JP2014020820A - レーダ装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 高次レンジマイグレーション・位相補償部11が、ドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10により1次のレンジマイグレーションが補償されたドップラー周波数スペクトルの中で、ブロック方向に発生している2次のレンジマイグレーションを補償する。
【選択図】図2
Description
パッシブレーダは、自ら電波を放射しないため、省電力・省電波資源に資する方式として注目されている。電波発信源としては、テレビやラジオなどの電波発信源に加えて、GNSS(Global Navigation Satellite System) などが検討されている。
パッシブレーダでは、図1に示すように、電波発信源から送信された電波のうち、その電波発信源から直接受信局に到来する直接波と、目標に散乱された後に受信局に到来する散乱波とを受信局で受信することで、その直接波の経路と散乱波の経路との差(経路長差)や、散乱波のドップラー周波数シフトを計測する方式を採用している。
パッシブレーダの最大の課題は、探知距離の延伸である。
探知距離を延伸させるために、信号の積分時間を延長して、SNR(Signal to Noise Ratio)を改善する方式が、例えば、以下の特許文献1〜3に開示されている。
信号の積分時間を延長すると、目標が積分時間内にレンジセルを移動してしまう問題が発生するが、以下の特許文献1〜3には、この問題に対処する方法が開示されている。
次に、目標候補の検出信号のドップラー周波数をもって、目標信号の補償処理を実施する方式である。
したがって、この対処方法では、比較的短い積分時間で、ある程度、目標が検出されていることが前提となる。
しかし、非特許文献2〜4に開示されている方式では、演算量が多くなってしまう問題がある。
(1)警戒管制レーダなどと比較して、電波発信源から発信される電波(放送波)の送信電力が微弱であるため、SNR(Signal to Noise Ratio)が極めて低い。
(2)散乱波の観測チャネルにおいては、直接波が干渉波として振舞うが、直接波の信号レベルが散乱波に対してはるかに大きいため、SIR(Signal to Interference Ratio)が極めて低い。
したがって、探知距離を延伸させるには、SNRの向上とSIRの向上が課題となる。
特許文献1〜3では、この問題に対処する方法を開示しているが、初めに、比較的短い積分時間で、ある程度、目標を検出できていることが前提であるため、目標を検出できていなければ、この問題に対処することができない課題があった。
また、非特許文献2〜4にも、積分可能な時間を延長する方式が開示されているが、演算量が多くなってしまう課題があった。
この実施の形態1では、パッシブレーダ方式を採用しているレーダ装置について説明するが、信号を得るまでの過程において、電波発信源がレーダ装置の制御下にあれば、直接波受信用のアンテナを省略することが可能であり、アクティブレーダとして扱えることが可能である。
図1はパッシブレーダ方式のレーダ装置を示す概念図である。
図1において、電波発信源1は搬送波周波数がfc、信号帯域がBの信号(電波)を継続的に発信(放送)している発信源である。
散乱波受信用アンテナ3は、目標の存在する観測領域を指向するように配置されており、電波発信源1から送信された電波が目標によって散乱された散乱波を受信する。
受信局4は直接波受信用アンテナ2及び散乱波受信用アンテナ3の受信信号を増幅し、増幅後の受信信号を帯域フィルタに通して、所望の帯域の信号を取り出した後、所望の帯域の信号をダウンコンバートしてサンプリングする処理を実施する。
また、電波発信源1の信号が既知であれば、直接波受信用アンテナ2を省略することが可能であることは言うまでもない。
この実施の形態1では、直接波受信用アンテナ2と散乱波受信用アンテナ3を別の実体として説明するが、2つ以上のアンテナで受信した信号を用いて、デジタルビームフォーミングによって直接波と散乱波を分離するように構成しても構わない。
この場合、以下に説明する各処理を、2つの散乱波受信用アンテナで得られた信号に対して各々適用することによって、偏波特性の異なる2つのレーダ画像を生成することが可能である。
prバーは受信局4の位置を表す位置ベクトルである。
ptバーは目標の重心位置を表す位置ベクトルであり、vバーは目標の速度を表す速度ベクトルである。
図1では、電波発信源1と受信局4が異なる位置に設置されている例を示しているが、電波発信源1と受信局4が同じ位置に設置されていてもよい。
irハットは目標から受信局4への向きを表す単位ベクトルである。
ただし、目標は移動しているので、ptバー、vバー、isドットハット、irドットハット及びrrは時刻tの関数であり、以下の説明では必要に応じて明示的にptバー(t)などのように表記する。
直接波受信機5は受信局4に搭載されており、直接波受信用アンテナ2の受信信号を増幅し、増幅後の受信信号を帯域フィルタに通して、所望の帯域の信号を取り出した後、所望の帯域の信号をダウンコンバートしてサンプリングする。
散乱波受信機6は受信局4に搭載されており、散乱波受信用アンテナ3の受信信号を増幅し、増幅後の受信信号を帯域フィルタに通して、所望の帯域の信号を取り出した後、所望の帯域の信号をダウンコンバートしてサンプリングする。
なお、直接波受信用アンテナ2、散乱波受信用アンテナ3及び受信局4から電波受信手段が構成されている。
ブロック毎ドップラー処理部9は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、クラッタ抑圧部8によりクラッタが抑圧されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめ、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換することで、ブロック毎のドップラー周波数スペクトルを算出する処理を実施する。なお、ブロック毎ドップラー処理部9はブロック毎ドップラー処理手段を構成している。
この実施の形態1では、説明の簡単化のため、高次レンジマイグレーション・位相補償部11がブロック方向に発生している2次のレンジマイグレーションを補償するものを示しているが、3次以上のレンジマイグレーションを補償するようにしてもよい。
例えば、レーダ装置の一部(直接波受信用アンテナ2、散乱波受信用アンテナ3及び受信局4を除く部分)がコンピュータで構成されている場合、パルス毎レンジ圧縮部7、クラッタ抑圧部8、ブロック毎ドップラー処理部9、ドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10、高次レンジマイグレーション・位相補償部11、ブロック方向ドップラー処理部12及び目標検出部13の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図3において、パルス毎FFT部21は受信局4の直接波受信機5から出力された直接波信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、その直接波信号を短時間のパルスに分割する処理を実施する。
パルス毎FFT部22は受信局4の散乱波受信機6から出力された散乱波信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、その散乱波信号を短時間のパルスに分割する処理を実施する。
パルス毎IFFT部24は複素共役乗算部23の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換する処理を実施する。
図4において、パルス毎FFT部31はブロック毎ドップラー処理部9により算出されたドップラー周波数スペクトルをレンジ方向にフーリエ変換する処理を実施する。なお、パルス毎FFT部31はパルス毎フーリエ変換手段を構成している。
1次レンジマイグレーション・位相補償関数格納部32はブロック毎ドップラー処理部9により算出されたドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の1次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化を補償するための1次レンジマイグレーション位相補償関数を格納しているメモリである。
パルス毎IFFT部34は位相補償関数乗算部33の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換する処理を実施する。なお、パルス毎IFFT部34はパルス毎逆フーリエ変換手段を構成している。
図5において、ブロック毎IFFT部41はドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10により1次のレンジマイグレーションが補償されたドップラー周波数スペクトルをヒット方向に逆フーリエ変換する処理を実施する。なお、ブロック毎IFFT部41はブロック毎逆フーリエ変換手段を構成している。
ドップラーセルマイグレーション補償関数格納部43はレンジマイグレーションにおける2次の項に影響されるドップラーセルマイグレーションを補償するためのドップラーセルマイグレーション補償関数(高次項設定部42の設定内容である後述のαが反映されたドップラーセルマイグレーション補償関数)を格納しているメモリである。
高次レンジマイグレーション・位相補償関数格納部44は2次のレンジマイグレーションを補償するための高次レンジマイグレーション位相補償関数(高次項設定部42の設定内容である後述のαが反映された高次レンジマイグレーション位相補償関数)を格納しているメモリである。
位相補償関数乗算部46は高次レンジマイグレーション・位相補償関数格納部44により格納されている高次レンジマイグレーション位相補償関数をドップラーセルマイグレーション補償関数乗算部45の乗算結果に乗算する処理を実施する。なお、位相補償関数乗算部46は第2の補償関数乗算手段を構成している。
パルス毎IFFT部48はブロック毎FFT部47のフーリエ変換結果をレンジ方向に逆フーリエ変換する処理を実施する。なお、パルス毎IFFT部48はパルス毎逆フーリエ変換手段を構成している。
図6はこの発明の実施の形態1によるレーダ装置の処理における受信信号の取り扱いを示す説明図である。
図6の横軸は時刻であり、図6に示した観測時間T[sec]の間、直接波受信機5及び散乱波受信機6が信号を受信する。
この実施の形態1では、受信信号が時間幅Tb[sec]の ブロックに分割される(N個のブロックに分割される)。
また、各々のブロックが時間幅T0[sec]のパルスに分割される(M個のパルスに分割される)。
なお、パルスとパルスは隣接しているため、パルスの繰り返し周期はパルス幅T0と一致する。そのため、必要に応じてT0[sec]をパルス繰返し周期(PRI:Pulse Repetition Interval)と呼ぶ場合がある。
定義より、T、Tb、T0は、下記の次の関係を満足する。
詳細は後述するが、長時間観測したデータを短いパルスに区切ることにより、直接波と散乱波の長時間の相関処理を全てFFT(Fast Fourier Transform)によって構成することができる。
また、いくつかのパルスをまとめたブロック単位の処理を導入することで、観測時間中の1次レンジマイグレーションへの対処を高速化することができる。
電波発信源1から発信される信号は、信号帯域幅がB、中心周波数がfc、ベースバンド信号がw(t)の狭帯域信号であるから、直接波の信号をsd(t)、散乱波の信号をss(t)とすると、下記のように表すことができる。
以下では、広義定常性(WSS:wide−sense stationary)が成立するものとする。
ただし、adは直接波受信時の信号の振幅、asは散乱波受信時の信号の振幅、τdは直接波が受信局4に到達するまでの遅延時間、R0(t)は散乱波の遅延距離、cは伝播線路中の電磁波の速さ、tは時間変数、fdはドップラー周波数である。
明細書の文書中では、電子出願の関係上、文字の上部に“〜”の記号を付することができないため、「sd(t)チルダ」のように表記している。
この実施の形態1では、目標のドップラー周波数fd(t)が1次の時間変化をする場合を想定する。
そこで、ドップラー周波数の変化率α[Hz/s]を導入し(αは、高次レンジマイグレーション・位相補償部11の高次項設定部42により設定されるレンジマイグレーションの2次の項が取り得る範囲に相当する)、目標のドップラー周波数fd(t)を次式でモデル化する。
あるブロックにおけるm番目のパルスの中心時刻をtmとし、n番目のブロックの中心時刻をtnとすると、tm,tnは次式によって定義される。
R(t)はtmの定義域において、次の1次関数Rn(tm)とする。
パルス毎レンジ圧縮部7は、受信局4の直接波受信機5から直接波信号を受け、散乱波受信機6から散乱波信号を受けると、その直接波信号及び散乱波信号を短時間のパルスに分割し、パルス毎に、その直接波信号と散乱波信号との相互相関を求めることで、パルス毎のレンジプロフィールを生成する。
即ち、パルス毎レンジ圧縮部7のパルス毎FFT部21は、受信局4の直接波受信機5から出力された直接波信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、その直接波信号を短時間のパルスに分割する。
また、パルス毎レンジ圧縮部7のパルス毎FFT部22は、受信局4の散乱波受信機6から出力された散乱波信号をレンジ方向にフーリエ変換することで、その散乱波信号を短時間のパルスに分割する。
ここで、複素共役乗算部23により求められる相互相関を示す相互相関関数x(τ,tm,tn)は、下記のように表され、レンジプロフィールと呼ばれる。
ただし、x(τ,tm,tn)はn番目のブロックのm番目のパルスにおけるレンジプロフィールである。
期待値について議論すると、次のようになる。
ただし、τはレンジ圧縮処理後の時間変数、*は複素共役、E[・]は期待値、C(・)は自己相関関数である。
ただし、Cf(f)は自己相関関数C(τ)のフーリエ変換である。F[g(τ)]τは関数g(τ)の変数τについてのフーリエ変換を表している。
パルス毎IFFT部24は、複素共役乗算部23の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果をパルス毎のレンジプロフィールとして、クラッタ抑圧部8に出力する。
即ち、クラッタ抑圧部8は、下記の式(20)に示す処理を実施することで、クラッタを抑圧する。
このことは、式(19)において、目標が固定であれば、Rn(tm)=constとなり、パルス番号mによらず信号の位相が一定になることからも確認できる。
式(20)において、Nパルスのレンジプロフィールを平均することによって、ドップラー周波数がゼロの信号を抽出し、これを各レンジプロフィールから差し引くことで、ドップラー周波数がゼロの信号を抑圧している。これにより、背景の静止物からの反射信号を抑圧することができる。
なお、このクラッタ抑圧部8は、この実施の形態1を構成する必須の機能ではない。仮にクラッタ抑圧部8の処理を省いても、その他については、同様の処理を実施することが可能である。
以下、ブロック毎ドップラー処理部9の処理内容を具体的に説明する。
まず、n番目のブロックにおけるレンジ圧縮後の信号X(f,tm,tn)は、式(15)を式(19)に代入することで、下式のように表すことができる。
ここでは、レンジ圧縮後の信号X(f,tm,tn)を式(21)で表しているが、式(15)を式(20)に代入することで、クラッタが抑圧されたレンジ圧縮後の信号X逆弧(f,tm,tn)を表すことができる。
fc >> f∈[−B/2,B/2] (24)
式(24)は、信号の比帯域が小さければ、式(22)の近似が成り立つことを示している。
ここでは、ブロック幅Tbにおける目標の移動量がレンジ分解能以下であることを示す下記の式(25)の関係を満たしている必要がある。
ただし、fdmaxはPRIで決まる値であり、fdmax=1/(2T0)である。したがって、式(25)は次のように整理することができる。
以下、ドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10の処理内容を具体的に説明する。
このことを踏まえ、式(22)のR(tn),v(tn)に式(11),式(12)を代入することで次式を得る。
ここでは、ドップラー周波数が1次の変化をするモデルを考えているので、目標信号のレンジは1次と2次の変化をする。ドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10では、1次の変化量を補償する。
k番目のドップラー周波数セルに含まれる信号のドップラー周波数はfdkであるから、n番目のブロックにおける遅延量の1次成分ΔRn(tn)は次式で表される。
ただし、*は複素共役である。
ドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10の位相補償関数乗算部33は、パルス毎FFT部31がブロック毎のドップラー周波数スペクトルを算出すると、1次レンジマイグレーション・位相補償関数格納部32により格納されている1次レンジマイグレーション位相補償関数Ψcmp1(f,fdm,tn)をブロック毎のドップラー周波数スペクトルに乗算することで、1次のレンジマイグレーションを補償する。
ただし、δfdk=β−fdkである。
ドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10のパルス毎IFFT部34は、位相補償関数乗算部33の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換する。
以下、高次レンジマイグレーション・位相補償部11の処理内容を具体的に説明する。
即ち、式(30)のドップラー周波数fdkについて、下式に示すように、逆離散フーリエ変換を実施する。
また、高次レンジマイグレーション・位相補償関数格納部44には、2次のレンジマイグレーションを補償するための高次レンジマイグレーション位相補償関数Ψcmp2(f,tn,αハット)が格納されている。高次レンジマイグレーション位相補償関数Ψcmp2(f,tn,αハット)内のαハットについても、探索的に代入する必要がある変数であるが、高次項設定部42により設定されたドップラー周波数の変化率α[Hz/s]と等しいものとする。
また、位相補償関数乗算部46は、高次レンジマイグレーション・位相補償関数格納部44により格納されている高次レンジマイグレーション位相補償関数Ψcmp2(f,tn,αハット)をドップラーセルマイグレーション補償関数乗算部45の乗算結果に乗算する。
αハットは、探索的に代入する必要があるが、以下、αハット=αが成立する場合について議論を進める。
パルス毎IFFT部48は、ブロック毎FFT部47のフーリエ変換結果をレンジ方向に逆フーリエ変換する。
式(34)に対して、fについて逆フーリエ変換、tm,tnについて離散フーリエ変換を実施すると、次のようになる。
以下、ブロック方向ドップラー処理部12の処理内容を具体的に説明する。
また、新たなドップラー周波数fdiを次式のように定義する。
floor(i)は、iの小数点以下を切り捨てる演算子であり、mod(i,N)はiをNで割った余りを得る演算子である。
式(37),(38)より、式(35)は次のようになる。
式(39)において、実質の周波数分解能Δfdは、1つ目のsinc関数よって、次式のようになる。
即ち、目標検出部13は、式(35)によって算出される信号xcmp2(τ,fdk,fdl)の強度P1(τ,fdk,fdl)、あるいは、式(39)によって算出される信号xcmp2(τ,fdi)の強度P2(τ,fdi)を算出する。
目標検出部13は、信号強度P1(τ,fdk,fdl)、あるいは、信号強度P2(τ,fdi)に対して、CFAR(Constant False Alarm Rate)処理などの検出処理を適用することによって、目標信号を検出する。CFAR処理については公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
この処理により、雑音成分の標準偏差を低減することができるほか、目標信号がドップラーレンジ方向又はドップラー周波数方向、あるいは、その両方向に広がっている場合、信号成分をインコヒーレントに積み上げることができるため、SNR(Signal to Noise Ratio)を改善することが可能になる。
即ち、1次のレンジマイグレーションを補償した後に、2次のレンジマイグレーションを補償することで、精度・効率よく、長時間コヒーレント積分が可能になるため、積分時間内の目標のレンジセルの移動や演算量の増大を抑えつつ、目標の探知距離を延伸させることができる。
図8はこの発明の実施の形態2によるレーダ装置の高次レンジマイグレーション・位相補償部11を示す構成図であり、図において、図5と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
上記実施の形態1では、高次レンジマイグレーション・位相補償部11が図5に示すように、ブロック毎IFFT部41、ドップラーセルマイグレーション補償関数格納部43及びドップラーセルマイグレーション補償関数乗算部45を実装しているものを示したが、図8に示すように、ブロック毎IFFT部41、ドップラーセルマイグレーション補償関数格納部43及びドップラーセルマイグレーション補償関数乗算部45を省略するようにしてもよい。
この場合、ドップラーセルマイグレーションの補償が行われないため(ドップラーセルマイグレーションの補償処理を省略するための条件については、下記の実施の形態5で説明する)、上記実施の形態1と比べて、レンジマイグレーションの補償精度が若干低下するが、処理速度が速くなる効果が得られる。
図9はこの発明の実施の形態3によるレーダ装置の高次レンジマイグレーション・位相補償部11を示す構成図であり、図において、図5と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
パルス毎IFFT部51はドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10により1次のレンジマイグレーションが補償されたドップラー周波数スペクトルをレンジ方向に逆フーリエ変換する処理を実施する。なお、パルス毎IFFT部51はパルス毎逆フーリエ変換手段を構成している。
高次位相補償関数格納部52により格納されている高次位相補償関数の詳細については、下記の実施の形態6で述べる。
高次位相補償関数乗算部53は高次位相補償関数格納部52により格納されている高次位相補償関数をパルス毎IFFT部51の逆フーリエ変換結果に乗算する処理を実施する。なお、高次位相補償関数乗算部53は補償関数乗算手段を構成している。
この場合、補償関数の乗算処理が1回で済むため、上記実施の形態1と比べて、処理速度が速くなる効果が得られる。
図10はこの発明の実施の形態4によるレーダ装置の高次レンジマイグレーション・位相補償部11を示す構成図であり、図において、図5及び図9と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
上記実施の形態1では、ドップラーセルマイグレーション補償関数Ψcmp2(tm,tn,αハット)及び高次レンジマイグレーション位相補償関数Ψcmp2(f,tn,αハット)をブロック毎IFFT部41の逆フーリエ変換結果(ヒット方向に逆フーリエ変換されたドップラー周波数スペクトル)に乗算し、上記実施の形態3では、高次位相補償関数をパルス毎IFFT部51の逆フーリエ変換結果(レンジ方向に逆フーリエ変換されたドップラー周波数スペクトル)に乗算するものを示したが、図10に示すように、1次のレンジマイグレーションが補償されたドップラー周波数スペクトルをレンジ方向及びヒット方向に逆フーリエ変換してから、ドップラーセルマイグレーション補償関数Ψcmp2(tm,tn,αハット)及び高次位相補償関数をレンジ方向及びヒット方向の逆フーリエ変換に乗算するようにしても、上記実施の形態1と同様に、2次のレンジマイグレーションを補償することができる。
図11はこの発明の実施の形態5によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図2と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
この実施の形態5のレーダ装置では、パルス毎レンジ圧縮部7の構成要素が、パルス毎FFT部21,22及び複素共役乗算部23であり、図3に示すパルス毎IFFT部24が省略されている。
また、ドップラー周波数セル対応1次レンジマイグレーション・位相補償部10の構成要素が、1次レンジマイグレーション・位相補償関数格納部32及び位相補償関数乗算部33であり、図4に示すパルス毎FFT部31及びパルス毎IFFT部34が省略されている。
高次レンジマイグレーション・位相補償部11の構成は、図5の構成と同一である。
ドップラーセルマイグレーションを無視する状況下では、2次のレンジマイグレーションも、無視できる程度に小さいと考えられる。
図12はドップラーセルマイグレーションの補償処理を省略しているレーダ装置を示す構成図である。
図12のレーダ装置では、ドップラーセルマイグレーションの補償を省略しているので、図11のレーダ装置におけるブロック毎IFFT部41、ドップラーセルマイグレーション補償関数格納部43、ドップラーセルマイグレーション補償関数乗算部45及びブロック毎FFT部47を削減することができる。
以下、ドップラーセルマイグレーションの補償処理を省略するための条件を明示する。
1次のレンジマイグレーションの補償処理が行われた後、ブロック幅Tbについては、再び自由に決定することが可能である。
ただし、パルス幅T0は、最大のドップラー周波数や観測領域を支配するため、ここでは不変の定数であるとする。
M’を可変とすることによるドップラーセルマイグレーションの補償処理を省略するための条件としては、ブロックサイズ変更後の周波数分解能1/M’T0について、式(43)と同様に、次の関係が成り立てばよい。
上記実施の形態5では、ドップラーセルマイグレーションの補償処理を省略して、位相補償関数乗算部46が、高次レンジマイグレーション位相補償関数Ψcmp2(f,tn,αハット)を乗算することで、2次のレンジマイグレーションを補償するものを示したが、ドップラーセルマイグレーションの補償処理及び2次のレンジマイグレーションの補償処理を省略して、高次位相補償関数乗算部53が、高次位相補償関数Ψcmp2(tn,αハット)を乗算することで、2次の位相補償処理だけを実施するようにしてもよい。
図13はこの発明の実施の形態6によるレーダ装置を示す構成図である。
レンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎IFFT部48が、高次項設定部42の後段に設置されているのは(例えば、図11を参照)、2次のレンジマイグレーションを補償するためであるが、信号の比帯域が十分に小さければ、2次のレンジマイグレーションは無視できる程度に小さいと考えられる。
2次のレンジマイグレーションの補償処理を省略することができる条件は、次に示す通りである。
これにより、2次のレンジマイグレーションの補償処理に要する畳み込み積分の演算量を削減することができる。
ただし、経験的には、1次のレンジマイグレーションの補償処理のみで十分に補償されていることを確認しているが、ドップラーセルマイグレーションの補償処理を省略することによる問題もある。
δfdの同定まではできないため、ドップラーセルマイグレーションが2セルにまたがって発生する可能性がある。言い換えると、ドップラーセルマイグレーションを最大でも2セルまでに抑えることは可能である。
しかし、実際のところ、目標移動によるRCS(Radar Cross Section)揺らぎ、距離変化によって、受信される電力にも増減(シンチレーション)を伴うため、データ長に対して実効的な積分時間が短くなる傾向がある。
そのため、ドップラーセルマイグレーションの補償処理を省略した場合でも、3dBまでの積分ロスは発生しないと考えられる。問題があるとすれば、隣のドップラーセルに偽像が発生する可能性を含むことである。
演算量の削減に伴ってデメリットもあるが、反復処理内の処理量の削減が、全体の演算量を大きく左右するため、演算量の観点から言えば、有効性が高いことが期待される。
上記実施の形態5では、ドップラーセルマイグレーションの補償処理を省略して、位相補償関数乗算部46が、高次レンジマイグレーション位相補償関数Ψcmp2(f,tn,αハット)を乗算することで、2次のレンジマイグレーションを補償し、上記実施の形態6では、ドップラーセルマイグレーションの補償処理及び2次のレンジマイグレーションの補償処理を省略して、高次位相補償関数乗算部53が、高次位相補償関数Ψcmp2(tn,αハット)を乗算することで、2次の位相補償処理だけを実施するものを示したが、2次のレンジマイグレーションの補償処理を省略して、ドップラーセルマイグレーションの補償処理と2次の位相補償処理を実施するようにしてもよい。
図14はこの発明の実施の形態6によるレーダ装置を示す構成図である。
図14のレーダ装置は、探知レーダとして扱う場合に不可避であるレンジ方向のデータ点数の増大を考慮した演算量削減方式を適用するものである。
Claims (11)
- 電波発信源から送信された電波の直接波を受信するとともに、上記電波発信源から送信された電波が目標によって散乱された散乱波を受信する電波受信手段と、
上記電波受信手段により受信された直接波の信号及び散乱波の信号をパルスに分割し、各々のパルスについて、上記直接波の信号と上記散乱波の信号との相互相関を求めることで、パルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめ、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換することで、ブロック毎のドップラー周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラー処理手段と、
上記ブロック毎ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルの中で、ブロック方向に発生している1次のレンジマイグレーションを補償する1次レンジマイグレーション補償手段と、
上記1次レンジマイグレーション補償手段により1次のレンジマイグレーションが補償されたドップラー周波数スペクトルの中で、ブロック方向に発生している2次以上のレンジマイグレーションを補償する高次レンジマイグレーション補償手段と、
上記高次レンジマイグレーション補償手段により2次以上のレンジマイグレーションが補償されたドップラー周波数スペクトルをブロック方向にフーリエ変換することで、ドップラー周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラー処理手段と、
上記ブロック方向ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 - 1次レンジマイグレーション補償手段は、
ブロック毎ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルをレンジ方向にフーリエ変換するパルス毎フーリエ変換手段と、
ブロック毎ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の1次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化を補償するための1次レンジマイグレーション位相補償関数を上記パルス毎フーリエ変換手段のフーリエ変換結果に乗算する位相補償関数乗算手段と、
上記位相補償関数乗算手段の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と
から構成されていることを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 高次レンジマイグレーション補償手段は、
1次レンジマイグレーション補償手段により補償されたドップラー周波数スペクトルをヒット方向に逆フーリエ変換するブロック毎逆フーリエ変換手段と、
レンジマイグレーションにおける2次以上の項に影響されるドップラーセルマイグレーションを補償するためのドップラーセルマイグレーション補償関数を上記ブロック毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果に乗算する第1の補償関数乗算手段と、
2次以上のレンジマイグレーションを補償するための高次レンジマイグレーション位相補償関数を上記第1の補償関数乗算手段の乗算結果に乗算する第2の補償関数乗算手段と、
上記第2の補償関数乗算手段の乗算結果をヒット方向にフーリエ変換するブロック毎フーリエ変換手段と、
上記ブロック毎フーリエ変換手段のフーリエ変換結果をレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と
から構成されていることを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 高次レンジマイグレーション補償手段は、
2次以上のレンジマイグレーションを補償するための高次レンジマイグレーション位相補償関数を1次レンジマイグレーション補償手段により補償されたドップラー周波数スペクトルに乗算する補償関数乗算手段と、
上記補償関数乗算手段の乗算結果をヒット方向にフーリエ変換するブロック毎フーリエ変換手段と、
上記ブロック毎フーリエ変換手段のフーリエ変換結果をレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と
から構成されていることを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 高次レンジマイグレーション補償手段は、
1次レンジマイグレーション補償手段により補償されたドップラー周波数スペクトルをレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と、
レンジマイグレーションにおける2次以上の項に影響される2次以上の位相変調を補償するための高次位相補償関数を上記パルス毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果に乗算する補償関数乗算手段と、
上記補償関数乗算手段の乗算結果をヒット方向にフーリエ変換するブロック毎フーリエ変換手段と
から構成されていることを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 高次レンジマイグレーション補償手段は、
1次レンジマイグレーション補償手段により補償されたドップラー周波数スペクトルをレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と、
上記パルス毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果をヒット方向に逆フーリエ変換するブロック毎逆フーリエ変換手段と、
レンジマイグレーションにおける2次以上の項に影響されるドップラーセルマイグレーションを補償するためのドップラーセルマイグレーション補償関数を上記ブロック毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果に乗算する第1の補償関数乗算手段と、
レンジマイグレーションにおける2次以上の項に影響される2次以上の位相変調を補償するための高次位相補償関数を上記第1の補償関数乗算手段の乗算結果に乗算する第2の補償関数乗算手段と、
上記第2の補償関数乗算手段をヒット方向にフーリエ変換するブロック毎フーリエ変換手段と
から構成されていることを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 電波発信源から送信された電波の直接波を受信するとともに、上記電波発信源から送信された電波が目標によって散乱された散乱波を受信する電波受信手段と、
上記電波受信手段により受信された直接波の信号及び散乱波の信号をパルスに分割し、各々のパルスについて、上記直接波の信号と上記散乱波の信号との相互相関を求めることで、パルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめ、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換することで、ブロック毎のドップラー周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラー処理手段と、
上記ブロック毎ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の1次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化を補償するための1次レンジマイグレーション位相補償関数を上記ドップラー周波数スペクトルに乗算する位相補償関数乗算手段と、
上記位相補償関数乗算手段の乗算結果をヒット方向に逆フーリエ変換するブロック毎逆フーリエ変換手段と、
レンジマイグレーションにおける2次以上の項に影響されるドップラーセルマイグレーションを補償するためのドップラーセルマイグレーション補償関数を上記ブロック毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果に乗算する第1の補償関数乗算手段と、
2次以上のレンジマイグレーションを補償するための高次レンジマイグレーション位相補償関数を上記第1の補償関数乗算手段の乗算結果に乗算する第2の補償関数乗算手段と、
上記第2の補償関数乗算手段の乗算結果をヒット方向にフーリエ変換するブロック毎フーリエ変換手段と、
上記ブロック毎フーリエ変換手段のフーリエ変換結果をレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と
上記パルス毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果をブロック方向にフーリエ変換することで、ドップラー周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラー処理手段と、
上記ブロック方向ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 - 電波発信源から送信された電波の直接波を受信するとともに、上記電波発信源から送信された電波が目標によって散乱された散乱波を受信する電波受信手段と、
上記電波受信手段により受信された直接波の信号及び散乱波の信号をパルスに分割し、各々のパルスについて、上記直接波の信号と上記散乱波の信号との相互相関を求めることで、パルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめ、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換することで、ブロック毎のドップラー周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラー処理手段と、
上記ブロック毎ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の1次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化を補償するための1次レンジマイグレーション位相補償関数を上記ドップラー周波数スペクトルに乗算する位相補償関数乗算手段と、
2次以上のレンジマイグレーションを補償するための高次レンジマイグレーション位相補償関数を上記位相補償関数乗算手段の乗算結果に乗算する補償関数乗算手段と、
上記補償関数乗算手段の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と、
上記パルス毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果をブロック方向にフーリエ変換することで、ドップラー周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラー処理手段と、
上記ブロック方向ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 - 電波発信源から送信された電波の直接波を受信するとともに、上記電波発信源から送信された電波が目標によって散乱された散乱波を受信する電波受信手段と、
上記電波受信手段により受信された直接波の信号及び散乱波の信号をパルスに分割し、各々のパルスについて、上記直接波の信号と上記散乱波の信号との相互相関を求めることで、パルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめ、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換することで、ブロック毎のドップラー周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラー処理手段と、
上記ブロック毎ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の1次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化を補償するための1次レンジマイグレーション位相補償関数を上記ドップラー周波数スペクトルに乗算する位相補償関数乗算手段と、
上記位相補償関数乗算手段の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と、
レンジマイグレーションにおける2次以上の項に影響される2次以上の位相変調を補償するための高次位相補償関数を上記パルス毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果に乗算する補償関数乗算手段と、
上記補償関数乗算手段の乗算結果をブロック方向にフーリエ変換することで、ドップラー周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラー処理手段と、
上記ブロック方向ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 - 電波発信源から送信された電波の直接波を受信するとともに、上記電波発信源から送信された電波が目標によって散乱された散乱波を受信する電波受信手段と、
上記電波受信手段により受信された直接波の信号及び散乱波の信号をパルスに分割し、各々のパルスについて、上記直接波の信号と上記散乱波の信号との相互相関を求めることで、パルス毎のレンジプロフィールを生成するパルス毎レンジ圧縮手段と、
上記パルス毎レンジ圧縮手段により生成されたパルス毎のレンジプロフィールをブロック単位にまとめ、ブロック単位のレンジプロフィールをヒット方向にフーリエ変換することで、ブロック毎のドップラー周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラー処理手段と、
上記ブロック毎ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルにおける各々のドップラー周波数セルに対応するブロック方向の1次のレンジマイグレーションの量に相当する位相変化を補償するための1次レンジマイグレーション位相補償関数を上記ドップラー周波数スペクトルに乗算する位相補償関数乗算手段と、
上記位相補償関数乗算手段の乗算結果をレンジ方向に逆フーリエ変換するパルス毎逆フーリエ変換手段と、
上記パルス毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果をヒット方向に逆フーリエ変換するブロック毎逆フーリエ変換手段と、
レンジマイグレーションにおける2次以上の項に影響されるドップラーセルマイグレーションを補償するためのドップラーセルマイグレーション補償関数を上記ブロック毎逆フーリエ変換手段の逆フーリエ変換結果に乗算する第1の補償関数乗算手段と、
レンジマイグレーションにおける2次以上の項に影響される2次以上の位相変調を補償するための高次位相補償関数を上記第1の補償関数乗算手段の乗算結果に乗算する第2の補償関数乗算手段と、
上記第2の補償関数乗算手段をヒット方向にフーリエ変換するブロック毎フーリエ変換手段と、
上記ブロック毎フーリエ変換手段のフーリエ変換結果をブロック方向にフーリエ変換することで、ドップラー周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラー処理手段と、
上記ブロック方向ドップラー処理手段により算出されたドップラー周波数スペクトルから目標を検出する目標検出手段と
を備えたレーダ装置。 - 電波発信源と電波受信手段が同じ位置にあることを特徴とする請求項1から請求項10のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。
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