JP2601837B2 - レーダ装置 - Google Patents
レーダ装置Info
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- JP2601837B2 JP2601837B2 JP62230021A JP23002187A JP2601837B2 JP 2601837 B2 JP2601837 B2 JP 2601837B2 JP 62230021 A JP62230021 A JP 62230021A JP 23002187 A JP23002187 A JP 23002187A JP 2601837 B2 JP2601837 B2 JP 2601837B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、地形等の固定クラッタや雨雲等の気象ク
ラッタ及びチャフ等の人為的妨害クラッタを除去して目
標を検出するレーダ装置に関する。
ラッタ及びチャフ等の人為的妨害クラッタを除去して目
標を検出するレーダ装置に関する。
（従来の技術） 周知のようにレーダ装置にあっては、目標からの反射
波であるレーダ受信信号の中から目標信号を抽出する目
的で移動目標指示装置（MTI）が使用されている。第３
図に示すようなディジタル・トランスバーサル・フィル
タで構成されるMTIもそのひとつである。
波であるレーダ受信信号の中から目標信号を抽出する目
的で移動目標指示装置（MTI）が使用されている。第３
図に示すようなディジタル・トランスバーサル・フィル
タで構成されるMTIもそのひとつである。
第３図において、複数のスイープメモリ1i（ｉはＯ〜
ｎ−１の整流、以下同様）によって遅延された入力信号
Ｓ（ti）は、乗算器2iにおいて定数ωｉが乗算される。
そして、この乗算器2iの出力信号は加算器３で加算さ
れ、この加算器３よりＦなる信号が出力される。ここで
定数ωｉは移動及び固定クラッタを除去するのに必要と
されるフィルタ遮断域位置及び遮断形状を本フィルタが
有するように予め指定されているものである。尚、ωｉ
は複素定数である。
ｎ−１の整流、以下同様）によって遅延された入力信号
Ｓ（ti）は、乗算器2iにおいて定数ωｉが乗算される。
そして、この乗算器2iの出力信号は加算器３で加算さ
れ、この加算器３よりＦなる信号が出力される。ここで
定数ωｉは移動及び固定クラッタを除去するのに必要と
されるフィルタ遮断域位置及び遮断形状を本フィルタが
有するように予め指定されているものである。尚、ωｉ
は複素定数である。
次に、入力信号Ｓ（ｔ）のサンプリングについて考え
る。MTIは一定の時間間隔で入力信号Ｓ（ｔ）をサンプ
リングしているため、そのサンプリング周期に対応した
速度の速度レスポンスは零になる。すなわち、ドプラブ
ラインド速度が存在し、固定目標のみならず、ブライン
ド速度を有する移動目標までも消去されてしまう。そこ
で一般にMTIでは不等間隔サンプリング手法が用いられ
ている。これは、例えばＭパルススタガについて考える
と、第４図に示すような入力信号のサンプリング状態を
与えるものである。このパターンを式で表わすと、 Ｓ（ｔ−ε０）;t＝O,MT,2MT… Ｓ（ｔ−ε１）;t＝T,（Ｍ＋１）T, （2M＋１）Ｔ… Ｓ（ｔ−εＭ−１）;t＝（Ｍ−１）T, （2M−１）T, （3M−１）T,… となる。ここでＴはパルス繰返し時間（PRT）である。
このような手法を用いることによって前記のドップラブ
ラインド速度の防止が行なわれている。
る。MTIは一定の時間間隔で入力信号Ｓ（ｔ）をサンプ
リングしているため、そのサンプリング周期に対応した
速度の速度レスポンスは零になる。すなわち、ドプラブ
ラインド速度が存在し、固定目標のみならず、ブライン
ド速度を有する移動目標までも消去されてしまう。そこ
で一般にMTIでは不等間隔サンプリング手法が用いられ
ている。これは、例えばＭパルススタガについて考える
と、第４図に示すような入力信号のサンプリング状態を
与えるものである。このパターンを式で表わすと、 Ｓ（ｔ−ε０）;t＝O,MT,2MT… Ｓ（ｔ−ε１）;t＝T,（Ｍ＋１）T, （2M＋１）Ｔ… Ｓ（ｔ−εＭ−１）;t＝（Ｍ−１）T, （2M−１）T, （3M−１）T,… となる。ここでＴはパルス繰返し時間（PRT）である。
このような手法を用いることによって前記のドップラブ
ラインド速度の防止が行なわれている。
しかしながら、上記のようにスタガを行なうと、前述
のディジタル・トランスバーサル・フィルタにおける出
力、つまり本フィルタの周波数レスポンスＦは、スタガ
を行なわない場合（ε０〜εM-1＝０の時）の周波数レ
スポンスに比べて第１パルス繰返し周波数（PRF;＝1/PR
T）内における遮断域特性が劣化する。劣化の一例を第
５図に示す。同図において、（ａ）はスタガを行なって
いない場合の周波数レスポンス、（ｂ）はスタガ時の周
波数レスポンスであり、スタガ時の遮断域特性が劣化し
ていることは同図から明らかである。
のディジタル・トランスバーサル・フィルタにおける出
力、つまり本フィルタの周波数レスポンスＦは、スタガ
を行なわない場合（ε０〜εM-1＝０の時）の周波数レ
スポンスに比べて第１パルス繰返し周波数（PRF;＝1/PR
T）内における遮断域特性が劣化する。劣化の一例を第
５図に示す。同図において、（ａ）はスタガを行なって
いない場合の周波数レスポンス、（ｂ）はスタガ時の周
波数レスポンスであり、スタガ時の遮断域特性が劣化し
ていることは同図から明らかである。
（発明が解決しようとする問題点） 以上述べたように、従来のディジタル・トランスバー
サル・フィルタを用いたレーダ装置では、スタガを行わ
ない場合の周波数レスポンスに比べて第１パルス繰返し
周波数内の遮断域特性が劣化する。
サル・フィルタを用いたレーダ装置では、スタガを行わ
ない場合の周波数レスポンスに比べて第１パルス繰返し
周波数内の遮断域特性が劣化する。
この発明は上記の欠点を除去するもので、スタガ時に
おいてもスタガを行なっていない時の周波数レスポンス
の遮断域特性（clutter rejection domain）を得ること
が可能なMTI演算器を有するレーダ装置を提供すること
を目的とする。
おいてもスタガを行なっていない時の周波数レスポンス
の遮断域特性（clutter rejection domain）を得ること
が可能なMTI演算器を有するレーダ装置を提供すること
を目的とする。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するために、この発明に係るレーダ装
置は、送信パルス信号を出力するものであって、スタガ
時には送信パルス信号の繰返し周期を変調させる機能を
有する送信手段と、前記送信手段の出力信号が供給され
空間に電磁波を送出して目標からの反射波を捕捉する空
中線と、前記空中線で捕捉された信号を受信しディジタ
ル信号に変換する受信手段と、前記受信手段の出力信号
とクラッタ信号を除去するためのフィルタ定数とを乗算
してクラッタ信号を除去することにより、移動目標信号
を検出するMTI演算手段と、前記MTI演算手段から出力さ
れる移動目標信号のレーダビデオを表示する表示手段
と、MTIの処理パルス数及びスタガの状態に基づいて算
出され、繰返し周期を変調させた前記送信パルス信号の
周波数応答に対する遮断域特性を、繰返し周期が一定で
ある送信パルス信号の周波数応答に対する遮断域特性に
ほぼ一致させるフィルタ定数を予め格納するフィルタ定
数記憶手段と、前記送信手段から送信繰返し周期情報が
供給され、この送信繰返し周期情報に対応したフィルタ
定数を前記フィルタ定数記憶手段から読み出して前記MT
I演算手段に与えるフィルタ定数制御手段とを具備して
構成される。
置は、送信パルス信号を出力するものであって、スタガ
時には送信パルス信号の繰返し周期を変調させる機能を
有する送信手段と、前記送信手段の出力信号が供給され
空間に電磁波を送出して目標からの反射波を捕捉する空
中線と、前記空中線で捕捉された信号を受信しディジタ
ル信号に変換する受信手段と、前記受信手段の出力信号
とクラッタ信号を除去するためのフィルタ定数とを乗算
してクラッタ信号を除去することにより、移動目標信号
を検出するMTI演算手段と、前記MTI演算手段から出力さ
れる移動目標信号のレーダビデオを表示する表示手段
と、MTIの処理パルス数及びスタガの状態に基づいて算
出され、繰返し周期を変調させた前記送信パルス信号の
周波数応答に対する遮断域特性を、繰返し周期が一定で
ある送信パルス信号の周波数応答に対する遮断域特性に
ほぼ一致させるフィルタ定数を予め格納するフィルタ定
数記憶手段と、前記送信手段から送信繰返し周期情報が
供給され、この送信繰返し周期情報に対応したフィルタ
定数を前記フィルタ定数記憶手段から読み出して前記MT
I演算手段に与えるフィルタ定数制御手段とを具備して
構成される。
（作 用） 上記構成によるレーダ装置は、MTIの処理パルス数及
びスタガの状態に基づいて算出され、繰返し周期を変調
させた送信パルス信号の周波数応答に対する遮断域特性
を、繰返し周期が一定である送信パルス信号の周波数応
答に対する遮断域特性にほぼ一致させるフィルタ定数を
予め格納したフィルタ定数記憶手段を備えているので、
パルススタガに対応してフィルタ定数を最適化し、これ
により良好なフィルタ特性を得ることができる。また、
スタガ時に、受信された信号からクラッタ信号を除去す
る際に、フィルタ定数記憶手段から、送信パルス信号の
送信繰返し周期に応じたフィルタ定数を読み出し、この
読み出されたフィルタ定数と受信された信号とを乗算す
ることにより、クラッタ信号を効率良く除去することが
できる。
びスタガの状態に基づいて算出され、繰返し周期を変調
させた送信パルス信号の周波数応答に対する遮断域特性
を、繰返し周期が一定である送信パルス信号の周波数応
答に対する遮断域特性にほぼ一致させるフィルタ定数を
予め格納したフィルタ定数記憶手段を備えているので、
パルススタガに対応してフィルタ定数を最適化し、これ
により良好なフィルタ特性を得ることができる。また、
スタガ時に、受信された信号からクラッタ信号を除去す
る際に、フィルタ定数記憶手段から、送信パルス信号の
送信繰返し周期に応じたフィルタ定数を読み出し、この
読み出されたフィルタ定数と受信された信号とを乗算す
ることにより、クラッタ信号を効率良く除去することが
できる。
（実施例） 以下、この発明の一実施例を第１図及び第２図を参照
して説明する。
して説明する。
第１図において、送信機11はレーダの送信繰返しパル
ス信号を生成し、順次導出するものである。即ち、コヒ
ーレント発振器（COHO）12の出力信号はスイッチ13に加
えられる。送信制御器14は送信トリガ信号の繰返し周期
を制御するもので、スタガオフ時には一定繰返し周期の
トリガ信号を出力し、スタガ時には繰返し周期が一定周
期から少しずつ変化されたいわゆるスタガトリガを出力
する。スイッチ13はコヒーレント発振器12の出力信号を
送信制御器14の送信トリガの出力タイミングに同期して
混合器15に供給する。混合器15は高安定化発振器17の出
力とスイッチ13の出力とを混合し、高周波信号に変換し
て出力する。この混合部15より得られた送信周波数信号
はたとえばクライストロンを備えた変調増幅器16に供給
される。この変調増幅器16によって得られたレーダ送信
繰返しパルス信号は、たとえばダイプレクサ等の送受切
換器18および空中線19を介して捜索空間に放射される。
ス信号を生成し、順次導出するものである。即ち、コヒ
ーレント発振器（COHO）12の出力信号はスイッチ13に加
えられる。送信制御器14は送信トリガ信号の繰返し周期
を制御するもので、スタガオフ時には一定繰返し周期の
トリガ信号を出力し、スタガ時には繰返し周期が一定周
期から少しずつ変化されたいわゆるスタガトリガを出力
する。スイッチ13はコヒーレント発振器12の出力信号を
送信制御器14の送信トリガの出力タイミングに同期して
混合器15に供給する。混合器15は高安定化発振器17の出
力とスイッチ13の出力とを混合し、高周波信号に変換し
て出力する。この混合部15より得られた送信周波数信号
はたとえばクライストロンを備えた変調増幅器16に供給
される。この変調増幅器16によって得られたレーダ送信
繰返しパルス信号は、たとえばダイプレクサ等の送受切
換器18および空中線19を介して捜索空間に放射される。
一方、放射されたパルス信号は固定目標および移動目
標によって反射され、この反射波は前記空中線19にて受
信された後、前記送受切換器18を介して受信機20の周波
数変換器21に供給される。この周波数変換器21に前記高
安定化発振器17の出力信号が供給されており、この信号
によって受信信号は中間周波数に変換され、増幅され
る。この中間周波信号は分岐され、移動目標のドップラ
周波数成分を出力する第１および第２の位相検波器22,2
3にそれぞれ供給される。これら第1,第２の位相検波器2
2,23は後段の信号処理を複素ベクトル演算可能とするも
のであり、第１の位相検波器22には前記コヒーレント発
振器12の出力信号が90゜移送器24を介して供給され、第
２の位相検波器23には前記コヒーレント発振器12の出力
信号が直接供給される。したがって、これら第1,第２の
位相検波器22,23からは互いに90゜位相差をなすいわゆ
る直交ビデオ（I,Q成分）に変換されたドップラ周波数
成分がそれぞれ出力される。このようにして位相検波さ
れた目標からの反射信号はアナログ−デジタル（Ａ−
Ｄ）変換器25に供給される。つまり、前記直交ビデオは
それぞれ第1,第２のＡ−Ｄ変換器26,27に対応して供給
され、この第1,第２のＡ−Ｄ変換器26,27では前記位相
検波出力信号が距離方向に所定のサンプリング時間でサ
ンプリングされ、その振幅情報がビットデータに変換さ
れる。
標によって反射され、この反射波は前記空中線19にて受
信された後、前記送受切換器18を介して受信機20の周波
数変換器21に供給される。この周波数変換器21に前記高
安定化発振器17の出力信号が供給されており、この信号
によって受信信号は中間周波数に変換され、増幅され
る。この中間周波信号は分岐され、移動目標のドップラ
周波数成分を出力する第１および第２の位相検波器22,2
3にそれぞれ供給される。これら第1,第２の位相検波器2
2,23は後段の信号処理を複素ベクトル演算可能とするも
のであり、第１の位相検波器22には前記コヒーレント発
振器12の出力信号が90゜移送器24を介して供給され、第
２の位相検波器23には前記コヒーレント発振器12の出力
信号が直接供給される。したがって、これら第1,第２の
位相検波器22,23からは互いに90゜位相差をなすいわゆ
る直交ビデオ（I,Q成分）に変換されたドップラ周波数
成分がそれぞれ出力される。このようにして位相検波さ
れた目標からの反射信号はアナログ−デジタル（Ａ−
Ｄ）変換器25に供給される。つまり、前記直交ビデオは
それぞれ第1,第２のＡ−Ｄ変換器26,27に対応して供給
され、この第1,第２のＡ−Ｄ変換器26,27では前記位相
検波出力信号が距離方向に所定のサンプリング時間でサ
ンプリングされ、その振幅情報がビットデータに変換さ
れる。
上記第1,第２のＡ−Ｄ変換器26,27の出力信号xI,xQは
MTI処理器28を構成する処理演算器としてのMTI演算器29
に供給される。このMTI演算器29は前記xI,xQ信号とMTI
定数ファイル30より供給される定数ωI,ωＱとにより なる演算を行うものであり、この演算はたとえば第２図
に示す如く同一距離セルデータの方位方向（空中線回転
方向Ｒ）への連鎖データ▲ｘI i▼ ▲ｘQ i▼； に対して行なわれる。尚、第２図中Ｅは処理エリア、CM
は移動クラッタ、RCは距離セルを示すものである。すな
わち、MTI演算器29はたとえば第３図に示したような周
知のディジタル・トランスバーサル・フィルタで構成さ
れており、複数のスイープメモリによって一繰返し周期
だけ遅延された▲ｘI i▼，▲ｘQ i▼信号はそれぞれ乗算
器において定数▲ωI i▼，▲ωQ i▼が乗算される。この
乗算器の出力信号は加算器で加算され、この加算器より
yI,yQなる信号が出力される。また、前記MTI定数フィイ
ル30はたとえばプログラマブル・リード・オンリー・メ
モリ（PROM）によって構成されており、各種フィルタ遮
断域位置と遮断形状に対応するフィルタ定数▲ωI i▼，
▲ωQ i▼が記憶されている。前記MTI演算器29の出力信
号yI,yQは検波器32に供給される。この検波器32では なる演算が行なわれ、この検波器32の出力信号、すなわ
ちレーダビデオは指示器33に供給されて表示される。ま
た、送信制御器14の出力信号（送信繰返し周期情報）は
制御器32に供給され、この制御器31によって前記MTI定
数ファイル30を構成するPROMのアドレスが送信繰返し周
期情報に対応して制御され、このPROMより最適フィルタ
定数が前記MTI演算器29に供給される。
MTI処理器28を構成する処理演算器としてのMTI演算器29
に供給される。このMTI演算器29は前記xI,xQ信号とMTI
定数ファイル30より供給される定数ωI,ωＱとにより なる演算を行うものであり、この演算はたとえば第２図
に示す如く同一距離セルデータの方位方向（空中線回転
方向Ｒ）への連鎖データ▲ｘI i▼ ▲ｘQ i▼； に対して行なわれる。尚、第２図中Ｅは処理エリア、CM
は移動クラッタ、RCは距離セルを示すものである。すな
わち、MTI演算器29はたとえば第３図に示したような周
知のディジタル・トランスバーサル・フィルタで構成さ
れており、複数のスイープメモリによって一繰返し周期
だけ遅延された▲ｘI i▼，▲ｘQ i▼信号はそれぞれ乗算
器において定数▲ωI i▼，▲ωQ i▼が乗算される。この
乗算器の出力信号は加算器で加算され、この加算器より
yI,yQなる信号が出力される。また、前記MTI定数フィイ
ル30はたとえばプログラマブル・リード・オンリー・メ
モリ（PROM）によって構成されており、各種フィルタ遮
断域位置と遮断形状に対応するフィルタ定数▲ωI i▼，
▲ωQ i▼が記憶されている。前記MTI演算器29の出力信
号yI,yQは検波器32に供給される。この検波器32では なる演算が行なわれ、この検波器32の出力信号、すなわ
ちレーダビデオは指示器33に供給されて表示される。ま
た、送信制御器14の出力信号（送信繰返し周期情報）は
制御器32に供給され、この制御器31によって前記MTI定
数ファイル30を構成するPROMのアドレスが送信繰返し周
期情報に対応して制御され、このPROMより最適フィルタ
定数が前記MTI演算器29に供給される。
次に、上記構成においてMTI定数ファイル30を構成す
るPROMにあらかじめ書き込まれているMTIフィルタ定数
の算出方法について説明する。前述のようにスタガを行
なった時の周波数レスポンスのPRF内における遮断域特
性は、スタガを行なわない時と比較して劣化している。
そこでスタガ時においてもスタガを行なっていない時の
処断域特性が得られるように、フィルタ定数ωｉを補正
してPROMに書き込む。補正フィルタ定数を ωｉ′＝ωｉ＋Δωｉ で表わす。ディジタル・トランスバース・フィルタMTI
の出力Ｆ（周波数レスポンス）は なる式で与えられる。ここでｎは処理パルス数である。
入力信号xi（ｔ）はアンテナスキャニングによるアンテ
ナパターンの影響を無視して（一般にクラッタは方位方
向に十分広がっている）、目標ドップラ周波数をνとす
ると次式で表わされる。
るPROMにあらかじめ書き込まれているMTIフィルタ定数
の算出方法について説明する。前述のようにスタガを行
なった時の周波数レスポンスのPRF内における遮断域特
性は、スタガを行なわない時と比較して劣化している。
そこでスタガ時においてもスタガを行なっていない時の
処断域特性が得られるように、フィルタ定数ωｉを補正
してPROMに書き込む。補正フィルタ定数を ωｉ′＝ωｉ＋Δωｉ で表わす。ディジタル・トランスバース・フィルタMTI
の出力Ｆ（周波数レスポンス）は なる式で与えられる。ここでｎは処理パルス数である。
入力信号xi（ｔ）はアンテナスキャニングによるアンテ
ナパターンの影響を無視して（一般にクラッタは方位方
向に十分広がっている）、目標ドップラ周波数をνとす
ると次式で表わされる。
従って今、スタガ時の周波数レスポンスがスタガを行
なっていない時と等しいとするならば、 が成立する。但しＴはPRTである。よって（１）式を満
足するωｉ＋Δωｉが求められれば上述した劣化は生じ
ない。そこで、ｎ個の目標ドップラ周波数ν0,ν1,…，
νｎ−１において（１）式が成立すると仮定し、さらに
（１）式を行列表示で与えると次のようになる。
なっていない時と等しいとするならば、 が成立する。但しＴはPRTである。よって（１）式を満
足するωｉ＋Δωｉが求められれば上述した劣化は生じ
ない。そこで、ｎ個の目標ドップラ周波数ν0,ν1,…，
νｎ−１において（１）式が成立すると仮定し、さらに
（１）式を行列表示で与えると次のようになる。
ここで、 とすれば、（２）式は Ｔ［ν,ti］・Ｗ［ｉ］＝Ｒ［ν］ と表わされる。従って、 Ｗ［ｉ］＝T-1［ν,ti］・Ｒ［ν］ を求めれば、ドップラ周波数ν0,ν1,…，νｎ−１にお
いて周波数レスポンスはスタガ時とスタガを行なってい
ない時とでほとんど違わない。
いて周波数レスポンスはスタガ時とスタガを行なってい
ない時とでほとんど違わない。
そこで、このν0,ν1,…，νｎ−１を適当に選ぶこと
によって、スタガ時の周波数レスポンスの遮断域特性全
体を、スタガを行なっていない場合に近づけることが可
能である。例えば第５図においても、コントロールポイ
ントν0,ν1,…，νｎ−１を図中のように設定すること
によってスタガ時の周波数レスポンスは同図（ｃ）のよ
うになり、同図（ｂ）で見られたスタガ時の周波数レス
ポンスの処断域特性の劣化が改善されることがわかる。
によって、スタガ時の周波数レスポンスの遮断域特性全
体を、スタガを行なっていない場合に近づけることが可
能である。例えば第５図においても、コントロールポイ
ントν0,ν1,…，νｎ−１を図中のように設定すること
によってスタガ時の周波数レスポンスは同図（ｃ）のよ
うになり、同図（ｂ）で見られたスタガ時の周波数レス
ポンスの処断域特性の劣化が改善されることがわかる。
以上説明の補正フィルタ定数は、MTIの処理パルス数
およびスタガの状態によって当然その値は違ってくる。
従って、種々の条件下における補正フィルタ定数をあら
かじめ算出し、これをPROMに書き込み、制御器14から供
給される送信パルスの条件（送信繰返し周期）に対応す
るアドレスにストアされている補正フィルタ定数を読み
出してMTI演算器29へ供給することによって、移動クラ
ッタを効率良く除去することができる。
およびスタガの状態によって当然その値は違ってくる。
従って、種々の条件下における補正フィルタ定数をあら
かじめ算出し、これをPROMに書き込み、制御器14から供
給される送信パルスの条件（送信繰返し周期）に対応す
るアドレスにストアされている補正フィルタ定数を読み
出してMTI演算器29へ供給することによって、移動クラ
ッタを効率良く除去することができる。
したがって、上記構成によるレーダ装置は、スタガ時
においても、スタガを行なっていない時の周波数レスポ
ンスの遮断域特性を得ることが可能となり、移動クラッ
タを十分消去することができ目標の検出性能を高めるこ
とができる。
においても、スタガを行なっていない時の周波数レスポ
ンスの遮断域特性を得ることが可能となり、移動クラッ
タを十分消去することができ目標の検出性能を高めるこ
とができる。
［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、スタガ時においても
スタガを行なっていない時の周波数レスポンスの遮断域
特性を得ることが可能なMTI演算器を有するレーダ装置
を提供することができる。
スタガを行なっていない時の周波数レスポンスの遮断域
特性を得ることが可能なMTI演算器を有するレーダ装置
を提供することができる。
第１図はこの発明に係るレーダ装置の一実施例を示す構
成図、第５図は同実施例のMTI演算器のレーダスイープ
に対する演算方向を説明するために示す図、第３図は従
来のディジタル・トランスバース・フィルタで構成され
るMTI演算器の構成を示す図、第４図は不等間隔サンプ
リング手法を用いた場合のパルススタガについての入力
信号のサンプリング状態を示す図、第５図（ａ）はスタ
ガを行なわない場合のフィルタのPRF内の周波数レスポ
ンスを示す図、同図（ｂ）はスタガ時の周波数レスポン
スを示す図、同図（ｃ）はフィルタ定数の補正によって
どの程度周波数レスポンスが改善されるかを示す図であ
る。 11……送信機、19……空中線、20……受信機、28……MT
I処理器、29……MTI演算器、30……MTI定数ファイル、3
1……制御器、32……検波器。
成図、第５図は同実施例のMTI演算器のレーダスイープ
に対する演算方向を説明するために示す図、第３図は従
来のディジタル・トランスバース・フィルタで構成され
るMTI演算器の構成を示す図、第４図は不等間隔サンプ
リング手法を用いた場合のパルススタガについての入力
信号のサンプリング状態を示す図、第５図（ａ）はスタ
ガを行なわない場合のフィルタのPRF内の周波数レスポ
ンスを示す図、同図（ｂ）はスタガ時の周波数レスポン
スを示す図、同図（ｃ）はフィルタ定数の補正によって
どの程度周波数レスポンスが改善されるかを示す図であ
る。 11……送信機、19……空中線、20……受信機、28……MT
I処理器、29……MTI演算器、30……MTI定数ファイル、3
1……制御器、32……検波器。
Claims (1)
- 【請求項１】送信パルス信号を出力するものであって、
スタガ時には送信パルス信号の繰返し周期を変調させる
機能を有する送信手段と、 前記送信手段の出力信号が供給され空間に電磁波を送出
して目標からの反射波を捕捉する空中線と、 前記空中線で捕捉された信号を受信しディジタル信号に
変換する受信手段と、 前記受信手段の出力信号とクラッタ信号を除去するため
のフィルタ定数とを乗算してクラッタ信号を除去するこ
とにより、移動目標信号を検出するMTI演算手段と、 前記MTI演算手段から出力される移動目標信号のレーダ
ビデオを表示する表示手段と、 MTIの処理パルス数及びスタガの状態に基づいて算出さ
れ、繰返し周期を変調させた前記送信パルス信号の周波
数応答に対する遮断域特性を、繰返し周期が一定である
送信パルス信号の周波数応答に対する遮断域特性にほぼ
一致させるフィルタ定数を予め格納するフィルタ定数記
憶手段と、 前記送信手段から送信繰返し周期情報が供給され、この
送信繰返し周期情報に対応したフィルタ定数を前記フィ
ルタ定数記憶手段から読み出して前記MTI演算手段に与
えるフィルタ定数制御手段とを具備するレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62230021A JP2601837B2 (ja) | 1987-09-14 | 1987-09-14 | レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62230021A JP2601837B2 (ja) | 1987-09-14 | 1987-09-14 | レーダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6472090A JPS6472090A (en) | 1989-03-16 |
| JP2601837B2 true JP2601837B2 (ja) | 1997-04-16 |
Family
ID=16901328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62230021A Expired - Fee Related JP2601837B2 (ja) | 1987-09-14 | 1987-09-14 | レーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2601837B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010060353A (ja) * | 2008-09-02 | 2010-03-18 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JP5421568B2 (ja) * | 2008-10-20 | 2014-02-19 | アズビル株式会社 | 物理量センサおよび物理量計測方法 |
| JP2010181273A (ja) * | 2009-02-05 | 2010-08-19 | Toshiba Corp | レーダ装置及び信号処理方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5559356A (en) * | 1978-10-27 | 1980-05-02 | Mitsubishi Electric Corp | Radar device |
| JPS6024477A (ja) * | 1983-07-21 | 1985-02-07 | Nec Corp | レ−ダ−信号処理装置 |
| JPS6255583A (ja) * | 1985-09-04 | 1987-03-11 | Toshiba Corp | レ−ダ信号送信方式 |
-
1987
- 1987-09-14 JP JP62230021A patent/JP2601837B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6472090A (en) | 1989-03-16 |
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