JPS6034071B2 - クラツタ除去レ−ダ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、レーダ受信信号をフーリエ変換することに
よってドプラー情報の摘出を可能にし、さらにクラッタ
情報の距離間及び方位間の２次元的な相関を利用してク
ラッ夕の除去および移動ターゲットの検出を行うレーダ
装置に関する。

従釆、ＭＴＩシステムの信号処理、すなわちクラッタ除
去およびターゲット検出は時間域において行われていた
。時間域でのレーダ信号処理技術の主な例としてはパル
スキャンセラ（Ｐｕｌｓｅ−ｃａｎｃｅｌｌｅｒ），Ｌ
ｏｇ−ＣＦＡＲ，（たとえば、米国技術誌ワイヤレス・
エンジニア（ＷｉｒｅｌｅｓｓＥｎｇｉｎｅｅｒ）の１
９５６年４月号８３〜９６ページ所載のジェイ・クロー
ニィ（Ｊ．Ｃｒｏｎｅｙ）著論文“クラツタ・オン・し
−ダ・デスプレイ，リダクション．バイ・ユース・オブ
・ロガリスミツタ・レシーハ ー ズ（Ｃｌｕｔｔｅｒ
ｏｎ Ｒａｄａｒ Ｄｉｓｐｌａｙ，Ｒｅｄｕｃｔｉ
ｏｎ ｂｙ Ｕｓｅ ｏｆ Ｌｏｇａ
ｒｉｔｈｍｉｃＲｅｃｅｉｖｅｒｓ）”参照）やクラッ
タ・ロッキング（ｃｌｕｔｔ．ｅｒ−ｌｏｃｋｊｎｇ）
（たとえば、１９６乎王米国マクグロ・ヒル（ＭｃＧｒ
ａｗＨｉｌｌ）社発行、ェフ・ィー・ナサソン（Ｆ．Ｅ
．Ｎａｍａｓｏｎ）著の技術書“レーダ・デザイン・プ
リンシフルズ（ＲａｄａｒＤｅｓｉ柳Ｐｒｉｎｃｉｐｌ
ｅｓ）”の３２７〜３２８ページ参照）がある。パルス
・キャンセラ技術はしーダの探索している空間に静止ク
ラッタとターゲットだけが存在する場合はかなり有効に
ターゲットを検出できる。

しかしレーダ探索空間に静止クラッ夕やターゲットに加
つてさらに移動クラッタ（たとえば雨，雪，波，鳥など
）が存在する場合にはターゲットも移動クラッタもドプ
ラ情報をもつのでパルスキャンセラ技術では移動クラッ
タの抑圧は困難となる。一般に移動クラッ夕からの信号
の反射の度合をあらわすＲＣＳ（ＲａｄａｒＣｒｏｓｓ
−Ｓｅｃｔｉｏｎ）は距離の１案（１は正整数）に比例
して増加するがターゲットのＲＣＳはほとんど一定であ
るので、ターゲットからの反射電力の大きさがクラッタ
からのそれに比べて十分でない場合が存在し、このよう
な場合には、ターゲットの情報を損うことなく移動クラ
ッタの振幅値を抑圧するとは困難である。

この問題に対する有効な手段として前述のｌｏｇ−ＣＦ
ＡＲが用いられてきた。しかしｌｏｇ−ＣＦＡＲではタ
ーゲットからの受信信号の大きさがクラッタのそれと同
じか、あるいは小さい場合にはターゲットの検出はほと
んど不可能になる。また前述のクラッタロッキングの技
術にも弱点がある。

すなわち、それぞれ性質の異つたクラッタ（たとえば海
面クラッタ、雨によるクラツタ、建物によるクラッタ等
）が同時に存在するような領域ではクラッタロッキング
技術は有効に働かない。さらにこの方式ではクラッタが
全然存在しない領域では振幅の大きいターゲット信号ま
で除去されるという不都合が生ずる。以上、時間域にお
けるレーダ信号処理技術の主要な例をあげてそれぞれの
技術のもつ弱点を指摘した。

これらの弱点に加えて、さらに、時間域での信号処理で
はターゲットやクラッタのドプゥ情報の完全な利用は難
しく、たとえば同一のレンジ（距離）に存在しそれぞれ
の半径方向速度が異なる複数個のターゲットを速度ごと
に分離して検出することはほとんど不可能である。ター
ゲットおよびクラッタの詳細なドプラ情報は受信信号を
フーリエ変換することによって得られるが通常の計算手
段ではかなりの時間を要するのでレーダ信号の実時間処
理に応用できなかった。

しかしクーリー（ＣＭｌｅｙ）とターキー（Ｔｕｋｅｙ
）の高速フーリエ変換ァルゴリズム及び最近のＩＣやは
１の技術の進歩により、レーダ信号の周波数城における
実時間処理が可能となってきた（たとえば、米国技術誌
“マセマティクス・コン フ ユ ナ ー シ ョ ン
（ ＭａｔｈｅｍａｔｉｃｓＣｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ
）”１９６３王４月号２９７〜３０１頁所載のジェイ・
ダブリユ・クーリー（Ｊ・Ｗ・Ｃ肌ｌｅｙ）およびジェ
イ・ダブリユ・ターキー（Ｊ・Ｗ・Ｔｕｋｅｙ）共著論
文“アン・アルゴリズム・フオー・ジ・マシン・力ルキ
ユレーシヨン・オブ・コンプレックス・フーリエ・シリ
ーズ（ＡｈＡＩ籾ｒ他ｍｆｏｒｔｈｅＭａｃｈｉｎｅＣ
ａｌｃｕｌａｔｉｏｎｏｆＣｏｍｐｌｅｘＦｏｍｉｅｒ
Ｓｅｒｉｅｓ）”参照）。

しかし、クラッタおよびターゲットからの反射信号をフ
ーリエ変換しただけではターゲットのドプラ情報をクラ
ッタのドプラ情報から分離して識別することは困難であ
る。特にターゲットとクラッ夕の半径方向速度が同じ場
合にはターゲットのドプラ情報とクラッタのドプラ情報
のそれぞれのスベクトラムには重なりが生じターゲット
のドプラ情報の検出はますます困難となる。そこで本発
明の目的は、ターゲットのドプラ情報スベトラムとクラ
ッタのドプラ情報スベクトラムに重なりが生じない場合
だけでなく重なりが生じた場合でもターゲットのドプラ
情報の検出を可能にするＭＴＩレ−ダを提供するにある
。

本発明によれば、高波数パルス信号を空中へ送信しその
反射信号を受信するパルスレーダ装置において、前記送
信信号と前記受信信号との位相差を表わす同相成分信号
を生じる第１の位相検波器と、前記送信信号の位相を９
０度偏移した信号と前記受信信号との位相差を表わす直
交成分信号を生じる第２の位相検波器と、前記同相成分
信号および直交成分信号をそれぞれをレンジゲートに同
期した標本化信号でデジタル信号化する第１および第２
のＡ−Ｄ変換器と、この第１および第２のＡ−○変換器
からの前記デジタル信号のそれぞれを記憶する第１およ
び第２の記憶装置と、これら第１および第２の記憶装置
からの信号であって同一の前記送信信号および同一の前
記レンジゲートの両方に係るもののそれぞれを実数部お
よび虚数部とする後素信号として入力しこの複素信号の
うち連続する少なくとも２つの前記送信信号による捜索
領域からの受信信号であって同一レンジゲートに係るも
のについてのフーリエ変換信号を生じそれをフーリエ変
換における周波数ごとに出力するフーリエ変換回路と、
前記周波数ごとのフーリエ変換信号のそれぞれの絶対値
を計算する回路と、同一周波数に関しかつ少なくとも２
つの隣り合う前記捜索領域および各捜索領域に対応する
少なくとも２つの連続するレンジゲートについての前記
絶対値の平均値とその平均値に係る前記領域中のあらか
じめ定めた所定のレンジゲートについての出力との差の
信号を生じるクラッ夕除去回路とを含むクラッタ除去レ
ーダ装置を得ることができる。

なお上記において減算の代わりに平均値で、上記指定さ
れたレンジゲートのデータを除することにより、同等の
クラッタ抑圧効果が得られることは明らかである。

又、上記平均値を得る過程において、上記指定されたレ
ンジゲートのデータを除くことにより、目標の損失をお
さえることができることも又、明らかである。本発明に
よればさらに、上記構成の装置に加えて、前記周波数ご
とのフーリエ変換信号の位相を計算する回路と、この計
算された位相を記憶する装置と、前記クラッタ除去回路
からの出力とそれと同一のレンジゲート、捜索領域およ
び周波数に係る前記記憶装置に記憶されている位相を複
素べきとする指数関数との積を生ずる振幅位相結合回路
と、この振幅位相結合回路の出力信号を逆フ−１′ヱ変
換する回路と、各捜索領域における各レンジゲートごと
の前記逆フーリエ変換回路の出力信号の振幅を得る回路
とを備えるクラッタ除去し−ダ装置を得ることができる
。

本願発明によるＭＴルーダでは、受信信号をフーリエ変
換して、時間領域に分布する信号を周波数領域に配分し
直す。

周波数領域では受信信号のドップラ周波数ごとに受信信
号が配分される。一般にクラッタは広い空間領域にわた
って分布するのに対し、ターゲットは限られたせまし、
領域にしか存在しない。すなわちクラツタのドプラ周・
波数スベクトラムは、方位角方向もしくは半径方向のい
ずれかの方向または両方向の広い領域にわたっており、
しかもその周波数成分の分布はそれらの領域でほぼ等し
い。一方ターゲットのドプラ周波数スベクトラムはクラ
ッタ領域に比べてせまし・領域にだけ存在する。そこで
本発明では上述のようにフーリエ変換によってドップラ
周波数ごとに配分された受信信号を処理して、ある周波
数スべクトラム成分を有する信号の絶対値から所定の方
位角範囲及び半径範囲からなる領域についてのその周波
数スベクトラムにおける信号の振幅値の絶対値の平均値
を減算する。このような信号処理によりその周波数スベ
クトラムを有する信号がクラッタであれば減算結果はほ
ぼ０となるのに対し、ターゲット信号であれば減算結果
は減算される前の絶対値とほぼ同等である。即ち、クラ
ッタは除去され、ターゲット信号だけが残る。このこと
はクラツ夕とターゲットのドプラ周波数スベクトラムの
メインロープに重なりがない場合はもちろん重なりがあ
る場合にも同じである。前記減算に代わり、除算によっ
ても上記と同等の効果が得られる。

したがって本発明によるＭＴＩレーダによれば、半径方
向速度がゼロであるようなクラッタやターゲットが同時
に存在するような場合はクラッタは抑圧され、ターゲッ
トだけが検出される。

またウェザクラツ夕や海面クラッタのようにゼロでない
ドプラ位相情報をもつクラッ外こうずもれたターゲット
でも検出できる。さらに同一距離同一方位にあり異なる
速度を有する複数のターゲットをそれぞれの速度ごとに
分離して検出できる。以下図面を参照して本発明を詳述
する。第１図は本発明によるクラッタ除去レーダ装置の
一具体例を示すブロック図である。

安定化局部発振回路６の出力信号の周波数は非常に安定
した高周波数〆ｓである。またコヒーレント発振器９の
出力信号の周波数は安定した中間周波数〆ｃ、またその
位相は後で述べるように受信信号の位相との比較に用い
られる基本位相である。安定化局部発振回路６とコヒー
レント発振器９のそれぞれの出力信号を周波数混合器５
の入力とすると、その結果の信号の周波数は．「ｓ＋〆
ｃとなる。この信号は変調増幅回路４へ加えられ、パル
ス発生器３からの送信トリガパルスによってパルス変調
され、さらに増幅され送受切換器２、アンテナーを経て
送信される。変調増幅回路４はクラィストロンで構成さ
れる。レーダの捜索空間からの反射信号はアンテナ１で
受信される。このとき受信信号の周波数は送信周波数′
ｓ＋ナｃから捜索空間に存在する物体の持つドプラ周波
数士〆ｄだけ偏移している。送受切換器２を経たこの受
信信号は安定化局部発振器６の出力信号とともに周波数
混合器７の入力となる。その結果周波数混合器７の出力
信号周波数はナｃ±〆ｄとなり、この信号は中間周波数
増幅回路８によって増幅される。中間周波数増幅回路８
の出力信号は位相検波器１０および位相検波器１１へ加
えられる。位相検波器１０へはこの他にコヒーレント発
振器９からの出力が加えられる。またコヒーレント発振
器９の出力は９０ｏ位相推移器１２によってその位相が
９００推移されて位相検波器１１へ入力される。したが
って位相検波器１０の出力としてはビデオ信号の同相Ｚ
成分がまた位相検波器１１からはその直交成分が得られ
る。これら信号はアナログ信号であるから以後の信号処
理を容易にするためにＡ−Ｄ変換器１３，１５によりデ
ジタル化する。デジタル化における標本化信号はしンジ
ゲートに同期している。Ａ−Ｄ変換器１３，１５からの
信号はそれぞれ同相成分記憶装置１４および直交成分記
憶装置１６に記憶される。同相成分記憶装置１４および
直交成分記憶装置１６は通常の市販されている記憶素子
たとえばコアメモリ等で構成される。また後述のフーリ
エ変換出力記憶装置２０も通常市販されているコアメモ
リ等の記憶素子で構成できる。本レーダ装置は、一般の
ＭＴＩレーダ装置と同様に、方位角方向に定速度回転す
るアンテナから一定繰返し周期Ｔでパルス電波を送信す
る。

そこで同相成分記憶装置１４および直交成分記憶装置１
６に記憶されるデータとしては、各々の送信パルスに対
するレーダスィープについて各レンジゲート毎にそれぞ
れ１個のデータが得られる。すなわちＮ回のスイープを
行えば同一レンジゲートに対するデータとしてはＮ個の
直交成分データとＮ個の同相成分データがそれぞれ同相
成分記憶装置１４および直交成分記憶装置１６に記憶さ
れる。これら二つの記憶装置からの受信データは、同相
成分データを実数部、直交成分データを虚数部としてフ
ーリエ変換装置１７への複素入力データを構成する。第
２図を参照するとしンジゲート・スィープマトリックス
上にこの榎素データが示されている。

ｒ（ｒ：１〜Ｒ）番目のレンジゲートでｎ｛ｎ：０〜（
Ｎ−１）｝番目のスィープによって縛られる複秦データ
をＸｒ（ｎＴ）で表わすこととすると、各レンジゲート
ではＮスィープ後には第２図にマトリックス表示する複
索データ列｛Ｘｒ（ｎＴ）｝が得られ、これらはフーリ
エ変換装置１７の入力として用いられる。第２図からわ
かるようにたとえば１番目のレンジゲートでは、複素デ
ータ列Ｘ，（０），Ｘ，（Ｔ），Ｘ，（汀）…Ｘ，｛（
Ｎ−２）Ｔ｝，Ｘ，｛（Ｘ−１）Ｔ｝が、また一般にｒ
番目のレンジゲートではＸｒ（０），Ｘｒ（Ｔ），Ｘｒ
（２ｒ），…，Ｘｒ ｛（Ｎ−２）Ｔ｝，Ｘｒ｛（Ｎ−
１）Ｔ｝の複素データ列がフーリエ変換装置１７の入力
となりフーリエ変換される。フーリエ変換は次ぎの式で
あらわされる変換操作であり、時間域の情報を周波数域
の情報に変換する。

すなわちｒ番目のレンジゲートについて、となる。ここ
でｗ＝ｅＸｐ（−ｉ筈），ｉ＝ノ−１’またｋ＝０，１
，２，・・・・・・，Ｎ−１は周波数に対応するパラメ
ータ，ぶ（Ｋ），渉）（Ｋ）はそれそ‐が￥）（Ｋ）の
実数部および虚数部，ｈは同一レンジゲートでＮ個の複
素データからなる一組のデータのデータ群があるときｈ
番目のデータ群に対して信号処理がなされたことを示す
。

式‘１｝から明らかなように不連続なフーリエ変換を完
全に行うためにはＮ２回の複素の積和の演算が必要であ
る。

たとえばデータの個数ＮがＮ＝８のときは６４回の複素
の蹟和の演算をする必要がある。し−ダー装置における
フーリエ変換は実時間処理でなければならないから変換
処理に必要な演算回数は少ないことが望まれる。フーリ
エ変換に要する鰭和の演算回数を減らすことを目的とし
て考えられた演算アルゴリズムがクーリー（Ｃｏｏｌｅ
ｙ）とターキ−（Ｔ叱ｅｙ）の高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）アルゴリズムである。

ＦＦＴァルコリズムについてはたとえば前記のクーリー
とターキーの論文に詳述されている（ＦＦＴについては
技術誌“計側と制御”、第８巻第１２号（昭和４４年１
２月）、８５１〜８６０ページ、吉沢正箸論文“高速フ
ーリエ変換とその応用”にも詳しい）。ＦＦＴアルゴリ
ズムに従って与えられたデータのフーリエ変換を行うフ
ーリエ変換装置を具体的に実現した例はいろいろ報告さ
れている。

たとえば１９７１年米国で発行された会議報告書‘‘Ｅ
ＡＳＣＯＮ コ ン フ ア レ ン ス・レ コ ー
ド１９７１（ＥＡＳＣＯＮ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ Ｒ
ＥＣＯＲＤＳ Ｉ９７１）“２２２〜２３０ページ所載
のエッチ・エッチ・ハルバーン（日．日．Ｈａｌｐｅｒ
ｎ）およびアール・ピー・ペリー（Ｒ．Ｐ．Ｐｅｒｒｙ
）の共著論文“デジタル・マッチド・フイルターズ・ユ
ージング・フアスト・フーリエ・トランス フオームズ
（Ｄｉｇ雌ＩＭａｔｃｈｅｄＦｌｉｔｅ岱ＵｓｉｎｇＦ
ａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｆｏｒｍＳ）’’に詳述
されている。

さて、第１図の説明を続けると、同相成分記憶装置１４
の出力を実数部、直交成分記憶装置１６の出力を虚数部
とする受信信号の複素データは、上述のようなフーＩＪ
工変換装置１７に加えられ、式ｔｌ｝‘こ示すデータ処
理がなされる。

従って、ｒ番目のレンジゲートの第一のデータ群（ｈ＝
１）に関するフーリエ変換装置１７の出力としては複素
数の列、が得られる。

これら各周波数成分ごとのフーリエ変換値は、その絶対
値（ｈ） （ｈ） （ｈ） ＩＡｒｔｋ）ｌ＝〔（ｇｒ【ｋ））２十（ｙｒｔｋ））
２〕十 （５）を計算する振幅計算回路１８および、位
相を計算すると位相計算回路１９に加えられてそれぞれ
の絶対値および位相が得られる。

これらはフーリエ変換出力記憶装置２０１こ記憶される
。第３図には、フーリエ変換出力記憶装置２０の記憶内
容がレンジゲート・周波数マトリックスで示されている
。Ｎ個のパルス送信によるＮ個のスイープ（掃引）で得
られるフーリエ変換値群である。このＮ個のスィープで
覆う捜索領域から得られるデータ群を式（１｝における
ｈ＝１とする。このようにレーダの捜索領域とフーリエ
変換で扱うデータ群は一対一の対応関係を有するので以
後ｈを捜索領域と称する。以上捜索領域ｈ＝１における
受信データの処理につき述べた。

次ぎに捜索領域ｈ＝２以後の信号処理を説明する。いま
Ｎ回のスィープによって得られたデータ（捜索領域ｈ＝
１におけるデータ）が同相成分記憶装置１４および直交
成分記憶装置１６に記憶されているとする。

この状態でまず各レンジゲートに対するそれぞれＮ個の
データのうち最初の１回目のスイープで得られた１個の
データを消去する。その結果同相成分記憶装置１４およ
び直交成分記憶装置１６には各レンジゲートに対するＮ
−１個のデータが残る。引き続いて新たな１回のスィー
プ（橋引）で得られたデータを補充すれば同相成分記憶
装置１４および直交成分記憶装置１６に各レンジゲート
に対してＮ個のデータが記憶される。こうして、直交成
分記憶装置１４および直交成分記憶装置１６には次ぎの
捜索領域ｈ＝２に関するフーリエ変換に必要な各レンジ
ゲートに対する新しいＮ個の複素データが得られる。こ
れらの複素入力データに対するフーリエ変換装置１７の
出力は、１番目のレンジゲートに対しては，が得られる
。また、股に、「番目のレンジヶートに対しては で与えられる。

これらは振幅計算回路１８および位相計算回路１９をへ
て絶対値および位相がフーリエ変換出力記憶装置２０に
記憶される。次ぎに同相成分記憶装置１４および直交成
分記憶装置１６に記憶されている各レンジゲートに対す
るデータＮ個のうち最も古いデータ１個を消去し新しい
スィープで得られたデータを補充する。そうすれば領域
ｈ＝３に関するフーリエ変換のためのデータが同相成分
記憶装置１４および直交成分記憶装置１６に記憶され、
この新しい組合せのＮ個の複素データはフーリエ変換装
置１７の入力となる。フーリエ変換した結果は、一般に
、ｒ番目のレンジゲートに対しては、が得られ、この結
果は前述のように絶対値成分および位相成分にわけられ
てフーリエ変換出力記憶装置２０１こ記憶される。

一般に上で述べた過程をＨ回繰り返して行うとフーリエ
変換出力記憶装置２０‘こはｒ番目のレンジゲートにつ
いての絶対値成分としては相成分として’ のそれぞれが各周波数成分ｋ＝０，１，２，・・・，Ｎ
ごとに得られる。

第４図を参照すると、レンジゲートｒ＝ｒ，における受
信信号のフーリエ変換データの絶対値の一例が示されて
いる。

一般にクラッタは広範囲な領域にわたって存在するのに
対してターゲットはせまい領域にだけ存在する。

すなわち第３−Ａ図３Ａ０２，３Ａ０５，３Ａ０７，３
ＡＯ９に示す如く、ターゲットはたかだか空中線のビー
ム幅に相当する角度範囲でしか受信されないが、グラン
ド・クラツタやウエザ・クラッタは地形条件や天候条件
によって同図３ＡＯ１，３Ａ０３，３Ａ０６，３Ａ０８
，３ＡＩＯの如き空間的な広がりをもつている。クラッ
タの空間的な広がりについては、基本的に同図ａに示す
ように方位方向にも半径方向にも大きく広がった場合や
、ｂのように半径方向の広がりは小さいが、方位方向の
広がりが大きい場合、ｃのように方位方向の広がりは小
さいが半径方向の広がりが大きい場合、ｄのように方位
方向、半径方向とも広がりはそれほど大きくないが、そ
の両方向についてほぼ均等に広がっている場合が考えら
れる。今第３一Ａ図ａについて、クラッタの方位方向の
広がりに注目し、３Ａ０４の領域を考えこの領域がｈ＝
１からｈ＝日の領域に対応するものとする。そこで第４
図の例では、この領域ｈ＝１からｈ；日までの間に静止
クラツタ，領域ｈこｈａ−１ではドプラ位相情報ｋ＝１
を持つターゲット１，領域ｈ＝ｈａではドプ‐ラ位相情
報ｋ＝２を持つターゲット２とドプラ＆相情薮ｋ＝５を
持つターゲット３が同時に存在し、さらにドプラ位相情
報ｋ＝６をもつ移動クラッタが領域ｈ＝１からｈ＝日ま
でにわたって存在し、このクラッタと同じドプラ位相情
報ｋ＝６をもつターゲット４も領域ｈ＝ｈａに存在して
いると仮定している。

この場合のレンジゲートｒ＝ｒ，における受信信号のフ
ーリエ変換出力の絶対値振幅ＩＡ（Ｈ）「＝ｒ，（Ｋ）
ｌ，（ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１：ｈ＝１，２，…ｈ
ａーー，ｈａ，ｈａ十１，…Ｈ−１，Ｈ）は第４図のよ
うになり、これがフーリエ変換出力記憶装置２０‘こ記
憶されている。再び第１図を参照して説明を続けると、
第４図に示したような各レンジゲートの各周波数成分ご
との捜索領域ｈ＝１〜Ｈ‘こついてのＨ個の絶対値成分
はクラッタ除去回路２１に加えられる。

このとき、位相成分はフーリエ変換出力記憶装置２０に
残ったままである。クラッ夕除去回路２１はクラッ夕お
よびターゲットの環境条件によって次ぎの【ｉ｝，｛ｉ
ｉ’，｛ｉｉｉ｝の３個の処理のいづれかを選択して行
なうことができる。｛ｉ’ 方位角方向処理 クラツタ除去回路２１は次ぎの機能をもつ。

すなわちレンジゲートｒ＝ｒｌで、の処理を行なう。

−般にクラッタ‘ま広範囲な領域にひろがって存在する
ので、広い領域に関するクラツタ信号の平均値をクラツ
タ信号 から 減算した結果は無視できるほど微小な値になる。

一方ターゲットの存在する領域はクラッタの存在に比べ
てせまし、領域に限られるので広い領域に関する夕‐ゲ
ット信号の平均臨ｈさ，一触キーをターゲッ信号，Ａ伽
鼠 ，から減算してもターゲッｒニｒ１ト信号ーＡ伍｝
帆，をほとんど損なわない。

そこでｒ白ｒ１タラック除去回路２１は、ｈ：１，２，
・・・，ｈａ一１，ｈａ，ｈａ＋１，．，，．，，，Ｈ
−１，日について、このような減算処理を行ない、クラ
ッタを除去し、ターゲットだけを検出できるようにして
いる。

たとえばフーリエ変換出力記憶装置２川こ記憶されてい
るフーリエ変換値の振幅が第４図のように与えられたと
すればｒ＝ｒ，，ｋ＝０（ドツプラ周波数が０）では、
仏【１）（ｏ”ニーべ２１ 肌＝‐‐‐‐‐仏笹‐１）
肋〒，Ａ（〜曝し鮒Ｆｒｌ ｒ『ｌｒニＴ・ となる。

これからｈ；１からｈ＝日までの領域におけるｋ＝０の
ときのフーリエ変換信号振幅の平均値Ｖｏは、Ｖ。＝貴
ｂ隼．ＩＡｒ（当て．（〇）１＝Ｂとなる。したがって
、領域ｈ＝１，２・・…・，日における上述の減算処理
の結果は、い（１｝肌‐ｖ。

式，凶２’（ｏルｖ何′，．…、公的側−仇：。「ニｒ
ｌ ｒ『ー ｒ『
ーとなり、固定自信号（ｋ＝０）は消去される。第５図
を参照すると、第４図に示したフーリエ変換出力をクラ
ッタ除去回路２１で処理して得た出力信号が示されてい
る。本図にはｋ＝０ではｈ＝１，２，・，．．，．，日
のすべての領域で，Ａ風（〇），Ｆ一ｒｌ一Ｖｏ，は○
となることが明らかにされている。

第４図においてｋ＝６ではターゲット４と移動クラッ夕
が同一のドップラ周波数を有する。この場合には、ＩＡ
■ｌ二ＩＡ（６）ｌ＝−．．．．．，ぷａ鰭，ゴく一嵐
直）「ニコー ｒ『 ｌ ｒ
『ー・ぶａ＋を：・ゞがち，．，，．．＝！Ａ（％，ゴ
，ｒ＝ｒ１ ｒ二ｒ１ ｒ：て１
１Ａ■ａ）（６），＝。

十ターゲット４の振幅ｒニニｒ１ーＡ他‐物：ーＡ他〜
’にＣ ｒニｒｌ ｒニｒｌ となるから、章ｈ里，ＩＡｒ竺ｒ■１ミ。

＝Ｖ４（平均値〉とすると、，Ａ位ａ）（卸−Ｖ４＝タ
ーゲット４の．ｒニニｒ１ｈミｈａでは，Ａ（ｈ）（６
），−Ｖ４＝ｏとなるｏｒニニて１この様子は第５図に
示され、ｋ＝６のときｈ＝ｈａでターゲット信号が得ら
れ、ｈ≠ｈａではクラッタが除去されることがわかる。

ｋ＝２およびｋ＝５について同様なクラッタ処理がなさ
れ結局クラッタ除去回路の出力としては第５図に示すも
の力乳得られる。第５図において、 Ｖｋ：吉農．ーＡ竺Ｋー，ｋ＝ｏ，１．２・…‐‐・Ｎ
−１でるを以上、説明したことからわかるようにターゲ
ットとクラツタが同じドプラ情報をもつ場合でもクラッ
タを除去しターゲットを検出することができる。

以上、クラッタ除去回路２１では式‘７｝で表わされる
信号処理が行なわれ、クラッタを除去しターゲットを検
出できることを説明した。第６図を参照すると、クラッ
タ除去回路２１の詳細ブロック図が示されている。

Ｈ−１個の遅延素子１０１，１０２，・・・・・・１０
（Ｈ−１）のそれぞれはＮ個のデータをフーリエ変換す
るのに要する時間に等しい遅延時間をもつ。フーリエ変
換出力記憶装置２０でデータのフーリエ変換出力は第３
図のように記憶される。いまフーリエ変換出力記憶装置
２ｏから振幅データ，Ａ‘１’■，，，ｒ−−ｒｌＡ■
＆’ー，‐‐‐‐‐‐，ーＡ（Ｍ‐１やｌ，ーＡ舷Ｌ）
ーが順ｒニｒ１ ｒニ：ｒ
ｌ ｒ！＝ｒｌ序よく読み出されてクラ
ツ夕除去回路２１の入力端子３０‘こ加えられたとする
と遅延素子１０１の出力は，Ａ‘１１＆），，，。

２の出力は，Ａ■他ー，「：ｒ・
Ｆｒｌ（Ｒ‐１ものよ化な１０
（Ｈ−１）の出力はＩＡ ｒニニｒ１ る。

これらは加算器３２の入力となりＨ個の振幅値の総和琴
，Ａ伍｝岬ーを作り、さらに乗算職ｎ：ｌ ｒ−
−ｒｌ３でこの総和に１／日を乗じて、Ｈ個の振幅の平
均古書．ＩＡ宅≧＄１１を得る。

遅延素子２０１，２０２，‐‐‐‐‐‐２０日はそれぞ
れ乗算台ｈ室．ＩＡ側＆１ｒニニｒ１ｌを計算する時間
に等しい遅延時間をもつ。

減算器３０１，３０２，……３０日は、ｈ＝１，２，・
・…・日の各領域におけるフーリエ変換値の振幅からＨ
個のフーリエ変換値の振幅の平均を減ずる回‘１１豚あ
る。

減算器３０１の出力‘まＩＡ＆１ｌ−吉日
Ｆｒｌ の２ ，
Ａ側＆），，減算器３ｏ２の出力はーＡｋ｝ｈ＝ｌ
ｒ；ｒｌ，古
ｈ葦．Ｆ３風ｋ）ｌ，減算器３０日の出力は、ｌｒ一一
ｒ１Ａ風位），−台ｈ暑．ＩＡ伍｝岬ｌとなる。

式７｝においＦｒｌ ｒニｒｌて
はしンジゲートｒ＝ｒ，で固定されているものとしてｈ
をｈ＝１，２，……，ｈａ−１，ｈａ，ｈａ＋１，……
，Ｈ−１，日のように変化させて考えた。

逆に、式‘７｝で方位角領域ｈ＝ｈａで固定してレンジ
ゲートｒをｒ＝１，２，３，……，Ｒ−１，Ｒと変化さ
せるとそれぞれのレンジゲートにおけるクラッタ除去処
理は各周波数について第７図で示されるようになる。こ
のようなクラツタ除去処理をレンジゲートごと周波数ご
とに行なうには第６図に示した回路を、（レンジゲート
数Ｒ）×（周波数区分数Ｎ）＝ＲＮだけ設ける。回路の
複雑化を避け装置の低廉化を図る必要のある場合には各
レンジゲートおよび周波数区分ごとのフーリエ変換振幅
値をフーリエ変換出力記憶装置２０に一時記憶しておき
、これを順に読み出して１つのクラツク除去回路２１へ
加え、時分別処理を行なう。この場合にも平均処理をす
るＨ個のフーリエ変換振幅値を連続してクラッタ除去回
路２１へ加えることは前述のとおりである。この方式で
は一時記憶する時間だけ表示遅れが生じることは不可避
的である。この他、このクラッタ除去回路２１を周波数
区分Ｎだけ或いはレンジゲート数Ｒだけ設けることもで
き、これらの場合は前述の２通りの場合の中間的な構成
であって特に説明を要しない。また、第３−Ａ図ｂの如
く、半径方向の広がりは小さいが方位方向の広がりが大
きいクラツ夕に対して上記処理が有効なことも明らかで
ある。

方位方向処理が第３−Ａ図ａのように方位方向にも半径
方向にも大きく広がったクラッ夕、あるいは同図ｂのよ
うに半径方向の広がりは少ないが、方位方向の広がりが
大きいクラッタ中のターゲット検出に対て有効であるこ
とは、これまで述べた通りであるが、同図ｃやｄに示す
ように半径方向の広がりが小さいクラッ夕中のターゲッ
ト検出に対しては有効でない。すなわち変動するクラッ
タ振幅の平均値を正確に抽出するためには前記日がある
値以上でなければならす、半径方向の広がりが小さいク
ラッタに対しては、３ＡＩＩに示す如く方位方向処理を
行なう方位角範囲が実際のクラッタの広がり３Ａ０８に
比べ大きくなる場合がある。この場合クラッタ振幅の平
均値は実際の値よりも小さくなり、クラッタを十分抑圧
することはできなくなる。｛ｉｉ｝ 半径方向処理 第３一Ａ図ｃの場合には以下に述べる半径方向処理が有
効となる。

この処理では３ＡＩ２に示すような半径方向の範囲につ
いてクラッ夕振幅の平均値を求める。こうすることによ
りクラッ夕振幅の平均値がより正しく得られクラッ夕中
の目標検出が可能となる。半径方向処理ではデータ群ｈ
と周波数パラメ−夕ｋを固定して演算，Ａｒ（竺岬「汗
．卓よ．−★（ｈ）（８）ＭＩＡｒ■ｌを実行すること
によってレンジゲートｒ，に存在するクラッ夕を抑圧し
ターゲットを検出できる。

ただしＭは距離方向で平均されるデ−タ個数であり、偶
数とする。上式の演算は方位角万向処理の演算式｛７ー
の場合と同様であり、やはり第６図に示すものと同様な
構成のクラッタ除去回路２１で行なうことができる。こ
の場合第６図におけるＨ‘こ代えて（Ｍ＋１）となる。
本処理が第３−Ａ図ａのような広がりをもってクラッタ
に対しても有効であることは説明を要しない。

また半径方向処理で述べたと同じ理由で第３一Ａ図ｂの
ように半径方向の広がりの小さいクラッタは本処理では
十分抑圧されない。｛ｉｉｉ｝ 面処理 方位方向に大きく広がるクラッタ中のターゲット検出に
対しては方位方向処理が有効であり、半径方向に大きく
広がるクラッタ中の夕−ゲット検＊出に対しては半径方
向処理が有効であり、方位方向、半径方向の両方向に大
きく広がるクラッタ中のターゲット検出に関しては方位
方向処理、半径方向処理の両者とも有効であることを述
べてきたが、実際のクラッタの中には第３−Ａ図ｃに示
すように方位方向、半径方向とも広がりはそれほど大き
くないが、その両方向についてほぼ均等に広がっている
場合も多く、このようなクラッタ中に存在するターゲッ
ト検出のためには方位方向処理又は半径方向処理だけで
は十分でない。

すなわち、この場合は３ＡＩ３、３ＡＩ４に示すように
方位方向処理及び半径方向処理の何れの場合においても
クラッ夕振幅の平均値を正確に抽出するための範囲は実
際のクラッタの広がりに比べ大きくなり、クラッタ振幅
の平均値を正確に得るこはできなくなる。

第３一Ａ図ｄの場合にクラッタ領域中のクラッタ振幅を
有効にサンプルし、クラッタの平均値をより正確に求め
ターゲット検出性能を上げるためには、以下に述べる面
処理が必要になってくる。

面処理では周波数パラメータｋを固定して演算を実行す
ることによってレンジゲートｒ，，領域ｈ，に存在する
クラッタを抑圧し、ターゲットを検出できる。ただし日
は奇数でありＪはクラッタの広がりに応じて方位方向で
平均されるデータ個数であり偶数であるものとする。又
はＬは距離方向で平均されるデータ個数であり偶数であ
るものとする。上式の演算も第６図の示すものと同様な
構成のクラッタ除去回路２１で行なうことができる。ク
ラッ夕除去回路２１は上記３通りの信号処理のいづれか
を選択して、環境に応じて最も確率の※よいターゲット
検出を行なう。これまでの説明では半径方向処理、面処
理ともターゲットの存在するレンジゲートに対するクラ
ッタ振幅の平均値の中にはターゲット自身の成分も含ま
れていたが、下式に示すように現在注目しているレンジ
ゲートの振幅データを平均値演算に用いないことによっ
てクラッタ振幅の平均値をより正確に求めることができ
ターゲットの検出性能を上げることができる。半径方向
処理 両処理 クラッタ除去回路２１の出力信号は周波数域に配分され
たターゲット信号の絶対値である。

そこでレーダ信号処理を周波数城だけに限って行うとき
はクラツタ除去回路２１の出力の絶対値にしきし、値を
かけその結果を表示してターゲットを検出する。周波数
域でのレーダ信号の処理結果を時間域に戻したいときは
、たとえばクラツタ除去回路２１の出力ａｆ里ｒ，とフ
ーリエ変換出力記憶装置２０分から読み出した位相■ｆ
望ｒ，（Ｋ）を振幅位相結合回路２２に加えて、なる信
号を作る。

この信号を逆フーリエ変換装置２３の入力として逆フー
リエ変換をすれば、時間域の複秦信号を得る。

逆フーリエ変換式は、で与えられる。

本式と式‘１）の比較から明らかなように逆フーリエ変
換の演算は、フーリエ変換における指数部の符号を反対
にしたに過ぎないので、フーリエ変換と同様の装置で行
なうことができる。詳細は前述のフーリエ変換装置に関
するハルパーン他著論文に記載されている。逆フーリエ
変換された信号は二乗回路２４でその絶対値に変換され
る。

絶対値Ｓｆ単ｒ，（ｎＴ）にしきし、値をかけその結果
によってターゲットの有無を判断する。上記における振
幅計算回路１８，位相計算回路１９，振幅位相結合回路
２２および二乗回路２４は、それぞれ■，｛６），（９
｝および（１１）で表わされる計算をする回路であり、
いづれもミニコンピュータ或いはそれぞれの専用計算回
路で構成される。これら専用計算回路は市販のデジタル
ＩＣで容易に設計できる。上述の説明では振幅計算回路
２０の出力をフーリエ変換出力記憶装置２０に一度記憶
した後クラッ夕除去回路２１へ加えているが、記憶する
ことなく直接にクラッタ除去回路２１へ入力しても差支
えない。

記憶回路２０へ一度記憶して方がクラッタ除去回路２１
へ加える信号の選択において自由暖か大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるクラッタ除去レーク装置のブロッ
ク図を示し、１はアンテナ、２は送受切換器、３はパル
ス発生器、４は変調増幅回路、５は周波数混合器、６は
安定化局部発振回路、７は周波数混合器、８は中間周波
数増幅回路、９はコヒーレント発振器、１０，１１は位
相検波器、１２は９００位相推移器、１３，１５はＡ−
Ｄ変換器、１４は同相成記憶装置、１６は直交成分記憶
装置、１７はフーリエ変換装置、１８は振幅計算回路、
１９は位相計算回路、２０はフーリエ変換出力記憶装置
、２１はクラッタ除去回路、２２は振幅位相結合回路、
２３は逆フーリエ変換装置、２４は二乗回路である。 第２図はしーダのＮスィーブ後に同相成分記憶装置１４
と直交成分記憶装置１６のそれぞれに記憶されているデ
ータで構成される各レンジゲートに対するＮ個の複素デ
ータをあらわす。第３図は、フーリエ変換装置１７の出
力が絶対道成分と位相成分とに分けられてフーリエ変換
出力記憶装置２０に記憶される状態を示す。第３−Ａ図
は本発明の効果を説明するための図を示す。第４図は、
レンジゲートｒ＝ｒ，におけるフーリエ変換信号の振幅
，Ａ風 ＆，１が捜索領域１一ｒｌｈ‘こつれて変化す
ることを示す。 第５図は第４図に示す信号をクラック除去回路で処理し
た後の信号を示す。第６図はクラツタ除去回路２１の詳
細なブロック図である。本図で３０は入力端子、３２は
加算器、３３は乗算器、１０１，１０２、・・・…１０
（Ｈ−１）および２０１，２０２，……２０日は遅延素
子、３０１，３０２，・・・・・・３０日は減算器を示
す。第７図は、第６図に示すクラッタ除去回路２１にお
ける信号処理を説明する。才１図☆２図 才３度０ 才７図 第３‐Ａ函 キら図 キム図 才５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 予め定めた周期で予め定めた時間幅のマイクロ波パ
   ルスを定速回転の空中線を通じて捜索領域に発射する送
   信手段と、この捜索領域に存在する静止物体および移動
   物体からの前記パルス反射成分を前記マイクロ波パルス
   １個分にあたる方位方向単位領域ごとにしかも前記マイ
   クロ波パルスの時間幅に対応するレンジ方向単位領域に
   関するレーダデータの連鎖の形で受信し、そのレーダデ
   ータに含まれるドツプラ位相を検波し前記連鎖の形で発
   生する受信手段とを含むレーダ信号アナログ処理部と、
   前記受信手段の出力をデイジタル信号に変換する手段と
   、この変換手段の出力を、前記ドツプラ位相に基づき予
   め定めた複数のドツプラ周波数成分ごとに区分する手段
   と、この区分手段の出力を前記マイクロ波パルスの繰返
   し周期間隔で蓄積するバツフアメモリと、このメモリか
   ら読み出した方位方向およびレンジ方向に２次元的に広
   がつた領域を構成する、それぞれが前記方位およびレン
   ジ単位領域で大きさが規定される複数のセルについての
   前記区分手段により得られるドツプラ周波数成分毎の平
   均値を求める手段と、前記２次元的に広がつた領域のう
   ち予め定めたセルについて得られる所定のドツプラ周波
   数成分と、この所定のドツプラ周波数成分に対応する前
   記平均値との間で減算又は除算処理を行う手段とを備え
   て成ることを特徴とするクラツタ除去レーダ装置。