JPH0664142B2 - レ−ダ装置 - Google Patents
レ−ダ装置Info
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- JPH0664142B2 JPH0664142B2 JP60173802A JP17380285A JPH0664142B2 JP H0664142 B2 JPH0664142 B2 JP H0664142B2 JP 60173802 A JP60173802 A JP 60173802A JP 17380285 A JP17380285 A JP 17380285A JP H0664142 B2 JPH0664142 B2 JP H0664142B2
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- Japan
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- doppler frequency
- target
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明はレーダ装置に関し、特に目標に対して照射し
たレーダ信号の反射信号からそのドップラー周波数を推
定するに好適な装置の具現化に関する。
たレーダ信号の反射信号からそのドップラー周波数を推
定するに好適な装置の具現化に関する。
〔発明の技術的背景およびその問題点〕 第３図に、一般的なレーダ装置の概略構成を示す。
このレーダ装置において、高安定発振器１は安定化した
所定周波数の信号を発生する回路であり、この発生され
た信号は送信機２および受信機５にそれぞれ供給され
る。送信機２ではこの入力された信号に基づいて所要の
繰り返し周期を有するパルス信号を発生し、これを送受
切換器３を介して空中線４に供給する。これにより空中
線４からは同パルス信号が送信信号として放射される。
一方、目標からの反射波は、同空中線４によって受信さ
れ、これが上記送受切換器３を介して受信機５に供給さ
れる。この受信機５にも上述したように高安定発振器１
の発振信号が供給されており、上記受信信号はこの発振
信号と混合されて復調される。この復調信号が表示器６
に供給されて適宜に表示されることとなる。
所定周波数の信号を発生する回路であり、この発生され
た信号は送信機２および受信機５にそれぞれ供給され
る。送信機２ではこの入力された信号に基づいて所要の
繰り返し周期を有するパルス信号を発生し、これを送受
切換器３を介して空中線４に供給する。これにより空中
線４からは同パルス信号が送信信号として放射される。
一方、目標からの反射波は、同空中線４によって受信さ
れ、これが上記送受切換器３を介して受信機５に供給さ
れる。この受信機５にも上述したように高安定発振器１
の発振信号が供給されており、上記受信信号はこの発振
信号と混合されて復調される。この復調信号が表示器６
に供給されて適宜に表示されることとなる。
ところで、こうしたレーダ装置と目標との間に相対的な
運動が生じている場合は、ドップラー効果によってレー
ダ送信周波数に対する受信信号周波数が変化することが
知られている。このときの受信周波数と送信周波数との
周波数差はドップラー周波数と呼ばれており、これをｆ
ｄとしたとき ただしv:目標とレーダとの接近速度 λ：レーダ送信波長 によって定義される。この式からも明らかなように、ド
ップラー周波数ｆｄの値がわかれば目標とレーダとの接
近速度ｖもおのずとわかるようになることから、各種の
レーダにおいてこうしたドップラー周波数を測定するこ
とが行われている。例えば、追尾レーダにおいては、目
標の速度を計測するのにこのドップラー周波数測定を行
っており、また航空機等に搭載されるレーダにおいて
は、ブランドクラッタ（地表面による反射）を除去する
Ａ−MTI（Airbone−MTI）の減衰域を設定するのに同ド
ップラー周波数（この場合はクラッタによるドップラー
周波数）測定を行っている。
運動が生じている場合は、ドップラー効果によってレー
ダ送信周波数に対する受信信号周波数が変化することが
知られている。このときの受信周波数と送信周波数との
周波数差はドップラー周波数と呼ばれており、これをｆ
ｄとしたとき ただしv:目標とレーダとの接近速度 λ：レーダ送信波長 によって定義される。この式からも明らかなように、ド
ップラー周波数ｆｄの値がわかれば目標とレーダとの接
近速度ｖもおのずとわかるようになることから、各種の
レーダにおいてこうしたドップラー周波数を測定するこ
とが行われている。例えば、追尾レーダにおいては、目
標の速度を計測するのにこのドップラー周波数測定を行
っており、また航空機等に搭載されるレーダにおいて
は、ブランドクラッタ（地表面による反射）を除去する
Ａ−MTI（Airbone−MTI）の減衰域を設定するのに同ド
ップラー周波数（この場合はクラッタによるドップラー
周波数）測定を行っている。
ここで、従来のこうしたドップラー周波数測定のための
手法について説明する。
手法について説明する。
ここでは一例として、TACCAR（時間平均クラッタレー
ダ;Time Averaged Clutter Coherent Airborne Ra
dar）システムに用いられる周波数トラッキングループ
について説明する。
ダ;Time Averaged Clutter Coherent Airborne Ra
dar）システムに用いられる周波数トラッキングループ
について説明する。
すなわちこれは、第４図に示すように、遅延回路51によ
って１送信パルス間隔分だけ遅延された受信IF（中間周
波数）信号（すなわち前回の受信IF信号）と当該の受信
IF信号との位相差を位相比較器52によって比較検出し、
さらにこれをローパスフィルタ53を介してVCO（電圧制
御発振器）54に加えて、これら受信IF信号の位相差が０
となるよう復調のためのローカル周波数を変化させるも
ので、このローカル周波数（VCO54の発振周波数）に比
例するVCO54の入力電圧（ローパスフィルタを介した位
相差信号）が目標のドップラー周波数に比例した相対速
度を示すものとなる。
って１送信パルス間隔分だけ遅延された受信IF（中間周
波数）信号（すなわち前回の受信IF信号）と当該の受信
IF信号との位相差を位相比較器52によって比較検出し、
さらにこれをローパスフィルタ53を介してVCO（電圧制
御発振器）54に加えて、これら受信IF信号の位相差が０
となるよう復調のためのローカル周波数を変化させるも
ので、このローカル周波数（VCO54の発振周波数）に比
例するVCO54の入力電圧（ローパスフィルタを介した位
相差信号）が目標のドップラー周波数に比例した相対速
度を示すものとなる。
ただしこうしたループにおいては、上述の如くローカル
周波数自体を変化させることから、受信信号として最も
レベルの強い唯１つの信号に追尾することはできても、
強い信号に重なって受信される弱い信号に追尾すること
はできなかった。他の手法を用いるにしろ、大旨こうし
た実情は共通する。
周波数自体を変化させることから、受信信号として最も
レベルの強い唯１つの信号に追尾することはできても、
強い信号に重なって受信される弱い信号に追尾すること
はできなかった。他の手法を用いるにしろ、大旨こうし
た実情は共通する。
この発明は、いかなる受信信号であれこれに含まれるド
ップラー周波数成分を有効に抽出してこの値を推定する
ことのできるレーダ装置を提供することを目的とする。
ップラー周波数成分を有効に抽出してこの値を推定する
ことのできるレーダ装置を提供することを目的とする。
この発明では、前述したようにローカル信号の周波数を
変えることなく、受信復調された信号から直接そのドッ
プラー周波数を推定するようにしたものであり、具体的
には、当該レーダ装置に入力される目標エコーが、目標
の存在するレンジセルからの反射エコーのサンプル値で
あって、振幅並びに位相情報を有する複素数として入力
されることに着目し、異なる２時刻に受信された２つの
エコーの特定レンジセルのサンプル値のいづれか一方の
位相成分符号を反転して、すなわち、一方を他方の共役
複素数としてこれらを掛算することにより、位相成分の
みの値を算出する。そして、順次算出された位相成分の
みの値は、時間平均された位相成分のみの値である平均
値として算出された後、この平均値から位相値を算出す
るようにする。こうして算出される位相値は、上記２信
号間の受信時間（各対応する送信パルス間隔）と当該の
ドップラー周波数との積に比例した値となるものであ
り、最後にこの時間等の既知となる値に基づいて該位相
値を処理すれば、当のドップラー周波数成分のみを抽出
することができる、この抽出したドップラー周波数は、
そのまま当該目標のドップラー周波数として処理するこ
ともできるし、また前述したように、目標の反射信号が
グランドクラッタ等の強い信号に埋もれている場合には
これを抑圧する帯域除去フィルタ等の減衰域を調整設定
するための信号として用いることもできる。
変えることなく、受信復調された信号から直接そのドッ
プラー周波数を推定するようにしたものであり、具体的
には、当該レーダ装置に入力される目標エコーが、目標
の存在するレンジセルからの反射エコーのサンプル値で
あって、振幅並びに位相情報を有する複素数として入力
されることに着目し、異なる２時刻に受信された２つの
エコーの特定レンジセルのサンプル値のいづれか一方の
位相成分符号を反転して、すなわち、一方を他方の共役
複素数としてこれらを掛算することにより、位相成分の
みの値を算出する。そして、順次算出された位相成分の
みの値は、時間平均された位相成分のみの値である平均
値として算出された後、この平均値から位相値を算出す
るようにする。こうして算出される位相値は、上記２信
号間の受信時間（各対応する送信パルス間隔）と当該の
ドップラー周波数との積に比例した値となるものであ
り、最後にこの時間等の既知となる値に基づいて該位相
値を処理すれば、当のドップラー周波数成分のみを抽出
することができる、この抽出したドップラー周波数は、
そのまま当該目標のドップラー周波数として処理するこ
ともできるし、また前述したように、目標の反射信号が
グランドクラッタ等の強い信号に埋もれている場合には
これを抑圧する帯域除去フィルタ等の減衰域を調整設定
するための信号として用いることもできる。
このように、この発明にかかるレーダ装置によれば、ロ
ーカル信号周波数は変えずに、受信復調された信号から
直接にそのドップラー周波数成分を抽出するようにした
ことから、いかなる態様の受信信号であれ所望とする対
象のドップラー周波数を有効確実に推定することができ
る。
ーカル信号周波数は変えずに、受信復調された信号から
直接にそのドップラー周波数成分を抽出するようにした
ことから、いかなる態様の受信信号であれ所望とする対
象のドップラー周波数を有効確実に推定することができ
る。
はじめに、この発明の原理について説明する。
上述の如く、振幅、位相情報を有する複素数としてレー
ダ装置に入力される目標エコーのサンプル値は、これを
Ｘｎ（ｎは時間順序を示す）とすると、 Ｘｎ＝Ａｎ exp（j2πｄ・nT）…(2) ただしＡｎ：振幅値 T:送信パルス間隔 のように表わすことができる。
ダ装置に入力される目標エコーのサンプル値は、これを
Ｘｎ（ｎは時間順序を示す）とすると、 Ｘｎ＝Ａｎ exp（j2πｄ・nT）…(2) ただしＡｎ：振幅値 T:送信パルス間隔 のように表わすことができる。
したがって、例えば１パルス前の送信パルスに対応する
同目標エコーのサンプル値Ｘｎ−１の位相成分を反転し
た値、すなわちこの共役複素数Ｘｎ−１ ＊と上記サンプ
ル値Ｘｎとを掛算することにより Ｘｎ・Ｘｎ−１ ＊＝Ａｎ・Ａｎ−１・exp （j2πｄＴ）…(3) となることから、その掛算値を平均化した後この位相項
のみを抽出すれば２πｄＴとなって、当該のドップラ
ー周波数ｄが有効に抽出されることがわかる。この後
該ドップラー周波数ｄのみを抽出する場合には、この
位相値２πｄＴに、既知の値である１／２πＴ（T:送
信パルス間隔）を掛算すればよい。
同目標エコーのサンプル値Ｘｎ−１の位相成分を反転し
た値、すなわちこの共役複素数Ｘｎ−１ ＊と上記サンプ
ル値Ｘｎとを掛算することにより Ｘｎ・Ｘｎ−１ ＊＝Ａｎ・Ａｎ−１・exp （j2πｄＴ）…(3) となることから、その掛算値を平均化した後この位相項
のみを抽出すれば２πｄＴとなって、当該のドップラ
ー周波数ｄが有効に抽出されることがわかる。この後
該ドップラー周波数ｄのみを抽出する場合には、この
位相値２πｄＴに、既知の値である１／２πＴ（T:送
信パルス間隔）を掛算すればよい。
第１図に、こうした原理に基づいて構成した、この発明
にかかるレーダ装置の一実施例を示す。ただしここで
は、前述した受信機５（第３図参照）によって受信復調
された信号からそのドップラー周波数を推定する推定回
路についてのみ示し、基本的に第３図に示したものと同
様であるレーダ装置本体の図示並びにその機能説明等は
割愛する。
にかかるレーダ装置の一実施例を示す。ただしここで
は、前述した受信機５（第３図参照）によって受信復調
された信号からそのドップラー周波数を推定する推定回
路についてのみ示し、基本的に第３図に示したものと同
様であるレーダ装置本体の図示並びにその機能説明等は
割愛する。
さて、同第１図に示すドップラー周波数推定回路７にお
いて、遅延回路71は、振幅、位相情報を有する複素数と
して上記受信復調される随時の目標エコーを当該レーダ
装置の１送信パルス間隔時間だけ遅延する回路であり、
また位相符号反転回路72は、この遅延された信号の位相
成分のみを符号反転せしめてこれをいわゆる共役複素数
化する回路であり、こうして１送信パルス間隔時間遅延
されかつ共役複素数化された受信復調信号と、随時の遅
延されない直接の受信復調信号とが逐時掛算器73に加え
られる。
いて、遅延回路71は、振幅、位相情報を有する複素数と
して上記受信復調される随時の目標エコーを当該レーダ
装置の１送信パルス間隔時間だけ遅延する回路であり、
また位相符号反転回路72は、この遅延された信号の位相
成分のみを符号反転せしめてこれをいわゆる共役複素数
化する回路であり、こうして１送信パルス間隔時間遅延
されかつ共役複素数化された受信復調信号と、随時の遅
延されない直接の受信復調信号とが逐時掛算器73に加え
られる。
掛算器73は、前述した(3)式の掛算を特定のレンジセル
のサンプル値に対して行う回路である。すなわち、第ｎ
−１番目の目標エコーに対する特定のレンジセルｒのサ
ンプル値xn−１の共役複素数化された共役サンプル値xn
−１＊と第ｎ番目の目標エコーに対する特定のレンジセ
ルｒのサンプル値xnとを掛算したｎ番目の掛算値Gn（xn
・xn−１＊）が算出される。同様に、次のパルス間隔時
間経過後、第ｎ番目の目標エコーに対する特定のレンジ
セルｒのサンプル値xnの共役複素数化された共役サンプ
ル値xn＊と第ｎ＋１番目の目標エコーに対する特定のレ
ンジセルｒのサンプル値xn＋１とを掛算したｎ＋１番目
の掛算値Gn＋１（xn＋１・xn＊）が算出される。そし
て、これらの掛算値Gn,Gn＋１等は、順次平均化回路74
に出力される。
のサンプル値に対して行う回路である。すなわち、第ｎ
−１番目の目標エコーに対する特定のレンジセルｒのサ
ンプル値xn−１の共役複素数化された共役サンプル値xn
−１＊と第ｎ番目の目標エコーに対する特定のレンジセ
ルｒのサンプル値xnとを掛算したｎ番目の掛算値Gn（xn
・xn−１＊）が算出される。同様に、次のパルス間隔時
間経過後、第ｎ番目の目標エコーに対する特定のレンジ
セルｒのサンプル値xnの共役複素数化された共役サンプ
ル値xn＊と第ｎ＋１番目の目標エコーに対する特定のレ
ンジセルｒのサンプル値xn＋１とを掛算したｎ＋１番目
の掛算値Gn＋１（xn＋１・xn＊）が算出される。そし
て、これらの掛算値Gn,Gn＋１等は、順次平均化回路74
に出力される。
平均化回路74は、掛算器73から入力される掛算値を、所
定時間にわたって積分した時間平均値を求める。
定時間にわたって積分した時間平均値を求める。
例えば、次の示す漸次式(4)に基づき、所定時間の時間
平均を求める。
平均を求める。
なお、 は、それぞれｎ番目およびｎ＋１番目の時点における掛
算値の時間平均値であり、αは、この時間平均をするた
めの重み係数である。この場合、αを0.5より大きくと
れば、現時点に近い掛算結果がより重視された値とな
り、αを0.5より小さくとれば、これまでの平均結果が
より重視された値となる。
算値の時間平均値であり、αは、この時間平均をするた
めの重み係数である。この場合、αを0.5より大きくと
れば、現時点に近い掛算結果がより重視された値とな
り、αを0.5より小さくとれば、これまでの平均結果が
より重視された値となる。
また、この平均化回路74において、複数のレンジセル
（ｒ〜ｒ＋ｋ）についての平均を付加して行うことも可
能である。
（ｒ〜ｒ＋ｋ）についての平均を付加して行うことも可
能である。
そして、この平均値は位相演算回路75に出力される。
なお、平均化回路74は、周知の平均化フィルタ又は積分
器を用いて構成することができる。
器を用いて構成することができる。
位相演算回路75は、上記時間平均されて一義化された信
号内容からその位相成分のみを取り出して当該位相値を
求める回路である。この位相値は、先の原理で示したよ
うに２πｄＴといった当該ドップラー周波数ｄを含
んだ形で求められる。したがって同第１図に示すよう
に、このうちの既知である２πＴ（T:送信パルス間隔）
の逆数である１／２πＴの値を適宜の設定器に予設定し
ておいて、これを掛算器76を通じてこの求められた位相
値２πｄＴに掛け合わせるようにすれば、純粋に当該
のドップラー周波数ｄのみを抽出推定することができ
る。
号内容からその位相成分のみを取り出して当該位相値を
求める回路である。この位相値は、先の原理で示したよ
うに２πｄＴといった当該ドップラー周波数ｄを含
んだ形で求められる。したがって同第１図に示すよう
に、このうちの既知である２πＴ（T:送信パルス間隔）
の逆数である１／２πＴの値を適宜の設定器に予設定し
ておいて、これを掛算器76を通じてこの求められた位相
値２πｄＴに掛け合わせるようにすれば、純粋に当該
のドップラー周波数ｄのみを抽出推定することができ
る。
このようにこの実施例によれば、受信信号の復調過程で
の処理は何も加えずに（勿論ローカル周波数を変える必
要もない）、復調された受信信号からいわば直接的にそ
のドップラー周波数を推定するようにしたことから、安
定した信頼のおける値が推定できるとともに、同レーダ
装置の受信系の構成をも著しく容易にすることができ
る。
の処理は何も加えずに（勿論ローカル周波数を変える必
要もない）、復調された受信信号からいわば直接的にそ
のドップラー周波数を推定するようにしたことから、安
定した信頼のおける値が推定できるとともに、同レーダ
装置の受信系の構成をも著しく容易にすることができ
る。
なお、上記の実施例では、１送信パルス前の受信信号、
すなわち遅延回路71によって１送信パルス間隔時間遅延
される信号の位相符号を反転するようにしたが、他方の
当該の受信信号（遅延されない方の信号）の位相符号を
反転するようにしても勿論よい。
すなわち遅延回路71によって１送信パルス間隔時間遅延
される信号の位相符号を反転するようにしたが、他方の
当該の受信信号（遅延されない方の信号）の位相符号を
反転するようにしても勿論よい。
ところで、前述した航空機等に搭載されるレーダにおい
て、目標の反射信号がグランドクラッタ等の強い信号に
埋もれるような場合には、これをさらに第２図に示すよ
うな構成とすることが望ましい。
て、目標の反射信号がグランドクラッタ等の強い信号に
埋もれるような場合には、これをさらに第２図に示すよ
うな構成とすることが望ましい。
すなわちこの第２図に示す装置は、上述したドップラー
周波数推定回路７により一旦推定されたドップラー周波
数の値（これをd1とする）を用いて可変帯域除去フィ
ルタ８の減衰域をこの推定値d1に対応する周波数帯域
に設定調整し、当該受信復調信号に含まれる同周波数帯
域のドップラー周波数成分を積極的に除去した後、再度
ドップラー周波数推定回路７′（この構成も第１図に示
した推定回路７と同様であるとする）にて同受信復調信
号のドップラー周波数を推定するようにしたものであり
（この再度の推定値をd2とする）、これによって、グ
ランドクラッタ等の強い信号（この信号のドップラー周
波数が上記値d1に相当）に埋もれている目標反射信号
であれ、そのドップラー周波数は上記値d2として有効
に推定される。勿論、こうした処理を繰り返し行うよう
にすれば、複数の目標についてのドップラー周波数推定
も可能となる。なお、上記帯域除去フィルタ８の構成、
機能等についてはMTI等において既に周知である。
周波数推定回路７により一旦推定されたドップラー周波
数の値（これをd1とする）を用いて可変帯域除去フィ
ルタ８の減衰域をこの推定値d1に対応する周波数帯域
に設定調整し、当該受信復調信号に含まれる同周波数帯
域のドップラー周波数成分を積極的に除去した後、再度
ドップラー周波数推定回路７′（この構成も第１図に示
した推定回路７と同様であるとする）にて同受信復調信
号のドップラー周波数を推定するようにしたものであり
（この再度の推定値をd2とする）、これによって、グ
ランドクラッタ等の強い信号（この信号のドップラー周
波数が上記値d1に相当）に埋もれている目標反射信号
であれ、そのドップラー周波数は上記値d2として有効
に推定される。勿論、こうした処理を繰り返し行うよう
にすれば、複数の目標についてのドップラー周波数推定
も可能となる。なお、上記帯域除去フィルタ８の構成、
機能等についてはMTI等において既に周知である。
因みに、上述したような実施例によっても明らかなよう
に、この発明のレーダ装置は、受信信号をディジタル的
に処理するに好適な構成を有しており、現在例えば、グ
ランドクラッタの除去を目的としたMTIがディジタル回
路にて構成されることが多くなったなどを考慮しても、
この発明は有効である。
に、この発明のレーダ装置は、受信信号をディジタル的
に処理するに好適な構成を有しており、現在例えば、グ
ランドクラッタの除去を目的としたMTIがディジタル回
路にて構成されることが多くなったなどを考慮しても、
この発明は有効である。
第１図はこの発明にかかるレーダ装置の一実施例につい
てその要部構成を示すブロック図、第２図は他の実施例
構成を示すブロック図、第３図はレーダ装置の一般的構
成を示すブロック図、第４図は従来のレーダ装置に用い
られていたドップラ周波数測定手段の一例を示すブロッ
ク図である。 １…高安定発振器、２…送信機、３…送受切換器、４…
空中線、５…受信機、６…表示器、7,7′…ドップラー
周波数推定回路、71…遅延回路、72…位相符号反転回
路、73,76…掛算器、74…平均化回路、75…位相演算回
路、８…可変帯域除去フィルタ
てその要部構成を示すブロック図、第２図は他の実施例
構成を示すブロック図、第３図はレーダ装置の一般的構
成を示すブロック図、第４図は従来のレーダ装置に用い
られていたドップラ周波数測定手段の一例を示すブロッ
ク図である。 １…高安定発振器、２…送信機、３…送受切換器、４…
空中線、５…受信機、６…表示器、7,7′…ドップラー
周波数推定回路、71…遅延回路、72…位相符号反転回
路、73,76…掛算器、74…平均化回路、75…位相演算回
路、８…可変帯域除去フィルタ
Claims (2)
- 【請求項１】所定のパルス間隔で順次送信される複数の
レーダ送信パルスに対して目標から反射される複数の反
射信号毎に、レンジ方向にサンプルされた振幅・位相情
報を有する複数の複素情報を生成して前記反射信号を処
理する際、前記目標のドップラー周波数を推定すること
ができるレーダ装置において、 前記複数の複素情報のうちの特定の１乃至複数のレンジ
でサンプルされた複素情報を一時記憶する記憶手段と、 前記一時記憶された複素情報と、該複素情報から前記所
定のパルス間隔後の複数の複素情報のうちの前記一時記
憶された複素情報と同一の特定の１乃至複数のレンジで
サンプルされた複素情報とのいづれか一方の複素情報の
位相情報を反転し、該反転された複素情報と反転されな
い複素情報とを掛算する掛算手段と、 前記掛算手段から順次出力される１乃至複数の掛算結果
に時間要素を加えた平均値を順次求め、該平均値から前
記所定のパルス間隔をもとに前記目標のドップラー周波
数を推定する位相値を算出する演算手段と を具備したことを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項２】所定のパルス間隔で順次送信される複数の
レーダ送信パルスに対して目標から反射される複数の反
射信号毎に、レンジ方向にサンプルされた振幅・位相情
報を有する複数の複素情報を生成して前記反射信号を処
理する際、前記目標からの反射信号に重畳された１乃至
複数の異種信号を抑圧しつつ同目標のドップラー周波数
を推定することができるレーダ装置において、 前記複数の複素情報のうちの特定の１乃至複数のレンジ
でサンプルされた複素情報を一時記憶する記憶手段、 前記一時記憶された複素情報と、該複素情報から前記所
定のパルス間隔後の複数の複素情報のうちの前記一時記
憶された複素情報と同一の特定の１乃至複数のレンジで
サンプルされた複素情報とのいづれか一方の複素情報の
位相情報を反転し、該反転された複素情報と反転されな
い複素情報とを掛算する掛算手段、 前記掛算手段から順次出力される１乃至複数の掛算結果
に時間要素を加えた平均値を順次求め、該平均値から前
記所定のパルス間隔をもとに前記目標のドップラー周波
数を推定する位相値を算出する演算手段を有したドップ
ラー周波数推定手段と、 前記位相値に基づいて随時の受信反射信号から当該ドッ
プラー周波数に対応する周波数帯域の信号を除去する少
なくとも１つの可変帯域除去フィルタと を具備したことを特徴とするレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60173802A JPH0664142B2 (ja) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | レ−ダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60173802A JPH0664142B2 (ja) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | レ−ダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6234087A JPS6234087A (ja) | 1987-02-14 |
| JPH0664142B2 true JPH0664142B2 (ja) | 1994-08-22 |
Family
ID=15967427
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60173802A Expired - Lifetime JPH0664142B2 (ja) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | レ−ダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0664142B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4999586B2 (ja) * | 2007-07-19 | 2012-08-15 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
| JP5865794B2 (ja) * | 2012-07-13 | 2016-02-17 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
| JP5823062B2 (ja) * | 2012-12-14 | 2015-11-25 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
-
1985
- 1985-08-07 JP JP60173802A patent/JPH0664142B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6234087A (ja) | 1987-02-14 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |