JPS6234087A - レ−ダ装置 - Google Patents
レ−ダ装置Info
- Publication number
- JPS6234087A JPS6234087A JP60173802A JP17380285A JPS6234087A JP S6234087 A JPS6234087 A JP S6234087A JP 60173802 A JP60173802 A JP 60173802A JP 17380285 A JP17380285 A JP 17380285A JP S6234087 A JPS6234087 A JP S6234087A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- doppler frequency
- phase
- target
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はレーダ装置に関し、特に目標に対して照射し
たレーダ信号の反射信号からそのドツプラー周波数を推
定するに好適な装置の具現化に関する。
たレーダ信号の反射信号からそのドツプラー周波数を推
定するに好適な装置の具現化に関する。
〔発明の技術的背景およびその問題点〕第３図に、一般
的なレーダ装置の概略構成を示す。
的なレーダ装置の概略構成を示す。
このレーダ装置において、高安定発根器１は安定化した
所定周波数の信号を発生する回路であり、この発生され
た信号は送信機２および受信機５にそれぞれ供給される
。送信機２ではこの入力された信号に基づいて所要の繰
り返し周期を有するパルス信号を発生し、これを送受切
換器３を介して空中線４に供給する。これにより空中線
４からは同パルス信号が送信信号として放射される。一
方、目標からの反射波は、同空中線４によって受信され
、これが上記送受切換器３を介して受信機５に供給され
る。この受信機５にも上述したように高安定発振器１の
発振信号が供給されており、上記受信信号はこの発振信
号と混合されて復調される。
所定周波数の信号を発生する回路であり、この発生され
た信号は送信機２および受信機５にそれぞれ供給される
。送信機２ではこの入力された信号に基づいて所要の繰
り返し周期を有するパルス信号を発生し、これを送受切
換器３を介して空中線４に供給する。これにより空中線
４からは同パルス信号が送信信号として放射される。一
方、目標からの反射波は、同空中線４によって受信され
、これが上記送受切換器３を介して受信機５に供給され
る。この受信機５にも上述したように高安定発振器１の
発振信号が供給されており、上記受信信号はこの発振信
号と混合されて復調される。
この復調信号が表示器６に供給されて適宜に表示される
こととなる。
こととなる。
ところで、こうしたレーダ装置と目標との間に相対的な
運動が生じている場合は、トップジー効果によってレー
ダ送信周波数に対する受信信号周波数が変化することが
知られている。このときの受信周波数と送信周波数との
周波数差はドツプラー周波数と呼ばれており、これをｆ
ｄとしたときただしＶ：目標とレーダとの接近速度 λ：レーダ送信波長 によって定義される。この式からも明らかなように、ド
ツプラー周波数ｆｄの値がわかれば目標とレーダとの接
近速度Ｖもおのずとわかるようになることから、各種の
レーダにおいてこうしたドツプラー周波数を測定するこ
とが行われている。例えば、追尾レーダにおいては、目
標の速度を計測するのにこのドツプラー周波数測定を行
っており、また航空機等に搭載されるレーダ１こおいて
は、ブランドクラッタ（地表面による反射）を除去する
Ａ−ＭＴ Ｉ （Ａｉｒｂｏｎｅ −ＭＴ Ｉ ）の減
衰域を設定するのに同ドツプラー周波数（この場合はク
ラッタによるドツプラー周波数）測定を行っている。
運動が生じている場合は、トップジー効果によってレー
ダ送信周波数に対する受信信号周波数が変化することが
知られている。このときの受信周波数と送信周波数との
周波数差はドツプラー周波数と呼ばれており、これをｆ
ｄとしたときただしＶ：目標とレーダとの接近速度 λ：レーダ送信波長 によって定義される。この式からも明らかなように、ド
ツプラー周波数ｆｄの値がわかれば目標とレーダとの接
近速度Ｖもおのずとわかるようになることから、各種の
レーダにおいてこうしたドツプラー周波数を測定するこ
とが行われている。例えば、追尾レーダにおいては、目
標の速度を計測するのにこのドツプラー周波数測定を行
っており、また航空機等に搭載されるレーダ１こおいて
は、ブランドクラッタ（地表面による反射）を除去する
Ａ−ＭＴ Ｉ （Ａｉｒｂｏｎｅ −ＭＴ Ｉ ）の減
衰域を設定するのに同ドツプラー周波数（この場合はク
ラッタによるドツプラー周波数）測定を行っている。
ここで、従来のこうしたドツプラー周波数測定のための
手法について説明する。
手法について説明する。
ここでは−例として、ＴＡＣＣＡＲ（時間平均クラッタ
レーダ； Ｔｉｍｅ Ａｖｅｒａｇｅｄ Ｃ１ｕｔｔｅ
ｒＣｏｈｅｒｅｎｔ Ａｉｒｂｏｒｎｅ Ｒａｄａｒ
）システムに用いられる周波数トラッキングループにつ
いて説明する。
レーダ； Ｔｉｍｅ Ａｖｅｒａｇｅｄ Ｃ１ｕｔｔｅ
ｒＣｏｈｅｒｅｎｔ Ａｉｒｂｏｒｎｅ Ｒａｄａｒ
）システムに用いられる周波数トラッキングループにつ
いて説明する。
すなわちこれは、第４図に示すように、遅延回路５１に
よって１送信パルス間隔分だけ遅延された受信ＩＰ（中
間周波数）信号（すなわち前回の受信ＩＦ信号）と当該
の受信ＩＦ信号との位相差を位相比較器５２によって比
較検出し、さらにこれをローパスフィルタ５３を介して
ＶＣＯ（電圧制御発振器）５４に加えて、これら受信Ｉ
Ｆ信号の位相差が０となるよう復調のためのローカル周
波数を変化させるもので、このローカル周波数（ＶＣＯ
５４の発振周波数）に比例するＶＣＯ５４の入力電圧（
ローパスフィルタを介した位相差信号）が目標のドツプ
ラー周波数に比例した相対速度を示すものとなる。
よって１送信パルス間隔分だけ遅延された受信ＩＰ（中
間周波数）信号（すなわち前回の受信ＩＦ信号）と当該
の受信ＩＦ信号との位相差を位相比較器５２によって比
較検出し、さらにこれをローパスフィルタ５３を介して
ＶＣＯ（電圧制御発振器）５４に加えて、これら受信Ｉ
Ｆ信号の位相差が０となるよう復調のためのローカル周
波数を変化させるもので、このローカル周波数（ＶＣＯ
５４の発振周波数）に比例するＶＣＯ５４の入力電圧（
ローパスフィルタを介した位相差信号）が目標のドツプ
ラー周波数に比例した相対速度を示すものとなる。
ただしこうしたループにおいては、上述の如くローカル
周波数自体を変化させることから、受信信号として量も
レベルの強い唯１つの信号に追尾することはできても、
強い信号に重なって受信される弱い信号に追尾すること
はできなかった。他の手法を用いるにしろ、大旨こうし
た実情は共通する。
周波数自体を変化させることから、受信信号として量も
レベルの強い唯１つの信号に追尾することはできても、
強い信号に重なって受信される弱い信号に追尾すること
はできなかった。他の手法を用いるにしろ、大旨こうし
た実情は共通する。
この発明は、いかなる受信信号であれこれに含まれるド
ツプラー周波数成分を有効に抽出してこの値を推定する
ことのできるレーダ装置を提供することを目的とする。
ツプラー周波数成分を有効に抽出してこの値を推定する
ことのできるレーダ装置を提供することを目的とする。
この発明では、前述したようにローカル信号の周波数を
変えることなく、受信復調された信号から直接そのドツ
プラー周波数を推定するようにしたものであり、具体的
には、当該レーダ装置に入力される目標エコーが、目標
の存在するレンジζＭからの反射エコーのサンプル値で
あって、振幅並びに位相情報を有する複素数として入力
されることに着目し、異なる２時刻に受信された２つの
工コーのいずれか一方の位相成分符号を反転して、すな
わち一方を他方の共役複素数としてこれらを掛算しさら
にこの値を平均化した後、この位相値を算出するように
する。こうして算出される位相値は、上記２信号間の受
信時間（各対応する送信パルス間隔）と当該のドツプラ
ー周波数との積に比例した値となるものであり、最後に
この時間等の既知となる値に基づいて該位相値を処理す
れば、当のドツプラー周波数成分のみを抽出することが
できる。この抽出したトップシー周波数は、そのまま尚
該目標のドツプラー周波数として処理することもできる
し、また前述したように、目標の反射信号がグランドク
ラツタ等の強い信号に埋もれている場合にはこれを抑圧
する帯域除去フィルタ等の減衰域を調整設定するための
信号として用いることもできる。
変えることなく、受信復調された信号から直接そのドツ
プラー周波数を推定するようにしたものであり、具体的
には、当該レーダ装置に入力される目標エコーが、目標
の存在するレンジζＭからの反射エコーのサンプル値で
あって、振幅並びに位相情報を有する複素数として入力
されることに着目し、異なる２時刻に受信された２つの
工コーのいずれか一方の位相成分符号を反転して、すな
わち一方を他方の共役複素数としてこれらを掛算しさら
にこの値を平均化した後、この位相値を算出するように
する。こうして算出される位相値は、上記２信号間の受
信時間（各対応する送信パルス間隔）と当該のドツプラ
ー周波数との積に比例した値となるものであり、最後に
この時間等の既知となる値に基づいて該位相値を処理す
れば、当のドツプラー周波数成分のみを抽出することが
できる。この抽出したトップシー周波数は、そのまま尚
該目標のドツプラー周波数として処理することもできる
し、また前述したように、目標の反射信号がグランドク
ラツタ等の強い信号に埋もれている場合にはこれを抑圧
する帯域除去フィルタ等の減衰域を調整設定するための
信号として用いることもできる。
このように、この発明にかかるレーダ装置によれば、ロ
ーカル信号周波数は変えずに、受信復調された信号から
直接にそのドツプラー周波数成分を抽出するようにした
ことから、いかなる態様の受信信号であれ所望とする対
象のドツプラー周波数を有効確実に推定することができ
る。
ーカル信号周波数は変えずに、受信復調された信号から
直接にそのドツプラー周波数成分を抽出するようにした
ことから、いかなる態様の受信信号であれ所望とする対
象のドツプラー周波数を有効確実に推定することができ
る。
はじめに、この発明の原理につい一〇説明する。
上述の如く、振幅、位相情報を有する複素数としてレー
ダ装置に入力される目標エコーのサンプル値は、これを
ｘｌ（ｎは時間順序を示す）とすると、 Ｘｎ”Ａｎ ｅＸｐ（ｊ２πｆｄ−ｎＴ） ”・（
２）ただしＡｎ：振幅値 Ｔ：送信パルス間隔 のように表わすことができる。
ダ装置に入力される目標エコーのサンプル値は、これを
ｘｌ（ｎは時間順序を示す）とすると、 Ｘｎ”Ａｎ ｅＸｐ（ｊ２πｆｄ−ｎＴ） ”・（
２）ただしＡｎ：振幅値 Ｔ：送信パルス間隔 のように表わすことができる。
したがりて、例えば１パルス前の送信パルスに対応する
同目標エコーのサンプル値ＸＱ ｉ の位相成分を反
転した値、すなわちこの共役複素数Ｘｎ−１と上記サン
プル値Ｘｎとを掛算することにより ｘ ｎ ０ｘ ｎ−ｔ ＝Ａｎ ０Ａｎ−ｔ ０ｅｘ
ｐ （ｊ２πｆｄＴ）・ ・・ （３ン となることから、その掛算値を平均化した後この位相項
のみを抽出すれば２πｆｄＴとなって、当該のドツプラ
ー周波数ｆｄが有効に抽出されることがわかる。この後
肢ドツプラー周波数ｆｄのみを抽出する場合には、この
位相値２πｆｄＴに、既知の値である１／２πＴ（Ｔ：
送信パルス間隔）を掛算すればよい。
同目標エコーのサンプル値ＸＱ ｉ の位相成分を反
転した値、すなわちこの共役複素数Ｘｎ−１と上記サン
プル値Ｘｎとを掛算することにより ｘ ｎ ０ｘ ｎ−ｔ ＝Ａｎ ０Ａｎ−ｔ ０ｅｘ
ｐ （ｊ２πｆｄＴ）・ ・・ （３ン となることから、その掛算値を平均化した後この位相項
のみを抽出すれば２πｆｄＴとなって、当該のドツプラ
ー周波数ｆｄが有効に抽出されることがわかる。この後
肢ドツプラー周波数ｆｄのみを抽出する場合には、この
位相値２πｆｄＴに、既知の値である１／２πＴ（Ｔ：
送信パルス間隔）を掛算すればよい。
第１図に、こうした原理に基づいて構成した、この発明
にかかるレーダ装置の一実施例を示す。
にかかるレーダ装置の一実施例を示す。
ただしここでは、前述した受信機５（第３図参照）によ
って受信復調された信号からそのドツプラー周波数を推
定する推定回路についてのみ示し、基本的に第３図に示
したものと同様であるレーダ装置本体の図示並びにその
機能説明等は割愛する。
って受信復調された信号からそのドツプラー周波数を推
定する推定回路についてのみ示し、基本的に第３図に示
したものと同様であるレーダ装置本体の図示並びにその
機能説明等は割愛する。
さて、同第１図に示すドツプラー周波数推定回路７にお
いて、遅延回路７１は、振幅、位相情報を有する複素数
として上記受信復調される随時の目標エコーを当該レー
ダ装置の１送信パルス間隔時間だけ遅延する回路であり
、また位相符号反転回路７２は、この遅延された信号の
位相成分のみを符号反転せしめてこれをいわゆる共役複
素数化する回路であり、こうして１送信パルス間隔時間
遅延されかつ共役複素数化された受信復調信号と、随時
の遅延されない直接の受信復調信号とが逐時掛算器７３
に加えられる。
いて、遅延回路７１は、振幅、位相情報を有する複素数
として上記受信復調される随時の目標エコーを当該レー
ダ装置の１送信パルス間隔時間だけ遅延する回路であり
、また位相符号反転回路７２は、この遅延された信号の
位相成分のみを符号反転せしめてこれをいわゆる共役複
素数化する回路であり、こうして１送信パルス間隔時間
遅延されかつ共役複素数化された受信復調信号と、随時
の遅延されない直接の受信復調信号とが逐時掛算器７３
に加えられる。
掛算器７３は、前述した（３２式の掛算を実行する回路
であり、この掛算結果Ａｎ−Ａｎ １−ｅｘｐ（ｊ２π
ｆｄＴ）は次に平均化回路７４に加えられて時間平均さ
れる。この平均化回路７４は例えば周知の平均化フィル
タ又は積分器を用いて構成することができ、上記掛算結
果をある時間にわたって積分した時間平均値を求めるも
のである。これは複素数の平均をとる回路であり、入力
信号をＸＨとしたとき、例えばｘ、１＝α・ｘｎ＋（１
−α）・マＴ−１（ただしαは重み係数）なる演算を行
い演算結果石を平均値として出力する。
であり、この掛算結果Ａｎ−Ａｎ １−ｅｘｐ（ｊ２π
ｆｄＴ）は次に平均化回路７４に加えられて時間平均さ
れる。この平均化回路７４は例えば周知の平均化フィル
タ又は積分器を用いて構成することができ、上記掛算結
果をある時間にわたって積分した時間平均値を求めるも
のである。これは複素数の平均をとる回路であり、入力
信号をＸＨとしたとき、例えばｘ、１＝α・ｘｎ＋（１
−α）・マＴ−１（ただしαは重み係数）なる演算を行
い演算結果石を平均値として出力する。
位相演算回路７５は、上記時間平均されて一義化された
信号内容からその位相成分のみを取り出して当該位相値
を求める回路である。この位相値は、先の原理で示した
ように２πｆｄＴといった当該ドツプラー周波数ｆｄを
含んだ形で求められる。
信号内容からその位相成分のみを取り出して当該位相値
を求める回路である。この位相値は、先の原理で示した
ように２πｆｄＴといった当該ドツプラー周波数ｆｄを
含んだ形で求められる。
したがって同第１図に示すように、このうちの既知であ
る２πＴ（Ｔ：送信パルス間隔）の逆数である１／２π
Ｔの値を適宜の設定器に予設定しておいて、これを掛算
器７６を通じてこの求められた位相値２πｆｄＴに掛は
合わせるようにすれば、純粋に当該のドツプラー周波数
ｆｄのみを抽出推定することができる。
る２πＴ（Ｔ：送信パルス間隔）の逆数である１／２π
Ｔの値を適宜の設定器に予設定しておいて、これを掛算
器７６を通じてこの求められた位相値２πｆｄＴに掛は
合わせるようにすれば、純粋に当該のドツプラー周波数
ｆｄのみを抽出推定することができる。
このようにこの実施例によれば、受信信号の復調過程で
の処理は何も加えずに（勿論ローカル周波数を変える必
要もない）、復調された受信信号からいわば直接的にそ
のドツプラー周波数を推定するようにしたことから、安
定した信頼のおける値が推定できるとともに、同レーダ
装置の受信系の構成をも著しく容易にすることができる
。
の処理は何も加えずに（勿論ローカル周波数を変える必
要もない）、復調された受信信号からいわば直接的にそ
のドツプラー周波数を推定するようにしたことから、安
定した信頼のおける値が推定できるとともに、同レーダ
装置の受信系の構成をも著しく容易にすることができる
。
なお、上記の実施例では、１送信パルス前の受信信号、
すなわち遅延回路７１によって１送信パルス間隔時間遅
延される信号の位相符号を反転するようにしたが、他方
の当該の受信信号（遅延されない方の信号）の位相符号
を反転するようにしても勿論よい。
すなわち遅延回路７１によって１送信パルス間隔時間遅
延される信号の位相符号を反転するようにしたが、他方
の当該の受信信号（遅延されない方の信号）の位相符号
を反転するようにしても勿論よい。
ところで、前述した航空機等に搭載されるレーダにおい
て、目標の反射信号がグランドクラツタ等の強い信号に
埋もれるような場合には、これをさらに第２図に示すよ
うな構成とすることが望ましい。
て、目標の反射信号がグランドクラツタ等の強い信号に
埋もれるような場合には、これをさらに第２図に示すよ
うな構成とすることが望ましい。
すなわちこの第２図に示す装置は、上述したドツプラー
周波数推定回路７により一旦推定されたドツプラー周波
数の値（これをｆａｘとする）を用いて可変帯域除去フ
ィルタ８の減衰域をこの推定値ｆｄｔに対応する周波数
帯域に設定調整し、当該受信復調信号に含まれる同周波
数帯域のドツプラー周波数成分を積極的に除去した後、
再度ドツプラー周波数推定回路７′（この構成も第１図
に示した推定回路７と同様であるとする）にて同受信復
調信号のドツプラー周波数を推定するようにしたもので
あり（この再度の推定値をｆｄ２とする）、これによっ
て、グランドクラツタ等の強い信号（この信号のドツプ
ラー周波数が上記値ｆａｘに相当）に埋もれている目標
反射信号であれ、そのドツプラー周波数は上記値ｆｄｚ
として有効に推定される。勿論、こうした処理を繰り返
し行うようにすれば、複数の目標についてのドツプラー
周波数推定も可能となる。なお、上記帯域除去フィルタ
８の構成、機能等についてはＭＴＩ等において既に周知
である。
周波数推定回路７により一旦推定されたドツプラー周波
数の値（これをｆａｘとする）を用いて可変帯域除去フ
ィルタ８の減衰域をこの推定値ｆｄｔに対応する周波数
帯域に設定調整し、当該受信復調信号に含まれる同周波
数帯域のドツプラー周波数成分を積極的に除去した後、
再度ドツプラー周波数推定回路７′（この構成も第１図
に示した推定回路７と同様であるとする）にて同受信復
調信号のドツプラー周波数を推定するようにしたもので
あり（この再度の推定値をｆｄ２とする）、これによっ
て、グランドクラツタ等の強い信号（この信号のドツプ
ラー周波数が上記値ｆａｘに相当）に埋もれている目標
反射信号であれ、そのドツプラー周波数は上記値ｆｄｚ
として有効に推定される。勿論、こうした処理を繰り返
し行うようにすれば、複数の目標についてのドツプラー
周波数推定も可能となる。なお、上記帯域除去フィルタ
８の構成、機能等についてはＭＴＩ等において既に周知
である。
因みに、上述したような実施例によっても明らかなよう
に、この発明のレーダ装置は、受信信号をディジタル的
に処理するに好適な構成を有しており、現在例えば、グ
ランドクラツタの除去を目的としたＭＴＩがディジタル
回路にて構成されることが多くなったなどを考慮しても
、この発明は有効である。
に、この発明のレーダ装置は、受信信号をディジタル的
に処理するに好適な構成を有しており、現在例えば、グ
ランドクラツタの除去を目的としたＭＴＩがディジタル
回路にて構成されることが多くなったなどを考慮しても
、この発明は有効である。
第１図はこの発明にかかるレーダ装置の一実施例につい
てその要部構成を示すブロック図、第２図は他の実施例
構成を示すブロック図、第３図はレーダ装置の一般的構
成を示すブロック図、第４図は従来のレーダ装置に用い
られていたドツプラ周波数測定手段の一例を示すブロッ
ク図である。 １・・高安定発振器、２・・・送信機、３・・送受切換
器、４・・空中線、５・・・受信機、６・・表示器、７
゜７′ ・・・ドツプラー周波数推定回路、７１・−遅
延回路、７２・・・位相符号反転回路、７３．７６・・
・掛算器、７４・・・平均化回路、７５・・・位相演算
回路、８・−可変帯域除去フィルタ 一り
てその要部構成を示すブロック図、第２図は他の実施例
構成を示すブロック図、第３図はレーダ装置の一般的構
成を示すブロック図、第４図は従来のレーダ装置に用い
られていたドツプラ周波数測定手段の一例を示すブロッ
ク図である。 １・・高安定発振器、２・・・送信機、３・・送受切換
器、４・・空中線、５・・・受信機、６・・表示器、７
゜７′ ・・・ドツプラー周波数推定回路、７１・−遅
延回路、７２・・・位相符号反転回路、７３．７６・・
・掛算器、７４・・・平均化回路、７５・・・位相演算
回路、８・−可変帯域除去フィルタ 一り
Claims (2)
- （１）レーダ送信パルスの目標からの反射信号を一時記
憶する記憶手段と、 該記憶された信号若しくは該記憶された信号と異なる時
刻に受信された反射信号のいずれか一方の位相成分符号
を反転してこれら２信号を掛算する掛算手段と、 該掛算された信号を時間平均した後、この位相値を算出
する演算手段と を具え、前記算出された位相値に基づいて同目標のドッ
プラー周波数を推定するレーダ装置。 - （２）レーダ送信パルスの目標からの反射信号を一時記
憶する記憶手段と、 該記憶された信号若しくは該記憶された信号と異なる時
刻に受信された反射信号のいずれか一方の位相成分符号
を反転してこれら２信号を掛算する掛算手段と、 該掛算された信号を時間平均した後、この位相値を算出
する演算手段と を有して構成される少なくとも１つのドップラー周波数
推定手段と、 前記算出された位相値に基づいて随時の受信反射信号か
ら当該ドップラー周波数に対応する周波数帯域の信号を
除去する少なくとも１つの可変帯域除去フィルタと を具え、目標からの反射信号に重畳された１乃至複数の
異種信号を抑圧しつつ同目標のドップラー周波数を推定
するレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60173802A JPH0664142B2 (ja) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | レ−ダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60173802A JPH0664142B2 (ja) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | レ−ダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6234087A true JPS6234087A (ja) | 1987-02-14 |
| JPH0664142B2 JPH0664142B2 (ja) | 1994-08-22 |
Family
ID=15967427
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60173802A Expired - Lifetime JPH0664142B2 (ja) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | レ−ダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0664142B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009025161A (ja) * | 2007-07-19 | 2009-02-05 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JP2014020820A (ja) * | 2012-07-13 | 2014-02-03 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| WO2014092052A1 (ja) * | 2012-12-14 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
-
1985
- 1985-08-07 JP JP60173802A patent/JPH0664142B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009025161A (ja) * | 2007-07-19 | 2009-02-05 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JP2014020820A (ja) * | 2012-07-13 | 2014-02-03 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| WO2014092052A1 (ja) * | 2012-12-14 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
| JP5823062B2 (ja) * | 2012-12-14 | 2015-11-25 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0664142B2 (ja) | 1994-08-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10371800B2 (en) | Radar device with noise cancellation | |
| US5784026A (en) | Radar detection of accelerating airborne targets | |
| US5276453A (en) | Method for ambiguity resolution in range-Doppler measurements | |
| CN106932765A (zh) | 具有相位噪声估计的雷达设备 | |
| JPH0244274A (ja) | 物体検出用レーダ装置及び距離測定方法 | |
| EP1307764B1 (en) | Signal processing | |
| US4534357A (en) | Multiple demodulation frequency Doppler | |
| EP0345960B1 (en) | An ultrasonic doppler blood flow velocity detection apparatus | |
| JPH08220218A (ja) | 移動物体の速度の測定方法及びその方法を実施する遠隔検出装置 | |
| US4860014A (en) | Doppler radar with multiphase modulation of transmitted and reflected signal | |
| JPS6234087A (ja) | レ−ダ装置 | |
| JPH01116475A (ja) | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 | |
| US4035800A (en) | Short-pulse non-coherent MTI | |
| US3495242A (en) | Automatic correlation circuits | |
| GB1470424A (en) | System for measuring the velocity of a moving object | |
| JPS62132186A (ja) | レ−ダ信号処理装置 | |
| US3222602A (en) | Apparatus for double cancellation utilizing one delay line in a moving target indicating system | |
| JP2566095B2 (ja) | 不要信号抑圧レーダ装置 | |
| Wilhjelm et al. | Coherent FM Doppler system (US blood flow measurement) | |
| US3262112A (en) | Time compensation for doppler frequency | |
| GB2148651A (en) | Doppler speed measurement | |
| RU2161808C2 (ru) | Способ определения электронной концентрации в заданной области ионосферы и устройство для его осуществления | |
| JP2558652B2 (ja) | ドツプラ−周波数追尾式レ−ダ装置 | |
| JPH0886859A (ja) | レーダ装置 | |
| JPS624668B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |