WO2012111141A1

WO2012111141A1 - パッシブレーダ装置

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Publication number: WO2012111141A1
Application number: PCT/JP2011/053500
Authority: WO
Inventors: 啓諏訪; 正資大島; 聖平中村; 若山　俊夫
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2011-02-18
Filing date: 2011-02-18
Publication date: 2012-08-23
Also published as: EP2677343B1; US20130321199A1; JPWO2012111141A1; JP5665893B2; US9400323B2; EP2677343A4; EP2677343A1

Abstract

　少ない演算量で、目標の観測時間および信号の積分時間を延長し、ＳＮＲを十分に改善して、探知距離を延伸することができるパッシブレーダ装置を得る。　直接波受信部および散乱波受信部で分割された各パルスについて、直接波および散乱波の受信信号の相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、複数のパルスをブロック単位としてパルス方向のフーリエ変換を実行し、第１ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、第１ドップラ周波数スペクトルに、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に、ブロック方向のフーリエ変換を実行し、第２ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部とを備える。

Description

パッシブレーダ装置

　この発明は、既存の電波源からの送信電波を利用し、電波源から直接到達する信号と目標で散乱された信号とに基づいて、目標の方位や距離等を検出するパッシブレーダ装置に関する。

　パッシブレーダ装置は、放送局等既存の電波源からの送信電波を利用し、電波源から直接到達する信号（直接波）と目標で散乱された信号（散乱波）との経路長差および散乱波信号のドップラ周波数シフトを計測することにより、目標の方位や距離等を検出する装置である。

　ここで、電波源としては、テレビやラジオの放送局に加えて、全地球航法衛星システム（ＧＮＳＳ：Ｇｌｏｂａｌ　Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ　Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ　Ｓｙｓｔｅｍ）等が検討されている。パッシブレーダは、自ら電波を放射しないので、省電力および省電波資源に資する方式として注目されている（例えば、非特許文献１参照）。

　しかしながら、パッシブレーダ方式には、探知距離の延伸という最大の課題がある。パッシブレーダ方式において、探知距離の延伸がとりわけ困難である原因は、従来のアクティブ方式の探索レーダ等と比較して、電波源からの送信電波の電力が微弱なので、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）が極めて低くなることにある。すなわち、パッシブレーダ方式において、探知距離を延伸するためには、ＳＮＲを改善することが必要となる。

　そこで、パッシブレーダ方式の最大の課題である探知距離を延伸するために、目標をできるだけ長時間観測し、信号の積分時間を延長することにより、ドップラ周波数分解能を向上して、ＳＮＲを改善する方法が提案されている（例えば、特許文献１～３参照）。このとき、積分時間を延長することにより、観測時間中に目標がレンジセルを移動するので、目標信号の距離やドップラ周波数が変化するという問題が発生するが、特許文献１～３には、この問題に対する対処法がそれぞれ示されている。

　また、パッシブレーダ方式において、探知距離を延伸するために、直接波信号に「Ｓｔｒｅｔｃｈ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」という処理を施すことにより、直接波信号から目標の速度に応じたレンジセルの移動（レンジマイグレーション）をあらかじめ織り込んだ参照信号を生成し、この参照信号と散乱波信号との相互相関を求めることによって、レンジセルの移動を補正し、積分可能な時間を延長する方法が提案されている（例えば、非特許文献２、３参照）。

特開平８－１７９０３７号公報特開２００６－２５８７８６号公報特開２００９－２７０８２７号公報

Ｎ．Ｊ．Ｗｉｌｌｉｓ　ａｎｄ　Ｈ．Ｄ．Ｇｒｉｆｆｉｔｈｓ，"Ａｄｖａｎｃｅｓ　ｉｎ　Ｂｉｓｔａｔｉｃ　Ｒａｄａｒ"，Ｓｃｉｔｅｃｈ　ｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ　Ｉｎｃ．，２００７Ｋ．Ｓ．Ｋｕｌｐａ，Ｊ．Ｍｉｓｉｕｒｅｗｉｃｚ，"Ｓｔｒｅｔｃｈ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　ｆｏｒ　Ｌｏｎｇ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ　Ｔｉｍｅ　Ｐａｓｓｉｖｅ　Ｃｏｖｅｒｔ　Ｒａｄａｒ"，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｒａｄａｒ，２００６Ｍ．ａｄｍａｒｄ，Ｈ．Ｈａｂｉｂｉ，Ｍ．Ｈ．Ｂａｓｔａｎｉ，Ｆ．Ｂｅｈｎｉａ，"Ｔａｒｇｅｔ’ｓ　ｒａｎｇｅ　ｍｉｇｒａｔｉｏｎ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｉｎ　ｐａｓｓｉｖｅ　ｒａｄａｒ"，Ｅｕｒｏｐｅａｎ　Ｒａｄａｒ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００９．ＥｕＲＡＤ　２００９

　しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
　特許文献１～３に示された方法では、何れもまず初めに、比較的短い積分時間でドップラ処理した結果を用いて目標候補を検出した後、検出された信号のドップラ周波数を用いて目標信号を補正することとしている。すなわち、比較的短い積分時間で、一度目標がある程度検出されていなければならない。そのため、ＳＮＲを十分に改善することができないという問題がある。
　また、非特許文献２、３に示された方法では、演算量が多くなり、装置の処理負荷が増大するという問題もある。

　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、少ない演算量で、目標の観測時間および信号の積分時間を延長し、ＳＮＲを十分に改善して、探知距離を延伸することができるパッシブレーダ装置を得ることを目的とする。

　この発明に係るパッシブレーダ装置は、電波源から送信されて直接到達する直接波を受信する直接波受信用アンテナと、電波源から送信されて目標で散乱された散乱波を受信する散乱波受信用アンテナと、直接波の受信信号をパルスに分割する直接波受信部と、散乱波の受信信号をパルスに分割する散乱波受信部と、分割された各パルスについて、直接波の受信信号と散乱波の受信信号との相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、複数のパルスをまとめたブロック単位で、パルス方向のフーリエ変換を実行することにより、第１ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、第１ドップラ周波数スペクトルに対して、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に対して、ブロック方向のフーリエ変換を実行することにより、第２ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部とを備えたものである。

　この発明に係るパッシブレーダ装置によれば、直接波受信部および散乱波受信部で分割された各パルスについて、直接波の受信信号と散乱波の受信信号との相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、複数のパルスをまとめたブロック単位で、パルス方向のフーリエ変換を実行することにより、第１ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、第１ドップラ周波数スペクトルに対して、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に対して、ブロック方向のフーリエ変換を実行することにより、第２ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部とを備えている。
　すなわち、目標のドップラ周波数が一定であることを前提とすることにより、目標信号の移動が、レンジ方向のリニアな移動に限定されるように問題を簡単化している。また、長時間観測したデータを短いパルスに区切ることにより、直接波と散乱波との長時間の相関処理をＦＦＴによって構成し、また、複数のパルスをまとめたブロック単位の処理を導入することにより、観測時間中のレンジマイグレーションへの対処を高速化している。
　そのため、少ない演算量で、目標の観測時間および信号の積分時間を延長し、ＳＮＲを十分に改善して、探知距離を延伸することができるパッシブレーダ装置を得ることができる。

パッシブレーダの概念を、観測のジオメトリとともに示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置の処理における受信信号の取り扱いを示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置のパルス毎レンジ圧縮部を示すブロック構成図である。（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置のドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部の処理を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置のドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部を示すブロック構成図である。この発明の実施の形態２に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置の処理における受信信号の取り扱いを示す説明図である。この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置の処理における信号の性質を示す説明図である。この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置の処理における信号の性質を示す説明図である。この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置の処理における信号の性質を示す説明図である。この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置を示す別のブロック構成図である。

　以下、この発明に係るパッシブレーダ装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

　なお、この発明の各実施の形態において、例えば変数ａの上部に「￣」が付されたものはベクトルを示し、明細書中ではａ（バー）と記載する。また、変数ａの上部に「＾」が付されたものは単位ベクトルを示し、明細書中ではａ（ハット）と記載する。また、変数ａの上部に「～」が付されたものは推定値を示し、明細書中ではａ（チルダ）と記載する。また、変数ａの上部に「・」が付されたものは時間変化率を示し、明細書中ではａ（ドット）と記載する。また、変数ａの上部に逆向きの「⌒」が付されたものは補償された値を示し、明細書中ではａ（逆弧）（ｂｒｅｖｅ）と記載する。

　実施の形態１．
　図１は、パッシブレーダの概念を、観測のジオメトリとともに示す説明図である。図１において、電波源である放送局１からの送信電波は、受信局３に設けられた直接波受信用アンテナ３１および散乱波受信用アンテナ３２によって受信される。

　ここで、直接波受信用アンテナ３１は、放送局１を指向するように配置されており、放送局１から送信されて直接到達する電波（直接波）を受信する。また、散乱波受信用アンテナ３２は、目標２の存在する観測領域を指向するように配置されており、放送局１から送信されて目標２で散乱された電波（散乱波）を受信する。

　放送局１は、搬送波周波数ｆ_c、かつ信号帯域Ｂの信号を、継続的に送信（放送）しているものとする。受信局３は、直接波受信用アンテナ３１および散乱波受信用アンテナ３２で受信した信号をそれぞれ増幅し、帯域フィルタを通して所望の帯域の信号を取り出した後、ダウンコンバートした信号をサンプリングする。

　なお、この発明の各実施の形態では、直接波受信用アンテナ３１と散乱波受信用アンテナ３２とが互いに異なるアンテナであるものとして説明するが、これに限定されず、２つ以上のアンテナを用いて放送局１からの送信電波を受信し、デジタルビームフォーミングによって直接波と散乱波とを分離する構成としてもよい。

　また、散乱波受信用アンテナとして、互いに直交する偏波特性を有する２つの散乱波受信用アンテナを用いることにより、目標における散乱の偏波特性を計測することもできる。この場合には、以下に説明する各処理を、２つの散乱波受信用アンテナで得られた信号に対してそれぞれ適用することにより、偏波特性の互いに異なる２つのレーダ画像を生成することができる。

　また、図１において、ｐ_s（バー）およびｐ_r（バー）は、それぞれ固定の放送局１および受信局３の位置を表す位置ベクトルである。また、ｐ_t（バー）およびｖ（バー）は、それぞれ目標２の重心位置および速度を表すベクトルである。また、ｉ_s（ハット）およびｉ_r（ハット）は、それぞれ目標２から放送局１への向きおよび受信局３への向きを表す単位ベクトルであり、次式（１）で表される。

　また、目標２と放送局１および受信局３との距離ｒ_s，ｒ_r、並びに放送局１と受信局３との距離ｒ_dを、次式（２）で定義する。

　ただし、目標２は移動しているので、ｐ_t（バー），ｖ（バー），ｉ_s（ハット），ｉ_r（ハット）、ｒ_s、ｒ_rは、時刻ｔの関数であり、以下では必要に応じて明示的にｐ_t（ｔ）（バー）等のように記載する。

　図２は、この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。図２において、パッシブレーダ装置は、直接波受信用アンテナ３１、散乱波受信用アンテナ３２、直接波受信部３３、散乱波受信部３４、パルス毎レンジ圧縮部３５、クラッタ抑圧部３６、ブロック毎ドップラ処理部３７、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８、ブロック方向ドップラ処理部３９および目標検出部４０を備えている。ここで、少なくとも直接波受信部３３および散乱波受信部３４は、受信局３に設けられている。

　図３は、この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置の処理における受信信号の取り扱いを示す説明図である。図３において、横軸は時刻を示している。直接波受信部３３および散乱波受信部３４は、それぞれ図３に示した観測時間Ｔ［ｓｅｃ］の間、信号を受信する。また、直接波受信部３３および散乱波受信部３４は、それぞれ受信信号をＴ_b［ｓｅｃ］のブロックＨ個に分割し、さらに、各ブロックをＴ₀［ｓｅｃ］のパルスＮ個に分割する。

　ここで、この発明の各実施の形態では、Ｔ₀，Ｔ_b，Ｔをそれぞれ、「パルス幅」、「ブロック幅」、「観測時間」と称する。また、パルスとパルスとは互いに隣接しているので、パルスの繰り返し周期は、パルス幅Ｔ₀と一致する。そのため、必要に応じて、パルス幅Ｔ₀をパルス繰り返し周期（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ）と称することがある。また、上述した定義から、Ｔ₀，Ｔ_b，Ｔは、次式（３）で表される関係を満たす。

　なお、このように受信信号をパルスに分割したり、ブロックにまとめたりするのは、処理の高速化を実現するためである。詳細については後述するが、長時間観測したデータを短いパルスに区切ることにより、直接波と散乱波との長時間の相関処理を、全て高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって構成することができる。また、いくつかのパルスをブロック単位にまとめて処理することにより、観測時間中のレンジマイグレーションへの対処を高速化することができる。

　続いて、パルス毎レンジ圧縮部３５以降の処理ブロックの動作を説明するために、放送局１からの直接波および目標２からの散乱波の信号を定式化する。ここで、放送局１からの送信波は、中心周波数ｆ_cの狭帯域信号なので、受信局３の位置における放送局１からの直接波の受信信号ｓ_d（ｔ）（チルダ）は、次式（４）で表される。

　式（４）において、ａ（ｔ）は送信信号の複素振幅を示し、τ_dは直接波の伝搬遅延時間を示している。パッシブレーダの場合、送信信号が未知であることから、複素振幅ａ（ｔ）は確率過程（ｒａｎｄｏｍ　ｐｒｏｃｅｓｓ）として扱うのが適当である。また、以下では、広義定常性（ＷＳＳ：ｗｉｄｅ－ｓｅｎｓｅ　ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ）が成立するものとする。

　一方、放送局１および受信局３は、ともに観測中は静止していることを想定しているので、τ_dは定数となる。また、ｎパルス目（ｎ＝０，１，・・・，ＨＮ－１）における直接波の受信信号ｓ_dn（ｔ）（チルダ）は、次式（５）で表されるように、式（４）のｔ_n－Ｔ₀／２≦ｔ≦ｔ_n＋Ｔ₀／２の間を切り出したものに他ならない。

　なお、目標２が移動する場合、散乱波の伝搬遅延時間は事変であるが、パルス幅Ｔ₀が十分に短い場合、その間の伝搬遅延時間は一次近似できると考えられる。そこで、時刻ｔ_nにおける伝搬遅延時間をτ_sn0、伝搬遅延時間の変化率をτ_sn（ドット）とすると、散乱波の伝搬遅延τ_snは、次式（６）で表される。

　この関係を踏まえると、ｎパルス目（ｎ＝０，１，・・・，ＨＮ－１）における散乱波の受信信号ｓ_sn（ｔ）（チルダ）は、次式（７）のように近似的に表現することができる。

　ただし、ここでは、目標２が１つの散乱点で構成されているものと仮定している。また、式（７）において、αは伝搬長の差分に起因する減衰量の差による振幅の比を示し、ｆ_dn＝－ｆ_cτ_sn（ドット）は時刻ｔ_nにおけるドップラ周波数を示している。さらに、式（７）では、複素振幅の帯域と比較して、伝搬遅延時間の変化率τ_sn（ドット）が十分に小さいので、複素振幅ａ（ｔ）の項については、パルス幅Ｔ₀の間、伝搬遅延時間はτ_sn0で一定であるとみなしている。

　なお、図１で表される観測のジオメトリにおいては、直接波および散乱波の遅延時間τ_d、τ_sn0、並びに散乱波のドップラ周波数ｆ_dnは、それぞれ次式（８）～（１０）のように求められる。

　式（８）～（１０）において、ｃは光速を示している。また、式（１０）において、ｋ_s（ｔ）（バー）およびｋ_r（ｔ）（バー）は、時刻ｔにおける波数ベクトルを示し、次式（１１）で定義される。

　ここで、式（１０）の導出においては、次式（１２）で表される距離ｒ_s（ｔ）の時間微分の関係を用いている。なお、距離ｒ_s（ｔ）についても同様である。

　また、式（５）、（７）から、ローカル周波数ｆ_l＝ｆ_c－Δｆ_cの正弦波信号を用いてダウンコンバートされた直接波の受信信号ｓ_dn（ｔ）および散乱波の受信信号ｓ_sn（ｔ）は、次式（１３）、（１４）で表される。

　式（１４）において、τ_n＝τ_sn0－τ_dは直接波と散乱波との遅延時間差を示し、φはローカル発振器の初期位相を示している。なお、式（１４）の最後の等式は、直接波の受信信号ｓ_dn（ｔ）を用いて散乱波の受信信号ｓ_sn（ｔ）を表現したものである。

　続いて、パルス毎レンジ圧縮部３５は、パルス毎に以下に示す相互相関処理により、レンジ圧縮を実行する。相互相関処理によって得られる次式（１５）の相互相関関数ｘ_n（τ）を、この発明の各実施の形態では、レンジプロフィールと称する。パルス毎レンジ圧縮部３５は、このレンジプロフィールｘ_n（τ）（ｎ＝０，１，・・・，ＨＮ－１）を出力する。

　式（１５）に上記式（１４）を代入すると、目標２として１つの散乱点が存在する場合のレンジプロフィールｘ_n（τ）が、次式（１６）で表されることがわかる。

　式（１６）において、複素振幅ａ（ｔ）については、広義定常性（ＷＳＳ）が成立すると仮定しているので、自己相関関数の期待値Ｒ_a（ｔ）は、次式（１７）で表される。

　また、式（１７）から、レンジプロフィールｘ_n（τ）の期待値Ｅ｛ｘ_n（τ）｝は、次式（１８）で表される。

　ただし、式（１８）において、次式（１９）となる。

　式（１９）において、ｓｉｎｃ関数の項は、散乱波が目標２の移動によるドップラシフトを受けていることによって発生する直接波との相関のロスを示す項であるが、パルス幅Ｔ₀が短ければ、このロスは無視することができ、式（１９）の近似が成立する。また、式（１９）において、（Ｔ₀－τ）の項から、パルス幅Ｔ₀は、想定される遅延時間差に対して十分に長い必要があることが分かる。

　ここで、直接波受信部３３および散乱波受信部３４の動作タイミングをずらし、散乱波受信部３４の受信タイミングを、直接波受信部３３の受信タイミングに対して遅らせることにより、パルス幅Ｔ₀を広げることなく、遠方を観測することが可能となる。例えば、散乱波受信部３４の受信タイミングをτ_nだけ遅らせることにより、目標信号については、ロス無く積分することができる。このとき、実際には、目標位置が未知であることから、興味のある観測領域の中央部までの距離で決まる遅延を与えておくことが望ましい。

　なお、ここまで、直接波の受信信号ｓ_dn（ｔ）、散乱波の受信信号ｓ_sn（ｔ）、レンジプロフィールｘ_n（τ）等を、連続的なアナログ信号として定式化してきたが、実装上は、サンプリングによって離散化されたデジタル信号となる。

　パルス毎レンジ圧縮部３５は、上述したように、上記式（１５）で表される相互相関処理によってレンジプロフィールを算出して出力している。このとき、直接波の受信信号ｓ_dn（ｔ）や散乱波の受信信号ｓ_sn（ｔ）がデジタル信号であれば、上記式（１５）で算出される相互相関関数を、ＦＦＴを用いた高速演算により求めた巡回型相関関数で代用することによって、処理を高速化することができる。

　図４は、この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置において、パルス毎レンジ圧縮部３５を、ＦＦＴを用いた高速演算ブロックで構成した場合について示すブロック構成図である。図４において、パルス毎レンジ圧縮部３５は、パルス毎ＦＦＴ部３５ａ、３５ｂ、複素共役乗算部３５ｃおよびパルス毎ＩＦＦＴ部３５ｄを有している。

　まず、パルス毎ＦＦＴ部３５ａおよびパルス毎ＦＦＴ部３５ｂは、直接波受信部３３および散乱波受信部３４がそれぞれ受信した直接波信号および散乱波信号を、それぞれパルス幅Ｔ₀のパルスに分割した後、各パルスに対してＦＦＴを適用する。

　続いて、複素共役乗算部３５ｃは、パルス毎ＦＦＴ部３５ａ、３５ｂで得られた直接波信号および散乱波信号のＦＦＴ後の信号のうち、対応するパルス同士の複素共役乗算処理を実行する。具体的には、複素共役乗算部３５ｃは、直接波信号のＦＦＴ後の信号の複素共役信号を、散乱波信号のＦＦＴ後の信号に、要素毎に掛け合わせる処理を実行する。複素共役乗算部３５ｃの出力信号は、パルス毎ＩＦＦＴ部３５ｄに出力される。

　パルス毎ＩＦＦＴ部３５ｄは、複素共役乗算部３５ｃからの信号に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を適用することにより、巡回型相関関数を算出して出力する。この巡回型相関関数は、上記式（１５）の相互相関処理によって得られるレンジプロフィールを十分によく近似することができる。したがって、以下では、図４に示したパルス毎レンジ圧縮部３５によって得られた巡回型相関関数のこともレンジプロフィールと称する。

　なお、式（１８）から、レンジプロフィールｘ_n（τ）の期待値Ｅ｛ｘ_n（τ）｝は、目標２の遅延時間差τ＝τ_nにおいてピークを持つ（｜Ｒ_a（０）｜≧｜Ｒ_a（τ）｜，∀τ）。また、このピークにおける複素振幅の値は、次式（２０）で表される。

　式（２０）から、ｎ番目のレンジプロフィールのピークにおける位相（の期待値）は、２π（ｆ_c－Δｆ_c）τ_nで表されることが分かる。

　次に、クラッタ抑圧部３６は、各パルスのレンジプロフィールｘ_n（τ）（ｎ＝０，１，・・・，ＨＮ－１）のパルス方向平均を、各レンジプロフィールから差し引く処理を実行することにより、背景の静止物からの反射信号（クラッタ）を抑圧する。なお、クラッタ抑圧部３６の処理は、次式（２１）のように定式化される。クラッタ抑圧部３６は、式（２１）によって算出される信号ｘ_n（τ）（逆弧）を出力する。

　ここで、静止物からの反射波の信号については、遅延時間差がパルス毎に変化することはない。すなわち、静止物からの反射波の信号は、ドップラ周波数シフトを受けていない。このことは、上記式（１９）において、目標２が固定であれば、τ＝τ_nで一定となるので、パルス番号ｎによらず信号の位相が一定になることからも確認できる。

　式（２１）において、クラッタ抑圧部３６は、Ｎパルスのレンジプロフィールを平均することによって、ドップラ周波数がゼロの信号を抽出し、これを各レンジプロフィールから差し引くことで、ドップラ周波数がゼロの信号を抑圧している。これにより、背景の静止物からの反射信号を抑圧することができる。なお、クラッタ抑圧部３６は、この発明の実施の形態１において必須の構成要素ではない。仮にクラッタ抑圧部３６の処理を省いても、その他については同様の処理を実行することができる。

　続いて、ブロック毎ドップラ処理部３７は、ブロック単位でパルス方向の離散フーリエ変換を実行することにより、ドップラ周波数スペクトル（第１ドップラ周波数スペクトル）を算出する。以下では、パルス毎レンジ圧縮部３５によるレンジ圧縮処理の結果得られた全パルス、全ブロックのレンジプロフィールを次式（２２）のように表すこととする。ここまでは、パルス番号を全ブロックの通し番号で指定していたが、ここでは、ブロック毎に振りなおしている。このことは、記載上の都合に過ぎず、信号の中身は同じである。

　ブロック毎ドップラ処理部３７は、各ブロックにおいて、レンジ毎に次式（２３）で表されるように、パルス方向の離散フーリエ変換を実行して、ドップラ周波数スペクトルを算出する。

　式（２３）において、ｍはドップラ周波数セル番号を示し、ｍ＝０，１，・・・，Ｍ－１である。なお、式（２２）をＦＦＴで実装した場合にはＭ＝Ｎとなり、また、ゼロ詰め補完によって周波数の刻みを細かくとり、Ｍ＞Ｎとしてもよい。ブロック毎ドップラ処理部３７は、信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）を出力する。

　ここで、ブロック幅Ｔ_bの間における目標２の移動距離は、レンジ分解能以下であること、すなわち、次式（２４）が成立することを仮定している。

　つまり、上記式（２３）のように、レンジ毎にパルス方向の離散フーリエ変換を実行することによって、目標２のドップラ周波数スペクトルを算出することが可能なのは、式（２４）の条件が満たされる場合である。なお、式（２４）において、ｆ_dmaxは、ＰＲＩで決まる値であり、ｆ_dmax＝１／２Ｔ₀である。したがって、上記式（２４）は、次式（２５）のように整理することができる。

　すなわち、上記式（２４）の条件を満たすためには、ブロックあたりのパルス数Ｎが、式（２５）の関係を満たせばよいことが分かる。

　ここで、目標２が１つの散乱点で構成されている場合を想定して、上記式（２３）で表されるドップラ処理の出力について詳細に説明する。まず、観測時間Ｔの間、目標２のドップラ周波数が一定で、次式（２６）が成立する場合を考える。

　式（２６）が成立する場合、この目標２の信号について、ｈ番目のブロックのｎ番目のパルスにおける遅延時間差τ_n,hは、次式（２７）の１次式で表される。

　したがって、目標信号の存在するレンジビンにおけるパルス方向の離散フーリエ変換の結果の期待値は、次式（２８）で表される。ただし、各ブロックの中で、信号はレンジビンを跨いで移動しないものとし、目標２の存在するレンジビンは、各ブロックの先頭のパルスにおける位置τ_hN＝τ₀－ｆ_d／ｆ_c・ｈＴ_bで代表できるものとする。

　式（２８）において、ブロック幅Ｔ_bの間に目標振幅が変化しないことを仮定して、α（Ｔ₀－τ_n,h）≒α（Ｔ₀－τ_hN）と近似している。また、式（２８）から、ドップラ周波数スペクトルｙ_h（τ_hN，ｆ_dm）においては、次式（２９）を満たすドップラ周波数セルにピークが発生することが分かる。

　なお、上記式（２８）において、Ｃ_hはｈ番目のブロックで観察されるピークにおける複素振幅を示し、次式（３０）で表される。

　次に、図５を参照しながら、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８の処理内容について説明する。図５（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置のドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８の処理を示す説明図である。

　図５（ａ）は、ブロック毎ドップラ処理部３７の出力信号５１を表しており、パルス毎レンジ圧縮処理およびブロック毎ドップラ処理後であって、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償処理前の信号を示している。また、図５（ｂ）は、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８の出力信号５３を表しており、パルス毎レンジ圧縮処理、ブロック毎ドップラ処理およびドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償処理後の信号を示している。

　また、図５（ａ）、（ｂ）は、移動点目標からの散乱波信号を受信した場合を例にとって図示しており、点目標信号５２、５４は、それぞれこの移動点目標からの散乱波信号を表現している。すなわち、ブロック毎ドップラ処理部３７の出力信号５１において、点目標信号５２は、各ブロックにおいてレンジ（伝搬遅延距離差に相当する）方向およびドップラ周波数方向に圧縮されて、ブロック毎のレンジ・ドップラマップ上では、点像として観察されている。なお、ここでは、あるブロック番号に対応する、レンジ方向およびドップラ周波数方向に広がる２次元のデータ配列を、レンジ・ドップラマップと定義する。

　特に、ドップラ周波数が一定の点目標である場合、その点像のピーク位置は、上記式（２８）から、レンジ方向にτ_hNであり、ドップラ周波数方向にｆ_d・（ｆ_c－Δｆ_c）／ｆ_cである。図５（ａ）には、この点像のピーク位置を点目標信号５２の太線で示している。この点目標信号５２は、点像のドップラ周波数方向の位置はブロックによって変化しないが、レンジ方向の位置がブロック毎に変化している様子を示している。

　ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８は、ブロック方向の処理を実行するために、まず、点像のレンジ方向の移動（マイグレーション）を補償する。このとき、ｍ番目のドップラ周波数セルに含まれる信号のドップラ周波数はｆ_dmなので、ｈ番目のブロックにおける遅延時間τ_m,hは、このドップラ周波数に対応するように１次の時間変化をしており、次式（３１）で表される。

　したがって、信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）に対して、式（３１）の第２項で表されるレンジ移動分を補償することにより、信号のレンジを一致させることができる。このようにしてレンジ移動分を補償した信号を、以下ではｙ_h（τ，ｆ_dm）（逆弧）と記載する。ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８は、レンジ移動分を補償した信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）（逆弧）を出力する。図５（ｂ）の出力信号５３は、この信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）（逆弧）の概念図を示している。

　ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８は、ブロック毎ドップラ処理部３７の出力した信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）を、上記式（３１）で表されるレンジ移動分だけ移動させる処理を実行することにより、図５（ｂ）の出力信号５３のように、移動目標の信号のレンジをブロック間で揃える。

　なお、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８は、ブロック毎ドップラ処理部３７の出力した信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）そのものを、上記式（３１）で表されるレンジ移動分だけレンジ方向にずらす方法で処理することもできるが、以下に述べるフーリエ変換のシフト則に基づく処理によって、より高速な処理を実現することができる。

　図６は、この発明の実施の形態１に係るパッシブレーダ装置において、フーリエ変換のシフト則に基づくレンジマイグレーション補償処理を実行する場合のドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８を示すブロック構成図である。図６において、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８は、ＦＦＴ部３８ａ、レンジマイグレーション補償用位相関数３８ｂ、乗算部３８ｃおよびＩＦＦＴ部３８ｄを有している。

　まず、ＦＦＴ部３８ａは、ブロック毎ドップラ処理部３７の出力した信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）に対して、次式（３２）で表されるフーリエ変換処理をＦＦＴによって実行し、レンジ方向にフーリエ変換する。

　式（３２）において、Ｆ｛ｇ｝は関数ｇのフーリエ変換を示す。また、レンジマイグレーション補償用位相関数３８ｂは、ブロック毎ドップラ処理部３７の出力した信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）の各ドップラ周波数セルに対応する、ブロック方向のレンジマイグレーション量に相当する位相変化を補償するための位相関数であり、次式で表される。

　続いて、乗算部３８ｃは、上記式（３２）のフーリエ変換の出力Ｙ_h（ｆ，ｆ_dm）に対して、次式（３３）で表される演算によって、レンジ移動分に対応する位相関数を乗算する。

　次に、ＩＦＦＴ部３８ｄは、式（３３）の結果得られる信号Ｙ_h（ｆ，ｆ_dm）（逆弧）を、次式（３４）で表されるように、逆フーリエ変換処理をＩＦＦＴによって実行することにより、上記式（３１）で表されるレンジ移動分を補償した信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）（逆弧）を得る。

　続いて、ブロック方向ドップラ処理部３９の処理内容について説明する。レンジ移動分を補償した信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）（逆弧）においては、ドップラ周波数が一定の目標２の信号が、図３に太線で示したようにブロック方向に整列している。そこで、ブロック方向ドップラ処理部３９は、信号ｙ_h（τ，ｆ_dm）（逆弧）に対して、レンジ・ドップラセル毎に次式（３５）で表されるように、ブロック方向の離散フーリエ変換を実行して、ドップラ周波数スペクトル（第２ドップラ周波数スペクトル）を算出する。

　式（３５）において、ｌはドップラ周波数セル番号を示し、ｌ＝０，１，・・・，Ｌ－１である。なお、上記式（２２）の場合と同様に、上記式（２９）をＦＦＴで実装したときにはＬ＝Ｈとなり、また、ゼロ詰め補完によって周波数の刻みを細かくとり、Ｌ＞Ｈとしてもよい。ブロック方向ドップラ処理部３９は、式（３５）によって算出される信号ｚ（τ，ｆ_dm，ｆ_dl）を出力する。

　また、目標信号の存在するレンジ・ドップラセルにおけるブロック方向の離散フーリエ変換の結果の期待値は、次式（３６）で表される。

　式（３６）において、観測時間Ｔの間に目標振幅が変化しないことを仮定して、α（Ｔ₀－τ_hN）≒α（Ｔ₀－τ₀）と近似している。また、式（３６）から、ブロック方向のフーリエ変換の結果、次式（３７）を満たすドップラ周波数セルにピークが発生することが分かる。

　なお、上記式（３６）において、Ｄはピークにおける複素振幅を示し、次式（３８）で表される。

　この処理の結果、パルス方向およびブロック方向の両方が、ドップラ周波数の次元に変換されている。したがって、信号ｚ（τ，ｆ_dm，ｆ_dl）を適切に並べ替えることによって、一枚のレンジ・ドップラマップに容易に変換することができる。

　この発明の実施の形態１で示した以上の処理を実行するためには、最初にパルス幅Ｔ₀およびブロック幅Ｔ_bを決定する必要があるが、これらのパラメータは、以下の手順で決定することができる。なお、観測時間Ｔは、回線検討の結果与えられるものであり、この発明の実施の形態１に係る方式に付随するパラメータではないことに注意されたい。

　まず、パルス幅Ｔ₀の決定について、観測のジオメトリや想定する目標２の条件から、観測される可能性のあるドップラ周波数の絶対値の上限をｆ_dmaxとする。このとき、パルス幅Ｔ₀は、次式（３９）に従って決定することができる。

　続いて、ブロック幅Ｔ_bの決定について、ブロック内のパルス数の上限は、上記式（２５）によって与えられている。したがって、式（３９）で表される条件を満たすようにパルス幅Ｔ₀を決定した後、次式（４０）で表される関係を満たすように、ブロック幅Ｔ_bを決定すればよい。

　次に、目標検出部４０は、上記式（３５）によって算出される信号ｚ（τ，ｆ_dm，ｆ_dl）、またはこの信号ｚ（τ，ｆ_dm，ｆ_dl）を適切に並べ替えることによって、一枚のレンジ・ドップラマップに変換した信号に対して、次式（４１）によってその強度Ｐ（τ，ｆ_dm，ｆ_dl）を算出する。

　続いて、目標検出部４０は、この強度信号Ｐ（τ，ｆ_dm，ｆ_dl）に対して、ＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｆａｌｓｅ　Ａｌａｒｍ　Ｒａｔｅ）処理等の検出処理を適用することにより、目標信号を検出する。ここで、ＣＦＡＲ処理は、広く公知の技術を用いればよい。

　なお、ＣＦＡＲ処理の前に、強度信号Ｐ（τ，ｆ_dm，ｆ_dl）に対して、レンジ方向またはドップラ周波数方向、もしくはその両方について、互いに隣接する複数セルにまたがってインコヒーレントに積分してもよい。この処理によって、雑音成分の標準偏差を低減することができるとともに、目標信号がレンジ方向またはドップラ周波数方向、もしくはその両方に広がっている場合に、信号成分をインコヒーレントに積み上げることができるので、ＳＮＲを改善することができる。

　以上のように、実施の形態１によれば、直接波受信部および散乱波受信部で分割された各パルスについて、直接波の受信信号と散乱波の受信信号との相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、複数のパルスをまとめたブロック単位で、パルス方向のフーリエ変換を実行することにより、第１ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、第１ドップラ周波数スペクトルに対して、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に対して、ブロック方向のフーリエ変換を実行することにより、第２ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部とを備えている。
　すなわち、受信した信号をパルスやブロック単位に分割して処理を実行するとともに、ブロック方向の処理を実行する前に、ドップラ周波数セル毎に対応するレンジマイグレーション補償処理を実行することとしたので、移動する目標の信号に対して、長時間に渡る積分が可能となる。また、各処理をＦＦＴと複素数との乗算のみで実行することとしたので、演算量を大幅に低減することができる。
　そのため、少ない演算量で、目標の観測時間および信号の積分時間を延長し、ＳＮＲを十分に改善して、探知距離を延伸することができるパッシブレーダ装置を得ることができる。

　実施の形態２．
　図７は、この発明の実施の形態２に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。図７において、パッシブレーダ装置は、直接波受信用アンテナ３１、散乱波受信用アンテナ３２、直接波受信部３３、散乱波受信部３４、パルス毎ＦＦＴ部３５ａ、パルス毎ＦＦＴ部３５ｂ、複素共役乗算部３５ｃ、クラッタ抑圧部３６、ブロック毎ドップラ処理部３７、レンジマイグレーション補償用位相関数３８ｂ、乗算部３８ｃ、ＩＦＦＴ部３８ｄ、ブロック方向ドップラ処理部３９および目標検出部４０を備えている。

　ここで、パルス毎ＦＦＴ部３５ａ、パルス毎ＦＦＴ部３５ｂおよび複素共役乗算部３５ｃ、並びにレンジマイグレーション補償用位相関数３８ｂ、乗算部３８ｃおよびＩＦＦＴ部３８ｄは、それぞれ図４、６に示したものと同様のものである。

　図２に示したパルス毎レンジ圧縮部３５およびドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部３８に、それぞれ図４、６に示した構成を挿入すると、クラッタ抑圧部３６およびブロック毎ドップラ処理部３７が、パルス毎ＩＦＦＴ部３５ｄおよびＦＦＴ部３８ａによって挟まれることとなる。

　クラッタ抑圧部３６およびブロック毎ドップラ処理部３７は、何れもレンジ方向には一定の処理なので、図２に示した構成に、それぞれ図４、６に示した構成を挿入すると、一旦レンジ方向に逆フーリエ変換したものを、レンジ方向の処理を何ら加えることなく、再度フーリエ変換する処理が発生することとなり、演算量が増大することとなる。

　そこで、この発明の実施の形態２では、パルス毎ＩＦＦＴ部３５ｄおよびＦＦＴ部３８ａを省略している。このような構成とすることにより、演算量の増大を防止し、処理を高速化することができる。

　以上のように、実施の形態２によれば、パルス毎レンジ圧縮部は、直接波の受信信号および散乱波の受信信号を、パルスに分割してそれぞれフーリエ変換するパルス毎ＦＦＴ部と、パルス毎ＦＦＴ部でフーリエ変換された直接波の受信信号の複素共役信号を、パルス毎ＦＦＴ部でフーリエ変換された散乱波の受信信号に掛け合わせる複素共役乗算部とを有し、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部は、第１ドップラ周波数スペクトルの各ドップラ周波数セルに対応する、ブロック方向のレンジマイグレーション量に相当する位相変化を補償するためのレンジマイグレーション補償用位相関数を、第１ドップラ周波数スペクトルに対して乗算する乗算部と、乗算部からの出力に対して、逆フーリエ変換を実行するＩＦＦＴ部とを有している。
　このように、図４、６にそれぞれ示したパルス毎ＩＦＦＴ部およびＦＦＴ部を省略することにより、演算量を低減し、処理を高速化することができる。

　実施の形態３．
　図８は、この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。図８において、パッシブレーダ装置は、図７に示したパッシブレーダ装置に加えて、ブロック信号加算部４１を備えている。その他の構成は、上述した実施の形態２と同様なので、その説明を省略する。

　図９は、この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置の処理における受信信号の取り扱いを示す説明図である。図９は、図３に示したものとほぼ同様なので、図３との相違点についてのみ説明する。

　図３では、隣接するブロックが互いに重複しないようにブロックが設定されているのに対して、図９では、隣接するブロックが互いに重複している。例えば、図３では、２つ目のブロックを構成するパルスがパルス番号Ｎ～２Ｎ－１であるのに対して、図９では、２つ目のブロックを構成するパルスがパルス番号１～Ｎである。また、図３のように重複しないようにブロックを設定した場合のブロック数がＨ個であるのに対して、図９のようにブロックを設定した場合には、設定されるブロックの数が（Ｈ－１）Ｎ個となる。

　なお、図９では、隣接するブロックが１つ分のパルスだけずらして設定されているが、これに限定されず、より一般的には、隣接するブロックが複数パルス分だけずらして設定されてもよい。

　図１０～１２は、この発明の実施の形態３に係るパッシブレーダ装置の処理における信号の性質を示す説明図である。
　図１０は、ブロック毎ドップラ処理部３７によるドップラ処理の結果得られたドップラフィルタ帯域を示す模式図である。図１０では、ドップラセルｍのドップラフィルタ帯域に目標信号が含まれているものとする。また、図１０には、隣接するドップラセルのドップラフィルタ帯域も併せて示している。

　また、実施の形態１、２におけるブロック方向ドップラ処理部３９によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅１／Ｔ_bを、破線で囲んで示す。実施の形態１、２では、隣接するブロックが互いに重複しないようにブロックが設定されているので、ブロックの繰り返し周期は、ブロック幅Ｔ_bに一致する。そのため、ブロック方向ドップラ処理部３９によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅は、１／Ｔ_bとなる。

　図１１は、隣接するブロックが互いに重複しないようにブロックを設定すると、ブロック方向ドップラ処理部３９によるブロック方向のドップラ処理の結果、偽像が発生する場合があることを示す模式図である。図１１では、目標信号が、ブロック毎ドップラ処理部３７によるドップラ処理の結果得られたドップラセルｍのドップラフィルタ帯域、およびドップラセルｍ＋１のドップラフィルタ帯域の両方に含まれている。

　したがって、ドップラセルｍ＋１の目標信号に対するブロック方向ドップラ処理部３９によるブロック方向のドップラ処理の結果、得られたドップラ周波数スペクトルにおいて、図１１に示されるように、目標信号が折り返してしまい、ドップラセルｍ＋１の範囲内に偽像が発生する。

　図１２は、図９に示した例に従って、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定することにより、図１１に示した偽像を抑圧できることを示す模式図である。図９に示した例では、隣接するブロックが１つ分のパルスだけずらして設定されているので、ブロックの繰り返し周期は、パルス幅Ｔ₀に一致する。そのため、ブロック方向ドップラ処理部３９によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅は、１／Ｔ₀となる。

　図１２に示されるように、ブロック方向ドップラ処理部３９によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅１／Ｔ₀は、ブロック毎ドップラ処理部３７によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅１／Ｔ_bに対して十分に大きいので、図１１に示した場合と異なり、目標信号が折り返さないことが分かる。

　そこで、図８のブロック信号加算部４１は、ブロック方向ドップラ処理部３９によって、ドップラセルごとに算出されたブロック方向のドップラ周波数スペクトルを、スペクトルの重複部分の信号を加算しながら、一枚のレンジ・ドップラマップに変換する。

　実施の形態１では、ブロック毎ドップラ処理部３７によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅と、ブロック方向ドップラ処理部３９によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅とが一致しているので、信号ｚ（τ，ｆ_dm，ｆ_dl）を単に並べ替えることによって、一枚のレンジ・ドップラマップに変換することが可能であった。

　しかしながら、実施の形態３のように、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定すると、ブロック毎ドップラ処理部３７によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅よりも、ブロック方向ドップラ処理部３９によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅のほうが広くなる。

　そのため、図１２に示したように、ブロック方向ドップラ処理部３９が出力したドップラ周波数スペクトル帯域のうち、隣接するドップラセルに対応するものは、互いに重複することになる。ブロック信号加算部４１は、この重複部分の信号をコヒーレントに加算する処理を実行する。なお、インコヒーレントに加算してもよい。

　なお、ブロック信号加算部４１を用いる代わりに、図１３に示されるように、ブロック信号選択部４２を用いてもよい。ブロック信号選択部４２は、上記重複部分の信号をコヒーレントに加算する処理を実行する代わりに、重複部分の信号を切り捨てる処理を実行する。これにより、加算処理を実行しない分、処理負荷を軽減することができる。

　以上のように、実施の形態３によれば、ブロック毎ドップラ処理部は、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定することにより、ブロック毎ドップラ処理部によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅よりも、ブロック方向ドップラ処理部によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅を広く設定している。
　そのため、実施の形態１のものでは発生する可能性がある偽像を抑圧することができる。

　１　放送局、２　目標、３　受信局、３１　直接波受信用アンテナ、３２　散乱波受信用アンテナ、３３　直接波受信部、３４　散乱波受信部、３５　パルス毎レンジ圧縮部、３５ａ、３５ｂ　パルス毎ＦＦＴ部、３５ｃ　複素共役乗算部、３５ｄ　パルス毎ＩＦＦＴ部、３６　クラッタ抑圧部、３７　ブロック毎ドップラ処理部、３８　ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部、３８ａ　ＦＦＴ部、３８ｂ　レンジマイグレーション補償用位相関数、３８ｃ　乗算部、３８ｄ　ＩＦＦＴ部、３９　ブロック方向ドップラ処理部、４０　目標検出部、４１　ブロック信号加算部、４２　ブロック信号選択部。

Claims

　電波源から送信されて直接到達する直接波を受信する直接波受信用アンテナと、
　前記電波源から送信されて目標で散乱された散乱波を受信する散乱波受信用アンテナと、
　前記直接波の受信信号をパルスに分割する直接波受信部と、
　前記散乱波の受信信号をパルスに分割する散乱波受信部と、
　分割された各パルスについて、前記直接波の受信信号と前記散乱波の受信信号との相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、
　複数のパルスをまとめたブロック単位で、パルス方向のフーリエ変換を実行することにより、第１ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、
　前記第１ドップラ周波数スペクトルに対して、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、
　ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に対して、ブロック方向のフーリエ変換を実行することにより、第２ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部と、
　を備えたパッシブレーダ装置。
　前記パルス毎レンジ圧縮部は、
　前記直接波の受信信号および前記散乱波の受信信号を、パルスに分割してそれぞれフーリエ変換するパルス毎ＦＦＴ部と、
　前記パルス毎ＦＦＴ部でフーリエ変換された前記直接波の受信信号の複素共役信号を、前記パルス毎ＦＦＴ部でフーリエ変換された前記散乱波の受信信号に掛け合わせる複素共役乗算部と、
　前記複素共役乗算部からの出力に対して、逆フーリエ変換を実行するパルス毎ＩＦＦＴ部と、
　を有することを特徴とする請求項１に記載のパッシブレーダ装置。
　前記ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部は、
　前記第１ドップラ周波数スペクトルに対して、レンジ方向のフーリエ変換を実行するＦＦＴ部と、
　前記第１ドップラ周波数スペクトルの各ドップラ周波数セルに対応する、ブロック方向のレンジマイグレーション量に相当する位相変化を補償するためのレンジマイグレーション補償用位相関数を、前記ＦＦＴ部の出力に対して乗算する乗算部と、
　前記乗算部からの出力に対して、逆フーリエ変換を実行するＩＦＦＴ部と、
　を有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のパッシブレーダ装置。
　前記パルス毎レンジ圧縮部は、
　前記直接波の受信信号および前記散乱波の受信信号を、パルスに分割してそれぞれフーリエ変換するパルス毎ＦＦＴ部と、
　前記パルス毎ＦＦＴ部でフーリエ変換された前記直接波の受信信号の複素共役信号を、前記パルス毎ＦＦＴ部でフーリエ変換された前記散乱波の受信信号に掛け合わせる複素共役乗算部と、を有し、
　前記ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部は、
　前記第１ドップラ周波数スペクトルの各ドップラ周波数セルに対応する、ブロック方向のレンジマイグレーション量に相当する位相変化を補償するためのレンジマイグレーション補償用位相関数を、前記第１ドップラ周波数スペクトルに対して乗算する乗算部と、
　前記乗算部からの出力に対して、逆フーリエ変換を実行するＩＦＦＴ部と、を有する
　ことを特徴とする請求項１に記載のパッシブレーダ装置。
　前記ブロック毎ドップラ処理部は、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定することにより、前記ブロック毎ドップラ処理部によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅よりも、前記ブロック方向ドップラ処理部によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅を広く設定し、
　前記ブロック方向ドップラ処理部によって算出された前記第２ドップラ周波数スペクトルの帯域幅の重複部分について、コヒーレントまたはインコヒーレントに加算するブロック信号加算部をさらに備えた
　ことを特徴とする請求項１から請求項４までの何れか１項に記載のパッシブレーダ装置。
　前記ブロック毎ドップラ処理部は、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定することにより、前記ブロック毎ドップラ処理部によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅よりも、前記ブロック方向ドップラ処理部によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅を広く設定し、
　前記ブロック方向ドップラ処理部によって算出された前記第２ドップラ周波数スペクトルの帯域幅の重複部分の信号を切り捨てるブロック信号選択部をさらに備えた
　ことを特徴とする請求項１から請求項４までの何れか１項に記載のパッシブレーダ装置。