JP5947034B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび電流ドライバの制御回路ならびにそれらを用いた発光装置および電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、発光素子の駆動技術に関し、特にその調光技術に関する。

近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置３ｒは、ＬＥＤストリング６と、その駆動回路４ｒと、を備える。

ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。駆動回路４ｒは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２、電流ドライバ８、制御ＩＣ（Integrated Circuit）１００ｒを備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧して、出力端子Ｐ２に接続されたＬＥＤストリング６の一端に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。電流ドライバ８は、ＬＥＤストリング６に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶを制御する。制御ＩＣ１００ｒは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２および電流ドライバ８を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御ＩＣ１００ｒは、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を制御することにより、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを調節する。

電流ドライバ８は、ＬＥＤストリング６の経路上に設けられたＰＷＭ調光用スイッチ（トランジスタ）Ｍ２および電流検出用の検出抵抗Ｒ１を含む。コントローラ１０ｒは、外部からの調光制御信号ＰＷＭＤＩＭにもとづき、目標輝度に応じてデューティ比が調節されるパルス幅変調（ＰＷＭ）されたバースト調光パルスＧ２を生成する。ドライバＤＲ２は、バースト調光パルスＧ２にもとづき、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２をスイッチングする。

検出抵抗Ｒ１には、ＬＥＤストリング６に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶに比例した電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ１が発生する。誤差増幅器ＥＡ１は、検出電圧Ｖ_Ｒ１と、基準電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。コントローラ１０ｒは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいてパルス変調されるゲート信号Ｇ１を生成する。ドライバＤＲ１は、ゲート信号Ｇ１にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

以上の構成により、
Ｉ_ＤＲＶ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ１
が成り立つように、フィードバックがかかり、基準電圧Ｖ_ＲＥＦに応じた輝度でＬＥＤストリング６を発光させることができる（電流調光）。

またＰＷＭ調光用スイッチＭ２のオン、オフのデューティ比に応じて、ＬＥＤストリング６の発光時間が制御され、実効的な輝度が調節される（ＰＷＭ調光あるいはバースト調光）。

特開２００９−２６１１５８号公報

図２は、図１の駆動回路４ｒの動作を示す波形図である。駆動回路４ｒは、ＰＷＭ調光の点灯期間Ｔ_ＯＮにおいて、ゲート信号Ｇ１を生成してスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングし、消灯期間Ｔ_ＯＦＦにおいてスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止する。消灯期間Ｔ_ＯＦＦから点灯期間Ｔ_ＯＮへの遷移、および点灯期間Ｔ_ＯＮから消灯期間Ｔ_ＯＦＦへの遷移において、ＬＥＤストリング６に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶは急峻に変化し、それにともないインダクタＬ１のコイル電流Ｉ_Ｌ１も急激に変化する。ＰＷＭ調光を可聴周波数で行うと、コイル電流Ｉ_Ｌ１の急峻な変化にともない、可聴ノイズが発生するという問題がある。

本発明は係る状況に課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ＰＷＭ調光にともなう可聴ノイズの低減にある。

本発明のある態様は、発光素子に駆動電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、を制御する制御回路に関する。制御回路は、バースト調光パルスにもとづいて電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングするバーストコントローラと、駆動電流に応じた電圧または電流ドライバの両端間の電圧である検出電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、バースト調光パルスがオフレベルからオンレベルに切りかわると、時間とともに上昇する上昇スロープ電圧を生成し、バースト調光パルスがオンレベルからオフレベルに切りかわると、時間とともに下降する下降スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、（１）バースト調光パルスがオンレベルに遷移すると、上昇スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、スイッチングトランジスタをスイッチングし、（２）続いてフィードバック電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、スイッチングトランジスタをスイッチングし、（３）バースト調光パルスがオフレベルに遷移すると、下降スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、スイッチングトランジスタをスイッチングし、（４）その後、次にバースト調光パルスがオンレベルに遷移するまでの期間、スイッチングトランジスタのスイッチングを停止するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、を備える。

この態様によると、ＰＷＭ調光によって、消灯期間から点灯期間に遷移する際には、時間とともに上昇する上昇スロープ電圧に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングのデューティ比が緩やかに増大する。そして点灯期間の間は、フィードバック電圧に応じてＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングのデューティ比が調節され、点灯期間から消灯期間に遷移する際には、時間とともに低下する下降スロープ電圧に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングのデューティ比が緩やかに増大する。その結果、ＰＷＭ調光にともなう駆動電流の急激な変化、言い換えればＤＣ／ＤＣコンバータのコイル電流の急激な変化を抑制することができ、可聴ノイズを低減できる。

本発明の別の態様は、発光装置である。この発光装置は、発光素子と、発光素子に駆動電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、ＤＣ／ＤＣコンバータと電流ドライバを制御する上述の制御回路と、を備える。電流ドライバは、発光素子と接地端子の間に設けられたバースト調光用スイッチおよび電流検出抵抗を含む。制御回路は、電流検出抵抗の電圧降下を駆動電流に応じた検出電圧として受けるとともに、バースト調光パルスにもとづいてバースト調光用スイッチをスイッチングする。

本発明のさらに別の態様もまた、発光装置である。この発光装置において、電流ドライバは、発光素子と接地端子の間に設けられた電流源を含む。制御回路は、電流源の両端間の電圧を検出電圧として受けるとともに、バースト調光パルスにもとづいて電流源をスイッチングする。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、ＰＷＭ調光にともなう可聴ノイズを低減できる。

比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。 図１の駆動回路の動作を示す波形図である。 実施の形態に係る制御ＩＣを備える電子機器の構成を示す回路図である。 スロープ電圧生成部の第１の構成例を示す回路図である。 最小電圧回路の構成例を示す回路図である。 図３の制御ＩＣの動作を示す波形図である。 スロープ電圧生成部の変形例を示す回路図である。 図７のスロープ電圧生成部の動作を示す波形図である。 発光装置の変形例を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係る制御ＩＣ（Integrated Circuit）１００を備える電子機器２の構成を示す回路図である。電子機器２は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの電池駆動型の機器であり、発光装置３とＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３はＬＣＤパネル５のバックライトとして設けられる。

発光装置３は、発光素子であるＬＥＤストリング６、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２、電流ドライバ８、制御ＩＣ１００を備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、ＬＥＤストリング６の一端（アノード）に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。電流ドライバ８は、ＬＥＤストリング６のカソードと接地端子の間に設けられ、ＬＥＤストリング６に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶを制御する。制御ＩＣ１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２および電流ドライバ８を制御する。

電流ドライバ８は、ＬＥＤストリング６のカソードと接地端子の間に順に直列に設けられたＰＷＭ調光用スイッチＭ２および検出抵抗Ｒ１を含む。制御ＩＣ１００は、検出抵抗Ｒ１に生ずる電圧降下を検出電圧Ｖｓ（＝Ｉ_ＤＲＶ×Ｒ１）として受け、この検出電圧Ｖｓが目標電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０２のスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。これにより駆動電流Ｉ_ＤＲＶは、式（１）を満たすように調節される（アナログ調光）。
Ｉ_ＤＲＶ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ１ …（１）

また制御ＩＣ１００は、目標輝度に応じてデューティ比が調節されるパルス幅変調（ＰＷＭ）されたバースト調光パルスＧ２を生成し、バースト調光パルスＧ２にもとづき、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２をスイッチングする。これによりＬＥＤストリング６には、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが間欠的に流れ、ＬＥＤストリング６の実効的な輝度が制御される（バースト調光、ＰＷＭ調光）。

以上が発光装置３全体の構成である。続いて制御ＩＣ１００の詳細な構成を説明する。

制御ＩＣ１００は、バーストコントローラ１０、誤差増幅器２０、スロープ電圧生成部３０、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部４０を備える。制御ＩＣ１００は、ひとつの半導体基板に一体集積化された機能ＩＣである。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

バーストコントローラ１０は、バースト調光パルスＧ２にもとづいてＰＷＭ調光用スイッチＭ２をスイッチングすることにより、電流ドライバ８が生成する駆動電流Ｉ_ＤＲＶをスイッチングする。具体的には、バーストコントローラ１０は、バースト調光パルスＧ２を生成する論理ゲート１２と、バースト調光パルスＧ２にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングするドライバＤＲ２を備える。

本実施の形態において、ＰＷＭ調光は、周波数の異なる２つのバースト調光パルスＰＷＭ１、ＰＷＭ２によって実行される。第１バースト調光パルスＰＷＭ１は第１周波数ｆ１のパルス信号であり、第２バースト調光パルスＰＷＭ２は、第１周波数ｆ１より高い第２周波数ｆ２のパルス信号である。第１バースト調光パルスＰＷＭ１、第２バースト調光パルスＰＷＭ２それぞれのデューティ比は、目標輝度に応じて調節される。たとえば第１周波数ｆ１は２００〜５００Ｈｚの可聴帯域であり、第２周波数ｆ２は、可聴帯域外の４０ｋＨｚである。論理ゲート１２は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１と第２バースト調光パルスＰＷＭ２の論理積をとることによりバースト調光パルスＧ２を生成する。

誤差増幅器２０は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶに比例した検出電圧Ｖｓと、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。
誤差増幅器２０は、トランスコンダクタンス（ｇｍ）アンプ２２、フィードバック端子（ＦＢ端子）および第１スイッチＳＷ１を含む。
ＦＢ端子と接地端子の間には、フィードバック抵抗Ｒ_ＦＢおよびフィードバックキャパシタＣ_ＦＢが直列に接続される。ｇｍアンプ２２は、検出電圧Ｖｓと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じた誤差電流を生成する。第１スイッチＳＷ１は、ｇｍアンプ２２の出力端子とＦＢ端子の間に設けられ、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルの期間オンする。

これにより、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルの間、ＦＢ端子に生ずるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢは検出電圧Ｖｓに応じて調節される。また第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルの間、ＦＢ端子がハイインピーダンスとなり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢはその直前の電圧レベルを維持する。

スロープ電圧生成部３０は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１が、消灯を指示するオフレベルから点灯を指示するオンレベルに切りかわるとき時間とともに上昇する上昇スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥと、オンレベルからオフレベルに切りかわるとき時間とともに下降する下降スロープ電圧Ｖ_ＦＡＬＬを生成する。スロープ電圧生成部３０には、同期制御のために第１バースト調光パルスＰＷＭ１が入力されている。後述するように、スロープ電圧生成部３０には、下降スロープ電圧Ｖ_ＦＡＬＬを初期化するためにフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが入力される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部４０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと２つのスロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥ、Ｖ_ＦＡＬＬのうち最も低い電圧（誤差電圧Ｖ_ＥＲＲという）にもとづいてデューティ比が調節されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部４０は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルのとき、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭにもとづいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２のスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングし、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルのとき、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部４０は、パルス幅変調器４４と、ドライバＤＲ１を備える。パルス幅変調器４４は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥ、Ｖ_ＦＡＬＬのうち、最も低い電圧Ｖ_ＥＲＲに応じたデューティ比を有するパルス幅変調信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。図３のパルス幅変調器４４は、オシレータ４６およびＰＷＭコンパレータ４８を含む。オシレータ４６は、三角波もしくはのこぎり波の周期電圧Ｖ_ＲＡＭＰを生成する。ＰＷＭコンパレータ４８は、周期電圧Ｖ_ＲＡＭＰと誤差電圧Ｖ_ＥＲＲを比較し、比較結果に応じたＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを出力する。

最小電圧回路ＳＥＬ１は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとスロープ電圧Ｖ_ＲＩＥＳ、Ｖ_ＦＡＬＬ受け、電圧レベルが小さい方Ｖ_ＥＲＲを選択し、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部４０に出力する。ＰＷＭコンパレータ４８を３入力で構成することにより、最小電圧回路ＳＥＬ１の機能を、ＰＷＭコンパレータ４８に実装してもよい。

ドライバＤＲ１は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がハイレベル（オンレベル）のとき、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングし、ローレベルのときにはスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止する。

以上が制御ＩＣ１００の構成である。続いてスロープ電圧生成部３０の具体的な構成を説明する。

図４は、スロープ電圧生成部の第１の構成例を示す回路図である。スロープ電圧生成部３０ａは、第１キャパシタＣ１１、充電回路３２、第２キャパシタＣ１２、放電回路３４を含む。

第１キャパシタＣ１１および充電回路３２は、上昇スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥを生成する。第１キャパシタＣ１１の一端は接地される。充電回路３２は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルに遷移したことを契機として、第１キャパシタＣ１１の充電を開始する。充電が開始すると、第１キャパシタＣ１１に生ずる上昇スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥは時間とともに上昇する。

充電回路３２は、第１電流源ＣＳ１、第２電流源ＣＳ２、第３スイッチＳＷ３を含む。第１電流源ＣＳ１は、第１キャパシタＣ１１に第１電流Ｉｃ１を供給する。第２電流源ＣＳ２と第３スイッチＳＷ３は、第１キャパシタＣ１１の上側電極と接地端子の間に、直列に設けられる。第３スイッチＳＷ３は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１の反転信号に応じて制御される。第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルの期間、第３スイッチＳＷ３がオンすると、第２電流源ＣＳ２は、第１キャパシタＣ１１から第１電流Ｉｃ１より大きな第２電流Ｉｃ２を引き抜く。これにより、第１キャパシタＣ１１のスロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥは低下する。ただし、後述する出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇を抑制するために、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥは所定の最小電圧Ｖ_ＭＩＮ以下にならないように構成される。たとえば第１キャパシタＣ１１は１０ｐＦであり、Ｉｃ１＝０．５μＡ、Ｉｃ２＝１μＡである。

第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルに遷移すると、第２電流源ＣＳ２がオフし、第１キャパシタＣ１１が第１電流Ｉｃ１によって充電され、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥが上昇する。

後述するように、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルに遷移するタイミングにおける第１キャパシタＣ１１の電圧Ｖ_ＲＩＳＥは、スイッチングトランジスタＭ１のデューティ比が非ゼロとなるように定めることが望ましい。

第２キャパシタＣ１２および放電回路３４は、下降スロープ電圧Ｖ_ＦＡＬＬを生成する。第２キャパシタＣ１２の一端は接地される。放電回路３４は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルに遷移したことを契機として、第２キャパシタＣ１２の放電を開始する。放電によって第２キャパシタＣ１２のスロープ電圧Ｖ_ＦＡＬＬは時間とともに低下する。

放電回路３４は、第３電流源ＣＳ３および第２スイッチＳＷ２を含む。上述の第１スイッチＳＷ１も、放電回路３４としての機能を担っている。

第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルに遷移するタイミングにおける第２キャパシタＣ１２の電圧Ｖ_ＦＡＬＬは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと実質的に等しいことが好ましい。これを実現するために第２スイッチＳＷ２が設けられる。

第２スイッチＳＷ２は、第２キャパシタＣ１２の電圧Ｖ_ＦＡＬＬをリセットする初期化スイッチであり、第１スイッチＳＷ１とＦＢ端子の間に挿入され、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルの期間、オンする。第２キャパシタＣ１２は、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２の接続点と、接地端子との間に設けられる。

フィードバックキャパシタＣ_ＦＢの容量値は、０．１μＦ程度であり、第２キャパシタＣ１２の容量値よりも十分に大きい。つまり第２スイッチＳＷ２がオンすることによりフィードバックキャパシタＣ_ＦＢの電荷が第２キャパシタＣ１２に移動する。このときフィードバック電圧Ｖ_ＦＢはほとんどドロップしないため、第２キャパシタＣ１２の電圧Ｖ_ＦＡＬＬはフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに初期化される。

第３電流源ＣＳ３は、第２キャパシタＣ１２から第３電流Ｉｃ３を引き抜く。たとえばＣ１２＝１０ｐＦ、Ｉｃ３＝１μＡである。第３電流Ｉｃ３は、ｇｍアンプ２２の出力電流（ソース電流、シンク電流）よりも十分に小さい。したがって第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルであり第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２がオンの期間は、第３電流Ｉｃ３は無視でき、フィードバック動作には寄与しない。第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルとなり、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２がオフすると、第２キャパシタＣ１２が第３電流Ｉｃ３によって放電される。これにより、第２キャパシタＣ１２の電圧Ｖ_ＦＡＬＬは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを初期値として、時間とともに低下していく。

このように、図４のスロープ電圧生成部３０ａは、キャパシタＣ１１、Ｃ１２の充放電によって、上昇スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥと、下降スロープ電圧Ｖ_ＦＡＬＬを個別に生成する。

最小電圧回路ＳＥＬ１には、第１キャパシタＣ１１の電圧Ｖ_ＦＢ、Ｖ_ＦＡＬＬと、第２キャパシタＣ１２の電圧Ｖ_ＲＩＳＥが入力される。最小電圧回路ＳＥＬ１は、入力された２つの電圧のうち、低い方を選択し、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ制御部４０へと出力する。

図４のスロープ電圧生成部３０ａには、第１キャパシタＣ１１の電圧Ｖ_ＲＩＳＥを、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じた上限電圧Ｖ_ＭＡＸ以下にクランプするクランプ回路３６を設けてもよい。図４のクランプ回路３６は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであるクランプトランジスタＭ１３と、抵抗Ｒ１３を備える。クランプトランジスタＭ１３のゲートはＦＢ端子と接続され、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが入力される。クランプ回路３６によって、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥは、上限値Ｖ_ＭＡＸ（＝Ｖ_ＦＢ＋Ｖ_ＴＨＰ）以下にクランプされる。Ｖ_ＴＨＰは、トランジスタＭ１３のゲートソース間しきい値電圧である。

図５は、最小電圧回路ＳＥＬ１の構成例を示す回路図である。最小電圧回路ＳＥＬ１は、ソースフォロアを利用した最小電圧回路である。最小電圧回路ＳＥＬ１は、電流源ＣＳ１１、ＣＳ１２、入力トランジスタＭ１１、Ｍ１２、レベルシフトトランジスタＭ１３、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、を備える。

入力トランジスタＭ１１、Ｍ１２はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、それぞれのゲートが、最小電圧回路ＳＥＬ１の入力端子ＩＮ１、ＩＮ２と接続される。入力トランジスタＭ１１、Ｍ１２のソースは共通に接続され、電流源ＣＳ１１と接続される。抵抗Ｒ１１は、入力トランジスタＭ１１、Ｍ１２の共通に接続されたドレインと、接地端子の間に設けられる。

入力トランジスタＭ１１、Ｍ１２の共通に接続されたソースには、２つの入力電圧のうち、低い方よりも電位差Ｖ_ＴＨＰ高い電圧Ｖ_ＳＲＣ１が発生する。
Ｖ_ＳＲＣ１＝ｍｉｎ（Ｖ１，Ｖ２）＋Ｖ_ＴＨＰ
電位差Ｖ_ＴＨＰは、入力トランジスタＭ１１、Ｍ１２のゲートソース間しきい値電圧であり、ｍｉｎ（ｘ，ｙ）は、ｘとｙのうち小さい値を示す関数である。

レベルシフトトランジスタＭ１３はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴでありであり、そのゲートには、ソース電圧Ｖ_ＳＲＣが入力される。レベルシフトトランジスタＭ１３のソースには電流源ＣＳ１２が接続され、そのドレインには抵抗Ｒ１２が接続される。最小電圧回路ＳＥＬ１は、レベルシフトトランジスタＭ１３のソース電圧Ｖ_ＳＲＣ２を出力する。ソース電圧Ｖ_ＳＲＣ２は、電圧ＶＳＲＣ１よりも電位差Ｖ_ＴＨＮ低い。Ｖ_ＴＨＮは、レベルシフトトランジスタＭ１３のゲートソース間しきい値電圧である。
Ｖ_ＳＲＣ２＝Ｖ_ＳＲＣ１−Ｖ_ＴＨＮ
したがって、Ｖ_ＴＨＰ＝Ｖ_ＴＨＮが成り立つとき、最小電圧回路ＳＥＬ１の出力電圧は、２つの入力電圧Ｖ１、Ｖ２の低い電圧となる。
Ｖ_ＳＲＣ２＝ｍｉｎ（Ｖ１，Ｖ２）

図５の変形例として、ＭＯＳＦＥＴをバイポーラトランジスタに置き換えたもの、あるいは、Ｐチャンネル（ＰＮＰ）とＮチャンネル（ＮＰＮ）を入れ替えて天地反転したものなどが存在する。
さらには、最小電圧回路ＳＥＬ１の構成は図５には限定されず、公知の最小電圧回路を用いればよい。たとえばダイオードを用いた最小電圧回路などを用いてもよい。

以上が実施の形態に係る制御ＩＣ１００の構成である。続いてその動作を説明する。図６は、図３の制御ＩＣ１００の動作を示す波形図である。

時刻ｔ０以前、第１バースト調光パルスＰＷＭ１はオフレベル（ローレベル）であり、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングは停止している。また第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２はともにオフであり、ＦＢ端子はハイインピーダンスとなっている。

時刻ｔ０に第３スイッチＳＷ３がオフすると、第１キャパシタＣ１１が第１電流Ｉｃ１によって充電され、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥが上昇し、上限値Ｖ_ＭＡＸに達するとクランプされる。なおクランプ回路３６を省略した場合、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥは電源電圧付近でクランプされ、この場合であって回路は正常に動作する。

時刻ｔ２に第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルに遷移すると、第３スイッチＳＷ３がオンし、第１キャパシタＣ１１が放電され、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥが低下し始める。

時刻ｔ０に第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベル（ハイレベル）に遷移すると第２スイッチＳＷ２がオンする。これにより第２キャパシタＣ１２の電圧Ｖ_ＦＡＬＬがフィードバック電圧Ｖ_ＦＢと等しくなる。時刻ｔ２に第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルに遷移すると、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２がオフする。これにより第２キャパシタＣ１２が第３電流Ｉｃ３によって放電され、スロープ電圧Ｖ_ＦＡＬＬが低下しはじめる。

最小電圧回路ＳＥＬ１の出力電圧Ｖ_ＥＲＲは、時刻ｔ０以前においてある最低電圧Ｖ_ＭＩＮとなっており、その後、時刻ｔ０〜ｔ１の間、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥと等しくなる。時刻ｔ１〜ｔ２の間は、Ｖ_ＥＲＲ＝Ｖ_ＦＢである。時刻ｔ２〜ｔ３の間は、Ｖ_ＥＲＲ＝Ｖ_ＦＡＬＬとなる。したがってスイッチングトランジスタＭ１のゲート信号Ｇ１のデューティ比は、時刻ｔ０〜ｔ１の間、時間とともに増加し、その後はフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに従って調節され、時刻ｔ２〜ｔ３の間は、時間とともに減少していく。

その結果、第１バースト調光パルスＰＷＭ１のオンレベルへの遷移、オフレベルの遷移の際に、コイル電流Ｉ_Ｌ１が緩やかに変化するため、可聴ノイズを抑制することができる。

なお、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥ、Ｖ_ＦＡＬＬによるデューティ比のソフト切りかえによって、以下の問題が生じうる。すなわち時刻ｔ０の直後、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定に保つには、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比でスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする必要があるところ、図３の制御ＩＣ１００では、デューティ比を緩やかに上昇させるため、インダクタＬ１に供給するエネルギーが不足し、それにより出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低下する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴの低下量Ｖ_ＤＥＣが大きいと、駆動電流Ｉ_ＤＲＶ、つまり輝度が低下するおそれがあることから、低下量Ｖ_ＤＥＣはなるべく小さくすることが望ましい。

この低下量Ｖ_ＤＥＣは、時刻ｔ０におけるデューティ比の初期値Ｄ_ＩＮＩＴに応じて制御できる。なぜなら、時刻ｔ０におけるデューティ比の初期値Ｄ_ＩＮＩＴに応じて、コイル電流の傾き、すなわち可聴ノイズ低下の効果と、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの低下量Ｖ_ＤＥＣはトレードオフの関係にあるからである。つまり出力電圧Ｖ_ＯＵＴの低下量Ｖ_ＤＥＣを小さくするには、初期値Ｄ_ＩＮＩＴは、非ゼロの値、具体手には、可聴ノイズが発生しない範囲において、なるべく大きな値とすることが望ましい。たとえば初期値Ｄ_ＩＮＩＴは５％〜１０％であることが好ましく、そうなるようにスロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥの最小電圧Ｖ_ＭＩＮが決められている。

また、低下量Ｖ_ＤＥＣは、時刻ｔ０〜ｔ１の長さ（遷移期間）τ１によっても変化する。つまり遷移期間τ１に応じて、可聴ノイズ低下の効果と、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの低下量Ｖ_ＤＥＣはトレードオフの関係にある。遷移期間τ１は、電子機器２の設計者が任意に、たとえば１０μｓ〜１ｍｓ程度の範囲で設定できることが好ましく、一例として１００μｓ程度としてもよい。具体的には、第１電流Ｉｃ１、第２電流Ｉｃ２を可変とすればよく、あるいはキャパシタＣ１１の容量値を可変とすればよい。

反対に時刻ｔ２の直後、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定に保つには、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを直ちに停止すべきところ、図３の制御ＩＣ１００では、デューティ比を緩やかに低下させるため、インダクタＬ１に供給するエネルギーが過剰となり、それにより出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇する。ただし消灯期間における出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇は、輝度の変動をもたらさないため、それほど気にする必要はない。

なお、スロープ電圧によるソフト切りかえと、一般的なソフトスタートを混同してはならない。ソフトスタートは、発光装置３の起動時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴがゼロであり、かつフィードバック電圧Ｖ_ＦＢもゼロの状態において、ラッシュ電流を抑制するための技術であって、バースト調光にともなう可聴ノイズとは無関係である。本実施の形態におけるスロープ電圧によるソフト切りかえは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが立ち上がり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢも安定点に達した後の制御である。また一般的なソフトスタートが１０ｍｓ〜１ｓの時間スケールで行われるのに対して、スロープ電圧によるソフト切りかえは、１０μｓ〜１ｍｓの時間スケールで行われる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

図７は、スロープ電圧生成部の変形例を示す回路図である。図４のスロープ電圧生成部３０ａは、２つのキャパシタＣ１１、Ｃ１２を用いて、２つのスロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥ、Ｖ_ＦＡＬＬを個別に生成した。これに対して図７のスロープ電圧生成部３０ｂは、単一のキャパシタＣ１１を用いて、スロープ電圧Ｖ_ＲＩＳＥ、Ｖ_ＦＡＬＬを、単一のスロープ電圧Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}として生成する。

スロープ電圧生成部３０ａは、第１キャパシタＣ１１、充電回路（ＣＳ１、ＳＷ５、３８）、放電回路（ＣＳ２、ＳＷ３）および初期化回路（ＳＷ４、３８）を備える。
第１キャパシタＣ１１の一端は接地される。充電回路は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルに遷移したことを契機として第１キャパシタＣ１１の充電を開始する。放電回路は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルに遷移したことを契機として第１キャパシタＣ１１の放電を開始する。初期化回路は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルに遷移するのに先立ち、第１キャパシタＣ１１の電圧Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}を、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに初期化する。

より具体的には、スロープ電圧生成部３０ａは、第１キャパシタＣ１１、第１電流源ＣＳ１、第２電流源ＣＳ２、第３スイッチＳＷ３〜第５スイッチＳＷ５、充放電制御部３８を備える。

第４スイッチＳＷ４は、第１キャパシタＣ１１の他端とＦＢ端子の間に設けられる。第１電流源ＣＳ１は、第５スイッチＳＷ５と連動してオン、オフが切りかえ可能に構成され、オン状態において第１キャパシタＣ１１に第１電流Ｉｃ１を供給し、第１キャパシタＣ１１を充電する。第２電流源ＣＳ２はスイッチＳＷ３と連動してオン、オフが切りかえ可能であり、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルの期間、第１キャパシタＣ１１から第２電流Ｉｃ２を引き抜き、第１キャパシタＣ１１を放電する。Ｉｃ２＞Ｉｃ１であり、たとえばＩｃ１＝０．５μＡ、Ｉｃ２＝１μＡである。

充放電制御部３８は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルに遷移してからある期間Ｔａ、第１電流源ＣＳ１をオン、第４スイッチＳＷ４をオフし、その後、次に第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルに遷移するまでの期間、第１電流源ＣＳ１をオフ、第４スイッチＳＷ４をオンする。第４スイッチＳＷ４は、第１キャパシタＣ１１の電圧Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}をフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに初期化するために設けられる。

図７において、ある期間Ｔａは、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルに遷移してから、第１キャパシタＣ１１の電圧Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}が所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨに達するまでの期間である。コンパレータＣＭＰ１は、スロープ電圧Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}をしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較する。ロジック回路３９は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルに遷移すると、第１電流源ＣＳ１をオン、第４スイッチＳＷ４をオフし、その後、コンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルとなると、第１電流源ＣＳ１をオフ、第４スイッチＳＷ４をオンする。たとえばロジック回路３９は、フリップフロップを含む。フリップフロップの入力端子には、ハイレベル電圧が入力され、そのクロック端子には、コンパレータＣＭＰ１の出力が入力され、そのリセット端子（負論理）には、第１バースト調光パルスＰＷＭ１が入力される。第４スイッチＳＷ４は、ロジック回路３９の出力Ｑがハイレベルのときオン、第５スイッチＳＷ５は、ロジック回路３９の反転出力＃Ｑがハイレベルのときオンする。

最小電圧回路ＳＥＬ１は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと、スロープ電圧生成部Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}を受け、小さい方を誤差電圧Ｖ_ＥＲＲとして出力する。

図８は、図７のスロープ電圧生成部３０ｂの動作を示す波形図である。
時刻ｔ０以前、第５スイッチＳＷ５、第３スイッチＳＷ３が両方オンしており、Ｉｃ２＞Ｉｃ１であるため、第１キャパシタＣ１１の電圧Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}は最小電圧Ｖ_ＭＩＮに低下している。

時刻ｔ０に第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオンレベルに遷移すると、第３スイッチＳＷ３がオフし、第１キャパシタＣ１１が第１電流Ｉｃ１によって充電され、スロープ電圧生成部Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}は時間とともに上昇する。時刻ｔ４にスロープ電圧生成部Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}がしきい値電圧Ｖ_ＴＨに達すると、充放電制御部３８は、第５スイッチＳＷ５をオフ、第４スイッチＳＷ４をオンする。これによりスロープ電圧生成部Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと等しくなる。

時刻ｔ２に第１バースト調光パルスＰＷＭ１がオフレベルに遷移すると、充放電制御部３８がリセットされ、第４スイッチＳＷ４がオフ、第５スイッチＳＷ５がオンする。これにより、第１キャパシタＣ１１は、電流（Ｉｃ２−Ｉｃ１）によって放電され、スロープ電圧生成部Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}は時間とともに低下していき、時刻ｔ３に最小電圧Ｖ_ＭＩＮとなる。

このように図７のスロープ電圧生成部３０ｂによれば、単一の第１キャパシタＣ１１によって、スロープ電圧生成部Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}の上昇部分と下降部分の両方を生成することができる。

図７のスロープ電圧生成部３０ｂの変形例において、初期化回路として、第４スイッチＳＷ４に代えて、スロープ電圧生成部Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}をフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ以下にクランプするクランプ回路を設けてもよい。

以上がスロープ電圧生成部の変形例である。

図９は、変形例に係る発光装置を示す回路図である。発光装置３ｃは、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿Ｎを備える。電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎは、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿Ｎごとに設けられ、それぞれが駆動電流ＩＤＲＶを生成する定電流源を備える。定電流源８＿１〜８＿Ｎは、対応するバースト調光パルスＧ２＿１〜Ｇ２＿Ｎに応じてスイッチング可能に構成される。

誤差増幅器２０ｃには、検出電圧Ｖｓとして、電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎそれぞれの両端間の電圧、言い換えればＬＥＤストリング６＿１〜６＿Ｎのカソード電圧がフィードバックされる。誤差増幅器２０ｃは、複数の検出電圧Ｖｓ１〜ＶｓＮのうち、最も低い電圧と、基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅する。

バーストコントローラ１０＿１〜１０＿Ｎは、電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎごとに設けられる。ｉ番目のバーストコントローラ１０＿ｉは、第１バースト調光パルスＰＷＭ１＿ｉと、第２バースト調光パルスＰＷＭ２にもとづいてバースト調光パルスＧ２＿ｉを生成する。第１バースト調光パルスＰＷＭ１＿１〜ＰＷＭ１＿Ｎの位相はシフトしていてもよい。

論理ゲート２４は、複数の第１バースト調光パルスＰＷＭ１＿１〜ＰＷＭ１＿Ｎの論理和にもとづいて、第１バースト調光パルスＰＷＭ１を生成する。第１バースト調光パルスＰＷＭ１は、第１スイッチＳＷ１、スロープ電圧生成部３０、ドライバＤＲ１に供給される。第１バースト調光パルスＰＷＭ１は、第１バースト調光パルスＰＷＭ１＿１〜ＰＷＭ１＿Ｎの少なくともひとつがオンレベルのときに、オンレベルとなる。

この発光装置３ｃによれば、複数チャンネルのＬＥＤストリング６＿１〜６＿Ｎを駆動でき、全チャンネルのＬＥＤストリング６＿１〜６＿Ｎが一斉に消灯期間となる際に、可聴ノイズが発生するのを抑制できる。また全チャンネルの消灯期間から、いずれかのＬＥＤストリング６＿ｉが点灯期間となるときの可聴ノイズを抑制できる。

実施の形態では、第１バースト調光パルスＰＷＭ１と第２バースト調光パルスＰＷＭ２の２つのパルスによってＰＷＭ調光を行ったが、本発明はそれには限定されない。たとえば第２バースト調光パルスＰＷＭ２による調光を行わず、第１バースト調光パルスＰＷＭ１をバースト調光パルスＧ２として用いてもよい。

実施の形態では、電圧モードのパルス幅変調器４４を説明したが本発明はそれには限定されず、平均電流モード、ピーク電流モードの変調器を用いてもよく、その構成は特に限定されない。

実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。

実施の形態では、発光装置３のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。

また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベルの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電子機器、３…発光装置、４…駆動回路、５…ＬＣＤパネル、６…ＬＥＤストリング、８…電流ドライバ、１００…制御ＩＣ、１０２…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０…バーストコントローラ、２０…誤差増幅器、２２…ｇｍアンプ、ＳＷ１…第１スイッチ、Ｒ_ＦＢ…フィードバック抵抗、Ｃ_ＦＢ…フィードバックキャパシタ、３０…スロープ電圧生成部、ＳＷ２…第２スイッチ、Ｃ１１…第１キャパシタ、Ｃ１２…第２キャパシタ、３２…充電回路、ＣＳ１…第１電流源、ＣＳ２…第２電流源、ＳＷ３…第３スイッチ、３４…放電回路、ＣＳ３…第３電流源、ＳＷ４…第４スイッチ、ＳＷ５…第５スイッチ、３６…クランプ回路、３８…充放電制御部、４０…ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部、４４…パルス幅変調器、ＤＲ１…ドライバ、Ｒ１…検出抵抗、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…ＰＷＭ調光用スイッチ、Ｇ１…ゲート信号、Ｇ２…バースト調光パルス、ＰＷＭ１…第１バースト調光パルス、ＰＷＭ２…第２バースト調光パルス、ＳＥＬ１…最小電圧回路。

Claims (15)

1. 発光素子に駆動電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、を制御する制御回路であって、
   バースト調光パルスにもとづいて前記電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングするバーストコントローラと、
   前記駆動電流に応じた電圧または前記電流ドライバの両端間の電圧である検出電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
   前記バースト調光パルスがオフレベルからオンレベルに切りかわると、時間とともに上昇する上昇スロープ電圧を生成し、前記バースト調光パルスがオンレベルからオフレベルに切りかわると、時間とともに下降する下降スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、
   前記上昇スロープ電圧、前記下降スロープ電圧および前記フィードバック電圧を受け、それらのうち最も低い電圧を選択して出力する最小電圧回路と、
   前記最小電圧回路の出力にもとづいて前記パルス変調信号のデューティ比を調節するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部であって、（１）前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移すると、前記上昇スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（２）続いて前記フィードバック電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（３）前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移すると、前記下降スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（４）その後、次に前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移するまでの期間、前記スイッチングトランジスタのスイッチングを停止するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記スロープ電圧生成部は、
   一端の電位が固定された第１キャパシタと、
   前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移したことを契機として前記第１キャパシタの充電を開始する充電回路と、
   を含み、
   前記スロープ電圧生成部は、前記第１キャパシタの電圧を、前記上昇スロープ電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記スロープ電圧生成部は、前記第１キャパシタの電圧を、前記フィードバック電圧に応じた上限値以下にクランプするクランプ回路をさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
4. 前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移するタイミングにおける前記第１キャパシタの電圧は、前記スイッチングトランジスタのデューティ比が非ゼロとなるように定められていることを特徴とする請求項２または３に記載の制御回路。
5. 前記スロープ電圧生成部は、
   一端の電位が固定された第２キャパシタと、
   前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移したことを契機として、前記第２キャパシタの放電を開始する放電回路と、を含み、
   前記スロープ電圧生成部は、前記第２キャパシタの電圧を、前記下降スロープ電圧として出力することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の制御回路。
6. 前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移するタイミングにおける前記第２キャパシタの電圧は、前記フィードバック電圧と実質的に等しいことを特徴とする請求項５に記載の制御回路。
7. 前記スロープ電圧生成部は、
   前記第２キャパシタと前記フィードバック電圧が生ずるフィードバック端子の間に設けられ、前記バースト調光パルスがオンレベルである期間オンする初期化スイッチをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の制御回路。
8. 発光素子に駆動電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、を制御する制御回路であって、
   バースト調光パルスにもとづいて前記電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングするバーストコントローラと、
   前記駆動電流に応じた電圧または前記電流ドライバの両端間の電圧である検出電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
   前記バースト調光パルスがオフレベルからオンレベルに切りかわると、時間とともに上昇する上昇スロープ電圧を生成し、前記バースト調光パルスがオンレベルからオフレベルに切りかわると、時間とともに下降する下降スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、
   （１）前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移すると、前記上昇スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（２）続いて前記フィードバック電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（３）前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移すると、前記下降スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（４）その後、次に前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移するまでの期間、前記スイッチングトランジスタのスイッチングを停止するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、
   を備え、
   前記誤差増幅器は、
   前記検出電圧と前記基準電圧の誤差に応じた誤差電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、
   フィードバック端子と接地端子の間に直列に設けられるフィードバック抵抗およびフィードバックキャパシタと、
   前記トランスコンダクタンスアンプの出力端子と前記フィードバック端子の間に設けられ、前記バースト調光パルスがオンレベルの期間オンする第１スイッチと、
   を含み、
   前記スロープ電圧生成部は、
   一端の電位が固定された第１キャパシタと、
   前記第１キャパシタに第１電流を供給する第１電流源と、
   前記バースト調光パルスがオフレベルの期間、前記第１キャパシタから前記第１電流より大きな第２電流を引き抜く第２電流源と、
   前記第１スイッチと前記フィードバック端子の間に挿入され、前記バースト調光パルスがオンレベルの期間オンする第２スイッチと、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続点と、接地端子との間に設けられた第２キャパシタと、
   前記第２キャパシタから第３電流を引き抜く第３電流源と、
   を含み、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記第１キャパシタの電圧と、前記第２キャパシタの電圧の低い方にもとづいて、前記パルス変調信号を生成することを特徴とする制御回路。
9. 前記スロープ電圧生成部は、
   前記第１キャパシタの電圧を、前記フィードバック電圧に応じた上限値以下にクランプするクランプ回路をさらに備えることを特徴とする請求項８に記載の制御回路。
10. 前記スロープ電圧生成部は、
    一端の電位が固定された第１キャパシタと、
    前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移したことを契機として前記第１キャパシタの充電を開始する充電回路と、
    前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移したことを契機として前記第１キャパシタの放電を開始する放電回路と、
    前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移するのに先立ち、前記第１キャパシタの電圧を、前記フィードバック電圧に初期化する初期化回路と、
    を含み、
    前記スロープ電圧生成部は、前記第１キャパシタの電圧を、前記上昇スロープ電圧および前記下降スロープ電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
11. 発光素子に駆動電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、を制御する制御回路であって、
    バースト調光パルスにもとづいて前記電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングするバーストコントローラと、
    前記駆動電流に応じた電圧または前記電流ドライバの両端間の電圧である検出電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
    前記バースト調光パルスがオフレベルからオンレベルに切りかわると、時間とともに上昇する上昇スロープ電圧を生成し、前記バースト調光パルスがオンレベルからオフレベルに切りかわると、時間とともに下降する下降スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、
    （１）前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移すると、前記上昇スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（２）続いて前記フィードバック電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（３）前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移すると、前記下降スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、（４）その後、次に前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移するまでの期間、前記スイッチングトランジスタのスイッチングを停止するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、
    を備え、
    前記誤差増幅器は、
    前記検出電圧と前記基準電圧の誤差に応じた誤差電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、
    フィードバック端子と接地端子の間に直列に設けられるフィードバック抵抗およびフィードバックキャパシタと、
    前記トランスコンダクタンスアンプの出力端子と前記フィードバック端子の間に設けられ、前記バースト調光パルスがオンレベルの期間オンする第１スイッチと、
    を含み、
    前記スロープ電圧生成部は、
    一端の電位が固定された第１キャパシタと、
    前記第１キャパシタの他端と前記フィードバック端子の間に設けられた第４スイッチと、
    オン、オフが切りかえ可能に構成され、オン状態において前記第１キャパシタに第１電流を供給する第１電流源と、
    前記バースト調光パルスがオフレベルの期間、前記第１キャパシタから第２電流を引き抜く第２電流源と、
    前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移してからある期間、前記第１電流源をオン、前記第４スイッチをオフし、その後、次に前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移するまでの期間、前記第１電流源をオフ、前記第４スイッチをオンする充放電制御部と、
    を含み、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記第１キャパシタの電圧と、前記フィードバック端子に生ずる前記フィードバック電圧の低い方にもとづいて、前記パルス変調信号を生成することを特徴とする制御回路。
12. 前記バーストコントローラは、第１周波数の前記バースト調光パルスと、前記第１周波数より高い第２周波数の第２バースト調光パルスと、の論理積にもとづいて前記電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングし、
    前記第１周波数が可聴周波数であることを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載の制御回路。
13. 発光素子と、
    前記発光素子に駆動電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、
    前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記電流ドライバを制御する請求項１から１２のいずれかの制御回路と、
    を備え、
    前記電流ドライバは、前記発光素子と接地端子の間に設けられたバースト調光用スイッチおよび電流検出抵抗を含み、
    前記制御回路は、前記電流検出抵抗の電圧降下を前記駆動電流に応じた検出電圧として受けるとともに、前記バースト調光パルスにもとづいて前記バースト調光用スイッチをスイッチングすることを特徴とする発光装置。
14. 発光素子と、
    前記発光素子に駆動電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、
    前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記電流ドライバを制御する請求項１から１２のいずれかの制御回路と、
    を備え、
    前記電流ドライバは、前記発光素子と接地端子の間に設けられた電流源を含み、
    前記制御回路は、前記電流源の両端間の電圧を前記検出電圧として受けるとともに、前記バースト調光パルスにもとづいて前記電流源をスイッチングすることを特徴とする発光装置。
15. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項１３または１４に記載の発光装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。

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