備えてもよい。

本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを変化させたときに、輝度の低下を抑制できる。

比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。 本発明者が検討した発光装置の構成を示す回路図である。 図２の発光装置において、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭをダイナミックに変化させたときの電圧、電流波形図である。 実施の形態に係る制御ＩＣを備える発光装置を示す回路図である。 図４の発光装置において、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭをダイナミックに変化させたときの動作波形図である。 図４の発光装置を備える電子機器の例を示す図である。 図７（ａ）、（ｂ）は、第１、第２の変形例に係るブースト回路を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図４は、実施の形態に係る制御ＩＣ１００を備える発光装置３を示す回路図である。発光装置３は、発光素子６と、スイッチング電源４と、電流ドライバ８と、ホストプロセッサ９を備える。

発光素子６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含むＬＥＤストリングである。

ホストプロセッサ９は、発光装置３全体を統括的に制御する。具体的には、電流ドライバ８に与えられる調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭを制御することにより、発光素子６の輝度を制御する。本実施の形態では、ホストプロセッサ９が調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭを生成する場合を説明する。

スイッチング電源４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧し、その出力端子Ｐ２に接続された発光素子６の一端（アノード）に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

スイッチング電源４は、制御ＩＣ１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。

制御ＩＣ１００のスイッチング端子ＳＷは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御ＩＣ１００は、発光素子６の点灯に必要な出力電圧Ｖ_ＯＵＴが得られ、かつ発光素子６が目標の輝度で発光するように、フィードバックによりデューティ比が調節されるゲートパルス信号Ｇ１を生成し、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング動作を制御する。

制御ＩＣ１００は、ひとつの半導体基板上に一体集積化された機能ＩＣである。なお、「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。またスイッチングトランジスタＭ１は制御ＩＣ１００に内蔵されてもよい。

電流ドライバ８は、発光素子６の他端（カソード）と接続され、発光素子６に調節可能な駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給する。電流ドライバ８の構成は特に限定されないが、図２に示したように、誤差増幅器ＥＡ２、トランジスタＭ３、抵抗Ｒ３を含んでもよい。電流ドライバ８の一部もしくは全部は、制御ＩＣ１００に内蔵されてもよい。

制御ＩＣ１００は、誤差増幅器ＥＡ１、パルス変調器１０、ドライバＤＲ１、過電流保護回路１２、ブースト回路２０を備える。

誤差増幅器ＥＡ１は、発光素子６と電流ドライバ８の接続点の電圧（カソード電圧ともいう）Ｖ_ＬＥＤに応じた検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’と基準電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。パルス変調器１０は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲにもとづき、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’が基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにデューティ比が調節されるゲートパルス信号Ｇ１を生成する。パルス変調器１０は、パルス幅変調器であってもよいし、パルス周波数変調器であってもよく、その変調方式は特に限定されない。またパルス変調器１０は、電圧モード、ピーク電流モード、平均電流モードなど、さまざまな形式の変調器を採用しうる。電流モードの変調器の場合、ゲートパルス信号Ｇ１のデューティ比は、誤差電圧Ｖ_ＥＲＲに加えて、第１検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ_Ｒ１に応じて調節される。

過電流保護回路１２は、第１検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ_Ｒ１を監視し、所定のしきい値を超えると、過電流状態と判定し、所定の保護処理を行う。

ドライバＤＲ１は、パルス変調器１０が生成したゲートパルス信号Ｇ１を受け、それにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

ブースト回路２０は、電流ドライバ８が生成する駆動電流が増大する時刻に先立ち、駆動電圧を上昇（ブースト）せしめる。
上述のように、発光素子６の輝度すなわち調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭは、ホストプロセッサ９によって制御される。したがって、ホストプロセッサ９は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤがいつどのように変化するかを知っている。そこで、ホストプロセッサ９は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを増大させる時刻に先立って、制御ＩＣ１００に対して、通知信号Ｓ１をアサート（たとえばハイレベル）する。ブースト回路２０は、この通知信号Ｓ１に応答して、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを上昇させる。

ブースト回路２０は、ブーストコントローラ２２および可変減衰器２４を含む。
可変減衰器２４は、発光素子６と電流ドライバ８の接続点のカソード電圧Ｖ_ＬＥＤを、可変の減衰率αで減衰し、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’を生成する。減衰率αは、少なくとも通常時の第１の値α１と、駆動電圧Ｖ_ＬＥＤをブーストするときの第２の値α２と、の２値で切りかえ可能となっている。ただし、α１＞α２が成り立っている。

ブーストコントローラ２２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが増大する時刻に先立ち、減衰率αを第１の値α１から第２の値α２に切りかえることにより、その値を低下させる。具体的には通知信号Ｓ１がアサートされてから所定期間、可変減衰器２４の減衰率αを低下させる。

可変減衰器２４は、第１分圧用抵抗Ｒ１１、第２分圧用抵抗Ｒ１２、スイッチ２６を含む。第１分圧用抵抗Ｒ１１は、誤差増幅器ＥＡ１の一方の入力端子（反転入力端子）と発光素子６と電流ドライバ８の接続点の間に設けられる。第２分圧用抵抗Ｒ１２およびスイッチ２６は、誤差増幅器ＥＡの一方の入力端子と固定電圧端子の間に直列に設けられる。

たとえばスイッチ２６はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのゲートにハイレベルの制御信号Ｓ２が入力されるとオン、ローレベルの制御信号Ｓ２が入力されるとオフとなる。ブーストコントローラ２２は、通知信号Ｓ１がアサートされてから所定時間、制御信号Ｓ２をハイレベルとしてもよいし、通知信号Ｓ１がアサートされてから、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭが増大する時刻までの間、制御信号Ｓ２をハイレベルとしてもよい。

スイッチ２６がオフのとき、可変減衰器２４の減衰率はα１＝１であり、スイッチ２６がオンのとき、可変減衰器２４の減衰率はα２＝Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）で与えられる。

なお可変減衰器２４の構成は特に限定されず、当業者によればさまざまな可変減衰器が設計しうることが理解される。また可変減衰器２４の一部または全部、たとえば第１分圧用抵抗Ｒ１１は、制御ＩＣ１００の半導体チップの外部に設けられてもよい。

以上が発光装置３の構成である。続いてその動作を説明する。図５は、図４の発光装置３において、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭをダイナミックに変化させたときの動作波形図である。

時刻ｔ１以前に、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭは第１レベルＶ１であり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、第１レベルＩ１＝Ｖ１／Ｒ３に安定化されている。また減衰率α＝α１（＝１）であり、Ｖ_ＬＥＤ’＝Ｖ_ＬＥＤ＝Ｖ_ＲＥＦが成り立っている。第１レベルＩ１の駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れるときの発光素子６の電圧降下をＶ_Ｆ１とするとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、Ｖ_ＲＥＦ＋Ｖ_Ｆ１に保たれる。

時刻ｔ１に、発光素子６の輝度を低下させるべく、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭを第２レベルＶ２に変化させると、これに応答して、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、第２レベルＩ２＝Ｖ２／Ｒ３に減少する。駆動電流Ｉ_ＬＥＤが減少すると、発光素子６の電圧降下がＶ_Ｆ２に減少する。そうすると、発光素子６のカソード電圧Ｖ_ＬＥＤが跳ね上がる。その後、フィードバックによってカソード電圧Ｖ_ＬＥＤは基準電圧Ｖ_ＲＥＦに近づいていく。

時刻ｔ３に、発光素子６の輝度を高めるために、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭが第１レベルＶ１に上昇する。これに先立つ時刻ｔ２に、ホストプロセッサ９は通知信号Ｓ１をアサートする。これを受けてブーストコントローラ２２は、可変減衰器２４の減衰率αを第２の値α２に低下させる。その結果、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’はＶ_ＲＥＦ×α２に低下する。

その後、制御ＩＣ１００によるフィードバック制御により、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’（＝Ｖ_ＬＥＤ×α２）は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦに近づいていく。つまりカソード電圧Ｖ_ＬＥＤは、基準電圧Ｖ_ＲＥＦより高い電圧レベル、具体的にはＶ_ＲＥＦ／α２に近づいていく。その結果、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭが上昇する時刻ｔ３に先だって、Ｖ_ＲＥＦ／α２＋Ｖ_Ｆ２付近まで上昇する。

そして、時刻ｔ３に調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭが第１レベルＶ１に変化する。このとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはＶ_Ｆ１＋Ｖ_ＲＥＦ付近に保たれているため、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは直ちに第１レベルＩ１に戻る。

このように、図４の発光装置３によれば、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを変化させたときの、輝度の低下を抑制することができる。

通知信号Ｓ１がアサートされる時刻ｔ２と、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭが上昇する時刻ｔ３の間の時間τは、制御ＩＣ１００のフィードバックループの応答速度に鑑みて定めればよい。具体的にはτは、減衰率αを切りかえた後、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’が基準電圧Ｖ_ＲＥＦに安定化されるまでに要する時間よりも長く定めればよい。

続いて、発光装置３の用途を説明する。図６は、図４の発光装置３を備える電子機器２の例を示す図である。電子機器２はたとえば液晶ディスプレイ装置、テレビ受像器、カーナビ用ディスプレイ、あるいは液晶パネルを有する携帯電話端末、タブレットＰＣ、オーディオプレイヤなどである。

電子機器２は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３の発光素子６は、ＬＣＤパネル５の背面にバックライトとして設けられる。電子機器２の筐体内には、図示しないスイッチング電源４、電流ドライバ８、ホストプロセッサ９が内蔵される。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
ブースト回路２０の構成は、図４のそれには限定されない。
図７（ａ）は、第１の変形例に係るブースト回路２０ａを示す回路図である。この変形例において、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ’は可変電圧源２８により生成される。検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’は、カソード電圧Ｖ_ＬＥＤそのものであってもよいし、カソード電圧Ｖ_ＬＥＤを固定の減衰率で減衰した電圧であってもよい。ブーストコントローラ２２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが増大する時刻に先立ち、可変電圧源２８を制御し、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ’を上昇させる。これにより、実施の形態と同様の効果を得ることができる。

（変形例２）
図７（ｂ）は、第２の変形例に係るブースト回路２０ｂを示す回路図である。この変形例において、ブースト回路２０ｂは、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが増大する時刻に先立ち、ゲートパルス信号Ｇ１のデューティ比が増大するように、誤差信号Ｖ_ＥＲＲのレベルを変化させる。たとえばブースト回路２０ｂは、誤差増幅器ＥＡ１の出力端子に接続されたプルアップ回路３０を備える。プルアップ回路３０はブーストコントローラ２２からの制御信号Ｓ２に応答して、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを強制的に上昇させる。これにより、ゲートパルス信号Ｇ１のデューティ比が増大し、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴがブーストされる。

実施の形態および第１、第２の変形例を理解した当業者によれば、ブースト回路２０は、通知信号Ｓ１に応答して、ゲートパルス信号Ｇ１のデューティ比を増大させるように構成されていればよく、その手段、構成には、そのほかのさまざまな変形例が存在し、それらも本発明の範囲に含まれることが理解される。

（変形例３）
発光素子６は、ＬＥＤストリングには限定されず、現在、あるいは将来利用可能なその他の発光素子であってもよい。

（変形例４）
ホストプロセッサ９は調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭの値を示すデジタル値を生成し、図示しないＤ／Ａコンバータによりデジタル値を調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭに変換してもよい。
あるいは、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭを生成する電圧源を、制御ＩＣ１００に内蔵し、ホストプロセッサ９から、制御ＩＣ１００に対して、調光制御電圧Ｖ_ＤＩＭの指令値を示すデジタル値を送信してもよい。

（変形例５）
実施の形態では、電流ドライバ８駆動電圧Ｖ_ＬＥＤをブーストするために、減衰率αを２値で切りかえる場合を説明したが、本発明はそれには限定されず、３値以上を切りかえ可能としてもよい。この場合、輝度の変更前の発光素子６の電圧降下Ｖ_Ｆと、変更後の電圧降下Ｖ_Ｆの差分に応じて、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴのブースト量を最適化することができる。

（変形例６）
実施の形態では、発光装置３の用途として液晶パネルのバックライトを説明したが、本発明はそれには限定されない。たとえば発光装置３は、照明機器などにも利用可能である。

（変形例７）
実施の形態ではインダクタＬ１を用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。

（変形例８）
また、本実施の形態で説明した各信号の、ハイレベル、ローレベルの設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電子機器、３…発光装置、４…スイッチング電源、５…ＬＣＤパネル、６…発光素子、８…電流ドライバ、９…ホストプロセッサ、１００…制御ＩＣ、１０２…出力回路、１０…パルス変調器、１２…過電流保護回路、２０…ブースト回路、２２…ブーストコントローラ、２４…可変減衰器、ＥＡ１…誤差増幅器、ＤＲ１…ドライバ、Ｒ１１…第１分圧用抵抗、Ｒ１２…第２分圧用抵抗、２６…スイッチ、Ｒ１…第１検出抵抗、Ｒ２…第２検出抵抗、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ。

Claims (13)

1. 発光素子と、前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、前記発光素子の他端と接続され、調節可能な駆動電流を供給する電流ドライバと、を有する発光装置に使用され、前記スイッチング電源のスイッチング素子を制御するゲートパルス信号を生成する制御回路であって、
   前記発光素子と前記電流ドライバの接続点の電圧に応じた検出電圧と基準電圧との誤差を増幅し、誤差信号を生成する誤差増幅器と、
   前記誤差信号に応じてデューティ比が調節される前記ゲートパルス信号を生成するパルス変調器と、
   前記電流ドライバが生成する前記駆動電流が増大する時刻に先立ち、前記駆動電圧を上昇せしめるブースト回路と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記ブースト回路は、前記発光素子と前記電流ドライバの接続点の電圧を、可変の減衰率で減衰し、前記検出電圧を生成する可変減衰器を含み、前記駆動電流が増大する時刻に先立ち、前記減衰率を低下させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記可変減衰器は、
   前記誤差増幅器の一方の入力端子と前記発光素子と前記電流ドライバの接続点の間に設けられた第１分圧用抵抗と、
   前記誤差増幅器の前記一方の入力端子と固定電圧端子の間に、直列に設けられた第２分圧用抵抗およびスイッチと、
   を含むことを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
4. 前記ブースト回路は、外部のホストプロセッサから前記駆動電流が増大する時刻に先立ってアサートされる通知信号を受け、前記通知信号がアサートされてから所定期間、前記可変減衰器の減衰率を低下させるブーストコントローラをさらに含むことを特徴とする請求項２または３に記載の制御回路。
5. 前記ブースト回路は、前記駆動電流が増大する時刻に先立ち、前記基準電圧を上昇させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
6. 前記ブースト回路は、前記駆動電流が増大する時刻に先立ち、前記ゲートパルス信号のデューティ比が増大するように、前記誤差信号のレベルを変化させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
7. 前記ブースト回路は、前記駆動電流が増大する時刻に先立ち、前記ゲートパルス信号のデューティ比を増大させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
8. 発光素子と、前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、前記発光素子の他端と接続され、調節可能な駆動電流を供給する電流ドライバと、を有する発光装置に使用され、前記スイッチング電源のスイッチング素子を制御するゲートパルス信号を生成する制御回路であって、
   その一端が、前記発光素子と前記電流ドライバの接続点と接続された第１分圧用抵抗と、
   前記第１分圧用抵抗の他端と固定電圧端子の間に直列に設けられた第２分圧用抵抗およびスイッチと、
   前記第１分圧用抵抗の前記他端の検出電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅し、誤差信号を生成する誤差増幅器と、
   前記誤差信号に応じてデューティ比が調節される前記ゲートパルス信号を生成するパルス変調器と、
   前記電流ドライバが生成する前記駆動電流が増大する時刻に先立ち、前記スイッチをオンするブーストコントローラと、
   を備えることを特徴とする制御回路。
9. 前記ブーストコントローラは、外部のホストプロセッサから前記駆動電流が増大する時刻に先立ってアサートされる通知信号を受け、前記通知信号がアサートされてから所定期間、前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項８に記載の制御回路。
10. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の制御回路。
11. 前記発光素子は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含むＬＥＤストリングであることを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の制御回路。
12. 発光素子と、
    前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
    前記発光素子の他端と接続され、調節可能な駆動電流を供給する電流ドライバと、
    を備え、
    前記スイッチング電源は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子をスイッチングするためのゲートパルス信号を生成する請求項１から１１のいずれかに記載の制御回路と、
    を備えることを特徴とする発光装置。
13. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項１２に記載の発光装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。

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