JP2014064014A - 光送信装置、及び光送信信号の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パイロット信号を用いずに消光比を制御する。
【解決手段】光送信装置１０は、送信情報に応じて変調した変調電流に基づいて駆動電流を発生するＬＤＤ１２と、駆動電流の入力を受けて光信号を送信するＬＤ１４と、ＬＤ１４から送信された光信号を受光するＭＰＤ１６と、ＭＰＤ１６により受光された光信号に基づいて得られた電圧信号から一部の周波数帯域を抽出するフィルタと、フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と基準振幅との比較に基づいて、変調電流の振幅を制御する手段と、を含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、光送信装置、及び光送信信号の制御方法に関する。

レーザーダイオード（ＬＤ）を光送信装置の送信モジュールに用いているものがある。こうした光送信装置のデータ通信には、ＬＤにバイアス電流を供給し、その電流量を伝送データに応じて変調するベースバンド方式の通信方式が用いられることがある。

ＬＤは温度変化や経年劣化によって、駆動電流と光出力との関係を表したＩＬ特性が変化してしまうため、通信品質を安定化させるためには、０／１の光信号の出力強度比を示す消光比（ＥＲ）を一定に制御する回路が必要となる。そこで従来では、下記の特許文献１に記載されているように、伝送信号に当該伝送信号よりも十分に低周波数かつ小振幅のパイロット信号を合波してＬＤから光信号を送信するとともに、当該送信された光信号を受光し、受光した光信号の中からパイロット信号を検出して、当該検出したパイロット信号の振幅強度に応じて消光比を制御する回路を設けたものがある。

特開２００３−１６９０２２号公報

しかしながら、従来の技術では、送信信号に合波するパイロット信号の振幅を小さくすると、ＬＤのＩＬ特性の変化点付近では光信号の振幅変化の影響によりパイロット信号の振幅が精度良く検出できず、これに対してパイロット信号の振幅を大きくすると送信信号が乱れてしまい、消光比の制御を精度良く行えないことがあった。

本発明は上記課題に鑑みてなされたものであって、本発明の目的の１つは、パイロット信号を用いずに消光比を制御できる光送信装置、及び光送信信号の制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明に係る光送信装置は、送信情報に応じて変調した変調電流に基づいて駆動電流を発生する駆動回路と、前記駆動電流の入力を受けて光信号を送信する光送信素子と、前記光送信素子から送信された光信号を受光する受光素子と、前記受光素子により受光された光信号に基づいて得られた電圧信号から一部の周波数帯域を抽出するフィルタと、前記フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と基準振幅との比較に基づいて、前記変調電流の振幅を制御する制御手段と、を含む。

また、本発明の一態様では、前記制御手段は、前記フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と基準振幅との差に基づいて、前記変調電流の振幅を制御する。

また、本発明の一態様では、前記制御手段は、前記フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と基準振幅との差が閾値を超えた場合には、前記変調電流の振幅の増幅を制限する。

また、本発明の一態様では、前記送信情報の有無を検出する送信情報検出手段をさらに含み、前記制御手段は、前記送信情報検出手段により送信情報が検出されなかった場合には、前記変調電流の振幅の変更を制限する。

また、本発明の一態様では、前記制御手段は、前記フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と基準振幅との差の変化率が予め定められた範囲内にない場合には、前記変調電流の振幅の変更を制限する。

また、本発明の一態様では、前記光送信素子の温度を検出する手段をさらに含み、前記制御手段は、前記検出された温度に基づいて前記変調電流の振幅を制御する。

また、本発明の一態様では、前記フィルタは、前記光信号に基づいて得られた電圧信号のうち低周波側の帯域の一部を抽出する。

また、本発明の一態様では、前記変調電流は、１フレームあたりに信号が符号化して変調される。

また、本発明に係る光送信信号の制御方法は、送信情報に応じて変調した変調電流に基づいて駆動電流を発生するステップと、前記駆動電流の入力を受けて光信号を送信するステップと、前記送信された光信号を受光するステップと、前記受光された光信号に基づいて得られた電圧信号から一部の周波数帯域を抽出するステップと、前記抽出された電圧信号の振幅と基準振幅との比較に基づいて、前記変調電流の振幅を制御するステップと、を含む。

本発明の一態様によれば、パイロット信号を用いずに、送信情報に基づいて送信される光信号の消光比を制御できる。

光送信装置の構成図である。 ＬＤに入力される駆動電流と光出力との関係を表したＩＬ特性及びＭＰＤの特性を示す図である。 ＬＤに入力される信号の特性を示す図である。 カレントセンサから出力される信号の特性を示す図である。 フィルタから出力される信号の特性を示す図である。 振幅検出器において得られる信号の特性を示す図である。 出力コントローラにおける入力と出力との関係を示した図である。 第３の実施形態に係る光送信装置の構成図である。 第３の実施形態に係る制御部の構成図である。 時間毎の入力変化率を表したグラフである。 変調電流の増幅率と温度の傾きとの対応関係を示す図である。

以下、本発明を実施するための好適な実施の形態（以下、実施形態という）を、図面に従って説明する。

図１は、本実施形態に係る光送信装置１０の構成図である。図１に示されるように、光送信装置１０は、ＬＤＤ（ＬＤドライバ）１２、ＬＤ（レーザダイオード）１４、ＭＰＤ（モニターフォトダイオード）１６、ＡＰＣ回路１８、及びＡＭＣ回路２０を含み構成される。

ＬＤ１４は、入力電流量に応じて、電子を光変換するに光送信素子である。本実施形態に係る光送信装置１０には、直接変調型のＬＤを用いることとしてよい。

ＬＤＤ１２は、ＬＤ１４に電流を供給する駆動回路であり、「０」と「１」からなるデジタルの送信情報に基づいて「０」をＬｏｗ、「１」をＨｉｇｈとして変調した変調電流（パルス電流）を生成する回路としても機能する。本実施形態では、ＤＣ駆動方式（直流結合駆動方式）、ＡＣ駆動方式（交流結合駆動方式）のどちらの結合駆動方式のＬＤＤを用いても構わない。ＤＣ駆動方式とは、ＬＤＤ内部に有する直流電流供給回路により生成した基底電流（バイアス電流）と、前記変調電流（パルス電流）とをＬＤＤ内部で合波して生成される駆動電流を直接ＬＤに供給し駆動する方式であり、ＡＣ駆動方式とは、変調電流（パルス電流）にＡＣキャパシタ（交流用コンデンサ）を介した後、バイアス・ティーと呼ばれる直流電流供給回路により生成した基底電流（バイアス電流）と合波し、ＬＤを駆動する方式である。なお、送信信号の入力には、単相入力を用いてもよいし、差動入力を用いてもよい。ＬＤＤ１２は上記のようにＬＤ１４を駆動し、光通信のための光信号を生成する。本実施形態では、ＬＤ１４の動作状況を監視できるように、ＬＤ１４の発光をＭＰＤ１６に受光するような回路形態が用いられる。

図２（Ａ）には、ＬＤ１４に入力される駆動電流と光出力との関係を表したＩＬ特性を、図２（Ｂ）にはＭＰＤ１６の入力光強度と出力電流を示す。図２（Ａ）においては、横軸に駆動電流、縦軸に光出力を示し、図２（Ｂ）においては、横軸にＭＰＤ出力電流、縦軸にＭＰＤ入力光（強度）を示している。

図２（Ａ）に示されているように、ＬＤ１４に入力される駆動電流が閾値を超えるとＬＤ１４は発光を開始し、その後は入力される駆動電流に比例した出力の光信号を発光する。そして、ＬＤ１４から発信された光信号は、後述するＭＰＤ１６により受光される。

図２（Ｂ）には、このＭＰＤ１６への入力光強度と、ＭＰＤ１６からの電流の出力との関係を示した。図２（Ｂ）に示されるように、ＭＰＤ１６の入力光強度とＭＰＤ１６から出力される電流とは比例関係にある。

また、図２（Ａ）には、ＬＤ１４の温度が異なる場合におけるＬＤ１４のＩＬ特性を示している。図２（Ａ）において示されたＩＬ曲線はＬＤ１４の温度がそれぞれＴ１とＴ２の場合であり、Ｔ１＜Ｔ２である。図２（Ａ）に示されるように、ＬＤ１４の温度が上昇すると、入力された駆動電流の光信号への変換効率が劣化する。すなわち、一定の光出力及び光振幅を得ようとした場合には、ＬＤ１４の温度に対応して駆動電流の出力及び振幅を制御する必要がある。このような変換効率の劣化は、ＬＤ１４の温度変化のみならず経年劣化によっても同様に引き起こされる。以下、ＬＤ１４からの光出力及び振幅を制御する構成について説明する。

ＭＰＤ１６は、ＬＤ１４から発せられた伝送信号を受光する受光素子である。ＭＰＤ１６は、受光した光信号をその強度に応じた電流に変換する。

カレントセンサ２８は、抵抗２８ａと誤差増幅器２８ｂを含み構成され、抵抗間に流れる電流の電位差を検出し電圧信号として変換する。

ＡＰＣ（Auto Power Control）回路１８は、ＬＤ１４からの平均発光量が一定となるように駆動電流を制御する制御回路である。本実施形態でのＬＤＤ１２によるＬＤ１４の駆動方式は、ＡＣ駆動（交流駆動方式）を示している。ＡＰＣ回路１８は、駆動電流の直流成分である基底電流の大きさを制御することによりＬＤ１４からの発光量を制御する。

差動増幅演算を行う誤差増幅器１８ａにＡＰＣ−ｒｅｆ(ＡＰＣ基準電圧）と平均化フィルタ１８ｂの出力値を入力し、差分演算結果に応じた電圧が電流源（電圧制御電流源）２６に入力される。ＡＰＣ回路１８は閉ループ回路であり、１巡目ではＡＰＣ−ｒｅｆの設定電圧に対して平均化フィルタ１８ｂの出力値は限りなく０Ｖに近いため、場合によっては最大限の設定値が電流源２６へ送られる。その為ＡＰＣ−ｒｅｆと誤差増幅器１８ａ間や誤差増幅器１８ａと電流源２６間にＲＣフィルタいわゆる積分回路を設置し、電流源２６に入力される電圧値の応答速度を制御するようにしてもよい。

電流源２６はバイアス・ティーを通して電流を送り、ＬＤ１４を発光させる。そしてその光をＭＰＤ１６が受光し、受光された光によって発生する電流出力はカレントセンサ２８を通り、その後平均化フィルタ１８ｂを通して、誤差増幅器１８ａへ入力される。２巡目以降フィードバック結果とＡＰＣ−ｒｅｆの一定差分演算結果により制御される。その為、ＡＰＣ−ｒｅｆの設定値を制御することにより、所望の光出力を得ることもできる。

ＡＭＣ（Auto Modulation Control）回路２０は、ＬＤ１４から送信される光信号の振幅を一定に制御する制御回路である。本実施形態では、ＡＭＣ回路２０は、ＭＰＤ１６で受光した光信号に基づいて駆動電流の交流成分である変調電流の振幅を制御する回路であり、フィルタ３０、振幅検出器３２、誤差増幅器３４を含み構成されるものである。以下、図３乃至６に示した信号波形の具体例を参照しつつ、ＡＭＣ回路２０における信号処理の詳細を説明する。

本実施形態に係る光送信装置１０は、光通信の方式として、ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨやＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）等の伝送方式を用いることとしてよい。これらの方式によれば、伝送信号を小さなまとまりに分割し、分割したまとまり（フレーム）を符号化して変調することにより、伝送信号は連続的で広帯域な一定のパタンを示す。

ＡＭＣ回路２０はＡＰＣ回路１８と類似の回路である。差動増幅演算を行う誤差増幅器３４にＡＭＣ−ｒｅｆ(ＡＭＣ基準電圧）と振幅検出器３２の差分演算結果に応じた電圧
がＬＤＤ１２の振幅設定端子に入力される。ＬＤＤ１２は誤差増幅器３４から入力される電圧を元にＬＤＤ１２内部に有する設定電圧に対する出力変調電流の一定変換率で変調電流を生成する。また変調電流のＨｉｇｈ／Ｌｏｗレベルの設定は、ＬＤＤ１２に入力されるデジタル通信信号に基づいて設定される。本実施形態はＡＣ駆動（交流駆動方式）を用いるため、ＡＣキャパシタ（交流用コンデンサ）を介してＡＰＣ回路１８で生成される基底電流と合波し、光通信の信号として生成される。

ＡＭＣ回路２０は閉ループ回路であり、１巡目ではＡＭＣ−ｒｅｆの設定電圧に対して振幅検出器３２の出力値は限りなく０Ｖに近いため、場合によっては最大の設定値がＬＤＤ１２へ送られる。その為ＡＭＣ−ｒｅｆと誤差増幅器１８ａ間や誤差増幅器１８ａと電流源２６間にＲＣフィルタいわゆる積分回路を設置し、電流源２６に入力される電圧値の応答速度を制御し過渡的で異常な入力設定値を回避するようにしてもよい。

ＬＤＤ１２は設定された電圧に対してＬＤ１４に変調電流を与える。本実施形態ではＡＰＣ回路１８が一定光出力を設定し動作しており、ＬＤＤ１２に入力されるＨｉｇｈ／Ｌｏｗレベル信号の発生確率は１：１とする。

図３に、ＬＤ１４に入力される信号の特性を示す。図３（Ａ）には、ＬＤ１４に入力される信号の波形を示し、図３（Ｂ）には上記信号の波形の一部１００を拡大した信号パタンを示す。そして、図３（Ｃ）には、上記の入力信号の周波数特性を示した。図３（Ｃ）においては縦軸に出力強度を、横軸に周波数を示している。図３に示されるように、入力信号は連続的で広帯域な一定のパタンとなっている。

ＬＤ１４は上記の入力信号に応じてＬＤＤ１２により振幅を制御され、光信号を発振する。発振された光信号はＭＰＤ１６により受光される。ＭＰＤ１６には、低周波数特性を有するもの（例えば光信号の１／５０倍程度の周波数特性を有するもの）を用いることとしてよい。ＭＰＤ１６の受光電流は、ＡＰＣ回路１８と同様にカレントセンサ２８にて電圧信号化される。

図４（Ａ）にはＭＰＤ１６から出力される信号の波形を、図４（Ｂ）にはＭＰＤ１６から出力される信号の周波数特性を示す。図４（Ｂ）における実線はＭＰＤ１６からの出力波形を示し、破線はＭＰＤ１６への入力信号の周波数特性を示している。図４（Ｂ）に示されるように、ＭＰＤ１６からの出力信号の周波数帯域は、ＭＰＤ１６への入力信号よりも狭帯化している。

カレントセンサ２８から出力された電圧信号は、カットオフ周波数より高周波側がノイズとなることがあるため、フィルタ３０を通過することで、ノイズ除去を行い、電圧信号から一部の周波数帯域を抽出する。

フィルタ３０は、入力された電圧信号の一部の周波数帯域を抽出するフィルタであり、バンドパスフィルタにより構成してもよいし、ローパスフィルタにより構成してもよい。フィルタ３０により電圧信号において信号強度が安定した部分の周波数帯域を抽出し、これをＡＭＣ回路２０で振幅制御に用いる。

図５（Ａ），（Ｂ）には、フィルタ３０から出力される信号の波形を示す。フィルタを通過することで、一部の周波数帯域に絞られたことを示している。

フィルタ３０を通過した電圧信号は振幅検出器３２に伝送される。振幅検出器３２は、入力された信号の振幅を検出し、検出した振幅を一定の倍率で電圧レベルに変換し出力する回路である。

振幅検出器３２は、図６（Ａ）に示すように、入力信号の強度をピークホールドし、図６（Ｂ）に示すようにピークホールドした信号を平滑化して一定の電圧レベルに変換する信号処理を行う。また、振幅検出器３２は、ピークホールドの前にノイズ除去フィルタを挿入したり、平滑化後に増幅器を挿入して所望の電圧レベルにオフセットしたりする機能を有していてもよい。

振幅検出器３２の信号は誤差増幅器３４に入力され、ＡＭＣ−ｒｅｆと振幅検出器３２の出力信号が誤差演算される。２巡目以降のフィードバック結果とＡＭＣ−ｒｅｆの一定差分演算結果により制御される。その為、ＡＭＣ−ｒｅｆの設定値を制御することにより、所望の光振幅を得ることもできる。

次に、本発明に係る第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では、誤差増幅器３４とＬＤＤ１２の間に設けられた制御部(過渡応答制御)３６が以下の処理を行う。

制御部３６は、誤差増幅器３４からの入力を受けて制御信号を生成するとともに、生成した制御信号をＬＤＤ１２に出力する。制御信号は例えば電圧により表されることとしてよい。また、本実施形態では、制御部３６をマイクロコンピューターにより構成することとしてよい。制御部３６は、誤差増幅器３４から入力される電圧レベルをＡ／Ｄ変換部３８によりアナログデータからデジタルデータに変換する。制御部３６は上記変換したデジタルデータを入力とし、当該入力に基づいて出力を決定する出力コントローラ４０の機能を有する。出力コントローラ４０は、制御部３６に格納されたプログラムに従って、制御部３６の中央処理装置が動作することにより実現されるものとしてよい。

図７には、制御部３６の出力コントローラ４０における入力と出力との関係を示した。図７に示されるように、本実施形態では、出力コントローラ４０は入力が閾値に達するまでは入力に比例して出力するが、入力が閾値以上になった場合には出力を一定（Ｏ_limit）にしている。このように出力に上限値を設けたのは以下の理由による。

送信信号において「１」又は「０」が連続する無振幅の信号や、振幅検出器３２が検出できない程高い周波数の信号は実質的に無信号として検出されてしまう。この場合、振幅検出器３２からの信号は限りなく０Ｖに近いものとなる。本実施形態の閉ループ回路では誤差増幅器３４を用いているため、ＡＭＣ−ｒｅｆとの誤差演算結果、最大の出力値がＬＤＤ１２に入力される可能性があり、ＬＤＤ１２は一定の変換率により変調電流を生成するため大きい変調電流が設定される。その後、無信号状態として検出された状態から例えば擬似乱数バイナリシーケンス（ＰＲＢＳ）のような信号に復帰した場合には、既にＬＤＤ１２には大きい変調電流を生成するように設定されてしまっているので、過渡応答的に適正な振幅制御ができなくなってしまう。こうした危険性を回避するために、制御部３６からの出力に上限を設けることとしているものである。なお、制御部３６において出力値に設定される上限値は、駆動するＬＤＤ１２やＬＤ１４に応じて定めてもよい。

制御部３６は、入力された電圧に応じて出力コントローラ４０から出力されるデータ値をＤ／Ａ変換部４２によりデジタルデータからアナログデータ（信号）に変換してＬＤＤ１２に出力する。そして、ＬＤＤ１２は、制御部３６から入力された信号に応じて変調電流を生成する。

以上説明した本実施形態１乃至本実施形態２に係る光送信装置１０によれば、パイロット信号を用いずに、送信情報に基づいて送信される光信号に基づいて光振幅を制御できる。こうすることで、パイロット信号に起因する精度の問題を解消し、光振幅の制御を精度良く行うことができる。また、パイロット信号の発生回路を設計、実装する必要がなくなるため、回路の小型化にも寄与するほか、ＭＰＤ１６や振幅検出器３２に安価な低周波数特性の装置を用いることができるので、光送信装置１０の製造コストも抑えることができる。

また、例えば、光通信での情報伝送の符号化(変換方式)を定めた国際標準規格ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨやＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）または擬似乱数バイナリシーケンス（ＰＲＢＳ）伝送信号のような継続的に信号が伝送され、かつ、伝送信号帯域幅が広帯域である信号を送信する装置に本発明を適用し、回路のループ時定数（回路の応答の速さを表す）を最適可するとともに信号成分を平滑化して、信号の基本周波数成分の１／１０００〜１／１００の信号成分を検出する回路を構成すれば、伝送信号のほとんどの信号振幅を検出して消光比を好適に制御できる。また、信号の基本周波数が１０Ｇｂｉｔ／ｓの場合には、数十ＭＨｚ帯域に平滑化を行うフィルタを用いることで、信号の大部分を検知して振幅を好適に制御できる。

次に、本発明に係る第３の実施形態について図８乃至図１１を参照しながら説明する。

図８には、第３の実施形態に係る光送信装置１０の構成図を示す。図８に示されるように、光送信装置１０は、ＬＤＤ１２、ＬＤ１４、ＭＰＤ１６、ＡＰＣ回路１８、ＡＭＣ回路２０、及び制御部５０を含み構成される。なお、第２の実施形態に係る光送信装置１０と同じ符号が付された構成要素については、上述した構成要素と同様の機能を有するため説明を省略する。

図９には、第３の実施形態に係る制御部５０の構成図を示す。制御部５０は、出力コントローラ４０、差分コントローラ５４、ＬＯＳコントローラ５６、及び温度コントローラ５８の各機能を含む。各機能による処理の順序は図９に示された順序に限らず他の順序であってもよい。なお、出力コントローラ４０は、第２の実施形態において用いたものと同様の機能を有するため説明を省略する。

差分コントローラ５４は、制御部５０に信号振幅と基準振幅との差の履歴データを順次記憶するメモリを含み実現される機能である。図１０には、差分コントローラ５４により管理される履歴データに基づいて生成される、時間毎の制御部５０への入力変化率を表したグラフを示しており、縦軸に入力変化率を、横軸に時間を示している。上記のグラフは、単位時間毎に入力値をサンプリングするとともに、各時間における入力変化率をＩ（ｎ−１）／Ｉ（ｎ）、ただしＩ（ｎ）は時間ｎにおけるサンプリング値、として算出して生成されるものである。

差分コントローラ５４は、入力変化率が所定範囲（ＴＨ１とＴＨ２の範囲内）を超えた場合に、急激な光振幅の変化があったと判断し、時間ｎにおける出力値については、Ｉ（ｎ−１）の時の出力値を維持することとする。差分コントローラ５４によれば、極端な入力変化が起きた場合には信号断等の異常が発生した可能性があるため、その入力に基づいては消光比の制御を行わないので、誤った情報に基づいて消光比を制御することが防止される。

ＬＯＳコントローラ５６は、送信情報の有無を検出する信号検出器７０を含み実現される機能である。信号検出器７０は、送信情報が検出されない場合には、Ｌｏｓｓ Ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ（以下：ＬＯＳ）と呼ばれる制御信号を制御部５０のＬＯＳコントローラ５６に出力する。ＬＯＳコントローラ５６は、信号検出器７０からＬＯＳ信号が入力されると、出力コントローラ４０からの入力に係わらず、制御部５０からの出力をＬＯＳ信号の伝達前と同じ出力に維持するように制御する。また、このＬＯＳコントローラ５６により、送信情報が無信号状態であるのか、「０」及び「１」が連続しているだけなのかという情報を取得することができるので、上述した無信号状態から有信号状態に復帰した後に駆動電流が最大化されてしまう問題を回避する機能を設けることもできる。

温度コントローラ５８は、ＬＤ１４の温度を検出する温度検出器６０を含み実現される機能である。温度コントローラ５８は、差分コントローラ５４やＬＯＳコントローラ５６が出力を設定を維持している間に温度が変化したときに有効化することとしてよい。これは、ＬＤ１４のＩＬ特性は温度によって変化するため、各機能が出力を維持し出力振幅の設定を制御していても、その状態でＬＤ１４の駆動温度が変わった場合には消光比が正常でない状態に陥ることがあるためである。そこで、温度コントローラ５８として、予め図１１に示される変調電流の増幅率と温度（Ｔ）との対応関係を記憶しておくことにより、他の機能が設定を維持している間も温度に変化があればその温度に応じた変調電流の増幅率を読み出して変調電流の増幅率を変更することとしてよい。こうすることで、ＬＤ１４の温度の変化があった場合にも消光比を制御することができる。

以上説明した第２の実施形態に係る光送信装置１０によれば、差分コントローラ５４、ＬＯＳコントローラ５６、及び温度コントローラ５８の各機能を更に設けたことにより、消光比をより精度良く制御することができる。

もちろん本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、例えば、上記の制御部において出力コントローラ４０、差分コントローラ５４、ＬＯＳコントローラ５６、及び温度コントローラ５８のうち一部を選択的に組み合わせて構成することとしてもよい。

１０ 光送信装置、１２ ＬＤＤ、１４ ＬＤ、１６ ＭＰＤ、１８ ＡＰＣ回路、１８ａ 誤差増幅器、１８ｂ 平均化フィルタ、２０ ＡＭＣ回路、２２ キャパシタ、２４ インダクタ、２６ 電流源、２８ カレントセンサ、２８ａ 抵抗、２８ｂ 誤差増幅器、３０ フィルタ、３２ 振幅検出器、３４ 誤差増幅器、３６ 制御部、３８ Ａ／Ｄ変換部、４０ 出力コントローラ、４２ Ｄ／Ａ変換部、１００ 信号の波形の一部、５０ 制御部、５４ 差分コントローラ、５６ ＬＯＳコントローラ、５８ 温度コントローラ、６０ 温度検出器、７０ 信号検出器。

Claims (8)

1. 送信情報に応じて変調した変調電流に基づいて駆動電流を発生する駆動回路と、
   前記駆動電流の入力を受けて光信号を送信する光送信素子と、
   前記光送信素子から送信された光信号を受光する受光素子と、
   パイロット信号を含まない前記受光素子により受光された光信号に基づいて得られた電圧信号から一部の周波数帯域を抽出するフィルタと、
   前記フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と所定の基準振幅との比較に基づいて、前記変調電流の振幅を制御する制御手段と、を含み、
   前記制御手段は、前記フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と前記所定の基準振幅との差に基づいて、前記変調電流の振幅を制御し、前記フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と前記所定の基準振幅との差が閾値を超えた場合には、前記変調電流の振幅の増幅を上限値に抑える
   ことを特徴とする光送信装置。
2. 前記光送信素子は、直接変調型のレーザダイオードであり、温度制御されずに使用される
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信装置。
3. 前記送信情報の有無を検出する送信情報検出手段をさらに含み、
   前記制御手段は、前記送信情報検出手段により送信情報が検出されなかった場合には、前記変調電流の振幅の変更を制限する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の光送信装置。
4. 前記制御手段は、前記フィルタにより抽出された電圧信号の振幅と基準振幅との差の変化率が予め定められた範囲内にない場合には、前記変調電流の振幅の変更を制限する
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光送信装置。
5. 前記光送信素子の温度を検出する手段をさらに含み、
   前記制御手段は、前記検出された温度に基づいて前記変調電流の振幅を制御する
   ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の光送信装置。
6. 前記フィルタは、前記光信号に基づいて得られた電圧信号のうち基本周波数成分の１／１０００〜１／１００倍の帯域を抽出する
   ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の光送信装置。
7. 前記変調電流は、１フレームあたりに信号が符号化して変調される
   ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の光送信装置。
8. 送信情報に応じて変調した変調電流に基づいて駆動電流を発生するステップと、
   前記駆動電流の入力を受けて光信号を送信するステップと、
   前記送信された光信号を受光するステップと、
   パイロット信号を含まない前記受光された光信号に基づいて得られた電圧信号から一部の周波数帯域を抽出するステップと、
   前記抽出された電圧信号の振幅と所定の基準振幅との差に基づいて、前記変調電流の振幅を制御するステップと、
   前記抽出された電圧信号の振幅と前記所定の基準振幅との差が閾値を超えた場合には、前記変調電流の振幅の増幅を上限値に抑えるステップと、を含む
   ことを特徴とする光送信信号の制御方法。

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