JPS6349193B2 - - Google Patents
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- JPS6349193B2 JPS6349193B2 JP53010015A JP1001578A JPS6349193B2 JP S6349193 B2 JPS6349193 B2 JP S6349193B2 JP 53010015 A JP53010015 A JP 53010015A JP 1001578 A JP1001578 A JP 1001578A JP S6349193 B2 JPS6349193 B2 JP S6349193B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/53—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on a single spectral line and associated with one or more range gates with a phase detector or a frequency mixer to extract the Doppler information, e.g. pulse Doppler radar
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は移動目標を的確に抽出するレーダ受
信信号処理装置の改良に関する。
信信号処理装置の改良に関する。
従来、パルスドプラレーダにより移動目標を検
出するには、まず一旦移動目標検出装置MTIに
よりクラツタを除去し、次にフーリエ変換装置に
より周波数軸上で信号を処理することによつて残
留クラツタを分離することが行われている。
出するには、まず一旦移動目標検出装置MTIに
よりクラツタを除去し、次にフーリエ変換装置に
より周波数軸上で信号を処理することによつて残
留クラツタを分離することが行われている。
ところが、このような従来のレーダは、レーダ
から等距離をなす円周に添うように飛行する移動
目標物からはドプラ信号が得られないため、移動
目標であつてもMTIですでに消去され、移動目
標として検出されない欠点がある。また同時に、
目標のいわゆるレーダからの視線方向の速度がゆ
るやかで、例えば気象クラツタやチヤフ等の移動
速度と重なつた場合も目標のみを抽出することは
困難であつた。
から等距離をなす円周に添うように飛行する移動
目標物からはドプラ信号が得られないため、移動
目標であつてもMTIですでに消去され、移動目
標として検出されない欠点がある。また同時に、
目標のいわゆるレーダからの視線方向の速度がゆ
るやかで、例えば気象クラツタやチヤフ等の移動
速度と重なつた場合も目標のみを抽出することは
困難であつた。
そこで、この発明は上記のような従来の装置の
欠点を改良するもので、仮に視線方向のドプラ信
号が得られない場合でも、方位方向に移動して得
られる各パルスごとの信号成分に変化があること
を利用して、的確に真の移動目標を検出すること
を目的とする。
欠点を改良するもので、仮に視線方向のドプラ信
号が得られない場合でも、方位方向に移動して得
られる各パルスごとの信号成分に変化があること
を利用して、的確に真の移動目標を検出すること
を目的とする。
以下、第１図乃至第２図を参照し、本発明装置
の一実施例を詳細に説明する。
の一実施例を詳細に説明する。
第１図は本発明によるレーダ受信信号処理装置
の一実施例を示す構成図である。
の一実施例を示す構成図である。
即ち、レーダの安定化局部発振器１からの信号
とコヒーレント発振器２とは、周波数混合器３で
混合された後、トリガパルス発生器４からの送信
トリガパルスによつて変調増幅器５で変調増幅さ
れ、送受切換器６、アンテナ７を介して空間に放
射される。目標からのレーダ反射信号はアンテナ
７、送受切換器６を介して受信された後、周波数
変換器８にて前記安定化局部発振器１からの信号
と混合され、周波数変換されて分岐回路９に供給
される。分岐回路９で分岐された周波数変換器８
からの信号は、第１および第２の位相検波器１
０，１１にそれぞれ供給される。
とコヒーレント発振器２とは、周波数混合器３で
混合された後、トリガパルス発生器４からの送信
トリガパルスによつて変調増幅器５で変調増幅さ
れ、送受切換器６、アンテナ７を介して空間に放
射される。目標からのレーダ反射信号はアンテナ
７、送受切換器６を介して受信された後、周波数
変換器８にて前記安定化局部発振器１からの信号
と混合され、周波数変換されて分岐回路９に供給
される。分岐回路９で分岐された周波数変換器８
からの信号は、第１および第２の位相検波器１
０，１１にそれぞれ供給される。
一方、前記コヒーレント発振器２からの信号の
うち、１つは例えば90度ハイブリツト回路からな
る90度ハイブリツト移相回路１２を介して第１の
位相検波器１０に供給され、直交成分の検波出力
信号を得る。また同じく、コヒーレント発振器２
からの信号のうち、他方は直接第２の位相検波器
１１に供給され、同相成分の検波出力信号を得
る。つまり、この第１、第２の各位相検波器１
０，１１からの検波出力信号はそれぞれ同相成
分、直交成分のいわゆる複素信号が得られること
になる。
うち、１つは例えば90度ハイブリツト回路からな
る90度ハイブリツト移相回路１２を介して第１の
位相検波器１０に供給され、直交成分の検波出力
信号を得る。また同じく、コヒーレント発振器２
からの信号のうち、他方は直接第２の位相検波器
１１に供給され、同相成分の検波出力信号を得
る。つまり、この第１、第２の各位相検波器１
０，１１からの検波出力信号はそれぞれ同相成
分、直交成分のいわゆる複素信号が得られること
になる。
このようにして得られた直交同相成分はそれぞ
れ第１、第２のアナログデジタルAD変換器１
３，１４に供給されてデジタル信号に変換された
後、それぞれ第１、第２の記憶器１５，１６に供
給される。
れ第１、第２のアナログデジタルAD変換器１
３，１４に供給されてデジタル信号に変換された
後、それぞれ第１、第２の記憶器１５，１６に供
給される。
ところで、通常の捜索レーダにおいては、方位
方向に一定速度でビーム回転走査し、その間一定
繰返し周期Ｔの送信パルス信号を送出するもので
ある。いま、少なくともＮ（複数）回の送信パル
ス信号に対応する目標反射デジタル信号が各記憶
器１５，１６に記憶できるとする。
方向に一定速度でビーム回転走査し、その間一定
繰返し周期Ｔの送信パルス信号を送出するもので
ある。いま、少なくともＮ（複数）回の送信パル
ス信号に対応する目標反射デジタル信号が各記憶
器１５，１６に記憶できるとする。
そこで、各第１、第２の記憶器１５，１６から
の信号はそれぞれ演算回路１７に供給され、同一
距離にあつて、方位を少しづつ異にする信号相互
間の相関関係を演算する。この演算回路１７での
演算は、以下説明するように、まず第一には時系
列データから得た自己相関関数をフーリエ変換す
れば電力スペクトルが得られるという、いわゆる
ウインナーヒンチン（Wiener―Khintchine）の
定理を利用することにある。また、第二には予め
受信複素信号の自己相関関数を演算することにあ
る。これは、一般にクラツタ信号により得られる
その電力スペクトルはガウス曲線を示すのに対
し、移動目標からの反射信号の電力スペクトルは
余弦関数曲線を示すことを利用して、予め演算し
て得られたクラツタの自己相関関数成分を受信複
素信号の自己相関関数から減算し、これによつて
移動目標からの反射信号（目標信号）のみを検出
するためである。
の信号はそれぞれ演算回路１７に供給され、同一
距離にあつて、方位を少しづつ異にする信号相互
間の相関関係を演算する。この演算回路１７での
演算は、以下説明するように、まず第一には時系
列データから得た自己相関関数をフーリエ変換す
れば電力スペクトルが得られるという、いわゆる
ウインナーヒンチン（Wiener―Khintchine）の
定理を利用することにある。また、第二には予め
受信複素信号の自己相関関数を演算することにあ
る。これは、一般にクラツタ信号により得られる
その電力スペクトルはガウス曲線を示すのに対
し、移動目標からの反射信号の電力スペクトルは
余弦関数曲線を示すことを利用して、予め演算し
て得られたクラツタの自己相関関数成分を受信複
素信号の自己相関関数から減算し、これによつて
移動目標からの反射信号（目標信号）のみを検出
するためである。
このことを以下詳細に説明する。
いま、レーダから等距離にあつて、順次方位方
向の異なるＮ個の受信信号をＸ（nT）とし、これ
らの受信信号の複素自己相関関数をベクトルＲ
（nT）とすれば次式で表される。
向の異なるＮ個の受信信号をＸ（nT）とし、これ
らの受信信号の複素自己相関関数をベクトルＲ
（nT）とすれば次式で表される。
Ｒ（nT）＝N-1
〓i=0
Ｘ（iT）X*（iT＋nT） …(1)
（但し、ｎ＝０，１，２，…，Ｎ
Ｘ（iT）：複素受信信号
X*（iT）：共役複素数
Ｔ：送信パルス繰返し周期）
このような自己相関関数については、例えばデ
イジタル信号処理（和昭50年11月10日 社団法人
電子通信学会発行）第64頁にも記載され（但し
正規化されたもの）、また導出過程についても同
書第38頁乃至第43頁に記載されている。
イジタル信号処理（和昭50年11月10日 社団法人
電子通信学会発行）第64頁にも記載され（但し
正規化されたもの）、また導出過程についても同
書第38頁乃至第43頁に記載されている。
ところで、受信信号にはクラツタと目標信号と
が含まれているので、いま、クラツタの複素自己
相関関数をベクトルRC（nT）とし、他方目標信
号の複素自己相関関数をベクトルRS（nT）とすれ
ば、受信電力はこれらの和の二乗に比例する。そ
こで、クラツタと目標信号との共分散はほぼ零と
見なすことができるので、目標信号とクラツタと
が重畳した場合の複素自己相関関数のベクトル
RS+C（nT）＝Ｒ（nT）は次式のように表わすこと
ができる。
が含まれているので、いま、クラツタの複素自己
相関関数をベクトルRC（nT）とし、他方目標信
号の複素自己相関関数をベクトルRS（nT）とすれ
ば、受信電力はこれらの和の二乗に比例する。そ
こで、クラツタと目標信号との共分散はほぼ零と
見なすことができるので、目標信号とクラツタと
が重畳した場合の複素自己相関関数のベクトル
RS+C（nT）＝Ｒ（nT）は次式のように表わすこと
ができる。
Ｒ（nT）＝RS（nT）＋RC（nT） …(2)
他方、一般にクラツタは空間的に広範囲に分布
するものであつて、その統計的性質は、距離方向
及び方位方向ともほぼ同じであつて、時間的変動
も緩やかである。
するものであつて、その統計的性質は、距離方向
及び方位方向ともほぼ同じであつて、時間的変動
も緩やかである。
クラツタの自己相関関数を演算する場合、クラ
ツタサンプルは有限個で演算されていることか
ら、信号がないときのクラツタ電力RC（０）に推
定誤差を生じる。しかし、通常Ｓ（信号電力）と
Ｃ（クラツタ電力）の比は非常に小さいので、ク
ラツタ信号が重畳しても電力としてはクラツタ電
力にほぼ等しく、 ｜RS+C（０）｜＝｜RC（０）｜ であるといえる。
ツタサンプルは有限個で演算されていることか
ら、信号がないときのクラツタ電力RC（０）に推
定誤差を生じる。しかし、通常Ｓ（信号電力）と
Ｃ（クラツタ電力）の比は非常に小さいので、ク
ラツタ信号が重畳しても電力としてはクラツタ電
力にほぼ等しく、 ｜RS+C（０）｜＝｜RC（０）｜ であるといえる。
そこで、演算回路１７における受信信号の相関
演算に際しては、正規化相関として演算し、次の
減算器１８でクラツタ相関発生器１９からのクラ
ツタの正規化相関関数を減算すれば、有限個によ
るクラツタ相関推定値とのバイアス誤差はなくな
り、クラツタの統計的性質にのみ依存することに
なる。これを数式で示すと、信号相関関数のベク
トルρS（nT）は正規化相関受信信号から正規化相
関クラツタ信号ρC（nT）＝RC（nT）／｜RC（０）｜を
減算して 得られるから、次式のようになる。
演算に際しては、正規化相関として演算し、次の
減算器１８でクラツタ相関発生器１９からのクラ
ツタの正規化相関関数を減算すれば、有限個によ
るクラツタ相関推定値とのバイアス誤差はなくな
り、クラツタの統計的性質にのみ依存することに
なる。これを数式で示すと、信号相関関数のベク
トルρS（nT）は正規化相関受信信号から正規化相
関クラツタ信号ρC（nT）＝RC（nT）／｜RC（０）｜を
減算して 得られるから、次式のようになる。
ρS（nT）＝RS（nT）＋RC（nT）／｜RS+C（０）｜−R
C（nT）／｜RC（０）｜ ＝RS（nT）＋RC（nT）／｜RC（０）｜−RC（nT）／｜RC
（０）｜ ＝RS（nT）／｜RC（０）｜ …(3) 実際のハードウエアの構成においては、割算よ
りも掛算の方が容易であるから、クラツタ正規化
相関推定値に受信入力の相関値｜RS+C（０）｜を掛
けて減算処理を実行すればよい。すなわち、(3)式
に受信入力の相関値RS+C（０）をかけると、 ρS（nT）Ｒ（０） ＝Ｒ（nT）−ρC（nT）Ｒ（０） …(4) （∵RS+C（０）＝RC（０）＝Ｒ（０） RC（nT）／｜RC（０）｜＝ρC（nT）） RS（nT）＋RC（nT）＝Ｒ（nT）となり、この減算
処理を行うようにする。
C（nT）／｜RC（０）｜ ＝RS（nT）＋RC（nT）／｜RC（０）｜−RC（nT）／｜RC
（０）｜ ＝RS（nT）／｜RC（０）｜ …(3) 実際のハードウエアの構成においては、割算よ
りも掛算の方が容易であるから、クラツタ正規化
相関推定値に受信入力の相関値｜RS+C（０）｜を掛
けて減算処理を実行すればよい。すなわち、(3)式
に受信入力の相関値RS+C（０）をかけると、 ρS（nT）Ｒ（０） ＝Ｒ（nT）−ρC（nT）Ｒ（０） …(4) （∵RS+C（０）＝RC（０）＝Ｒ（０） RC（nT）／｜RC（０）｜＝ρC（nT）） RS（nT）＋RC（nT）＝Ｒ（nT）となり、この減算
処理を行うようにする。
この模様を第２図に図示する。なお、ここでは
説明の便宜上、複素信号のうち実数部のみについ
て説明する。
説明の便宜上、複素信号のうち実数部のみについ
て説明する。
一般にクラツタはその変動がランダムであり、
それはガウス分布則に従う。したがつて、クラツ
タの自己相関関数RC（nT）はｎ＝０でピークを
とり、ｎが増加するに連れて漸減する第２図ａに
示すようなガウス曲線特性となる。また、移動目
標のドプラ信号は周期関数であるから、これの自
己相関関数は第２図ｂに示すような余弦関数特性
となる。このような関係については、例えば雑音
解折（昭和47年12月15日 朝倉書店発行）第75頁
乃至第80頁にも記載されている。
それはガウス分布則に従う。したがつて、クラツ
タの自己相関関数RC（nT）はｎ＝０でピークを
とり、ｎが増加するに連れて漸減する第２図ａに
示すようなガウス曲線特性となる。また、移動目
標のドプラ信号は周期関数であるから、これの自
己相関関数は第２図ｂに示すような余弦関数特性
となる。このような関係については、例えば雑音
解折（昭和47年12月15日 朝倉書店発行）第75頁
乃至第80頁にも記載されている。
したがつて、目標信号とクラツタが重畳する場
合は第２図ｃのように両信号が重畳した相関関数
として表される。したがつて、クラツタ相関発生
器１９において予め演算されたクラツタ自己相関
関数を受信入力の自己相関関数から減算すれば、
第２図ｄに示すように目標信号のみの自己相関関
数が得られる。第２図ｄに示す信号の自己相関関
数の周期は入力ドプラ信号と同一である。
合は第２図ｃのように両信号が重畳した相関関数
として表される。したがつて、クラツタ相関発生
器１９において予め演算されたクラツタ自己相関
関数を受信入力の自己相関関数から減算すれば、
第２図ｄに示すように目標信号のみの自己相関関
数が得られる。第２図ｄに示す信号の自己相関関
数の周期は入力ドプラ信号と同一である。
演算回路１７は受信データを複素数信号とし
て、すなわち例えば第１の記憶器１５から実数部
に相当する第１のデータを導入しかつ第２の記憶
部１６から虚数部に相当する第２のデータを導入
して、(1)式で示される受信信号の相関関数を導出
するものである。すなわち、この演算回路１７は
第１、第２のデータを記憶する記憶器と、この記
憶器から対応するデータを読み出して(1)式のΣ記
号の中の演算を行う演算器と、この演算器の演算
結果の和をとる加算器とで構成され、受信信号の
相関関数Ｒ（０），Ｒ（Ｔ），Ｒ（2T），…，Ｒ
（NT）を出力する。
て、すなわち例えば第１の記憶器１５から実数部
に相当する第１のデータを導入しかつ第２の記憶
部１６から虚数部に相当する第２のデータを導入
して、(1)式で示される受信信号の相関関数を導出
するものである。すなわち、この演算回路１７は
第１、第２のデータを記憶する記憶器と、この記
憶器から対応するデータを読み出して(1)式のΣ記
号の中の演算を行う演算器と、この演算器の演算
結果の和をとる加算器とで構成され、受信信号の
相関関数Ｒ（０），Ｒ（Ｔ），Ｒ（2T），…，Ｒ
（NT）を出力する。
また、クラツタ相関発生器１９は、例えば予め
Ｎスイープで得られる正規化相関関数を ρC j+1（nT） とすると、順次スイープ方向で得られる相関関数
の平均として ρC（nT）＝１／ｎo 〓k=1 ρC j+k（nT） （但し、０＜ρC＜１） …(5) を求める。
Ｎスイープで得られる正規化相関関数を ρC j+1（nT） とすると、順次スイープ方向で得られる相関関数
の平均として ρC（nT）＝１／ｎo 〓k=1 ρC j+k（nT） （但し、０＜ρC＜１） …(5) を求める。
すなわち、このクラツタ相関発生器１９はＮス
イープで得られたデータでクラツタに関する(1)式
と同様な関数値をスイープごとに導出し、かつ(5)
式のように平均化を行なつて得られるρC（nT）を
導出するものであるが、これは予め統計的に得ら
れているクラツタデータを基にρC（nT）を演算し
ておき、この演算結果ρC（０），ρC（Ｔ），…，ρC
（NT）をテーブル化して記憶する記憶器で構成
される。
イープで得られたデータでクラツタに関する(1)式
と同様な関数値をスイープごとに導出し、かつ(5)
式のように平均化を行なつて得られるρC（nT）を
導出するものであるが、これは予め統計的に得ら
れているクラツタデータを基にρC（nT）を演算し
ておき、この演算結果ρC（０），ρC（Ｔ），…，ρC
（NT）をテーブル化して記憶する記憶器で構成
される。
また、演算器１８は(4)式の目標信号のみの相関
値を導出するもので、掛算器と減算器で構成さ
れ、演算回路１７の出力信号とクラツタ相関発生
器１９の出力信号を導入し、掛算器で ρC（nT）Ｒ（０） の掛算を行つてクラツタの相関値を求めた後、減
算器で Ｒ（nT）′−ρC（nT）Ｒ（０） の減算を行ない、目標信号のみの相関値を導出す
る。
値を導出するもので、掛算器と減算器で構成さ
れ、演算回路１７の出力信号とクラツタ相関発生
器１９の出力信号を導入し、掛算器で ρC（nT）Ｒ（０） の掛算を行つてクラツタの相関値を求めた後、減
算器で Ｒ（nT）′−ρC（nT）Ｒ（０） の減算を行ない、目標信号のみの相関値を導出す
る。
次に、データの有限長の影響によるフーリエ変
換フイルタのサイドロープ抑圧のため、重み付け
データ発生器２０の出力と第３図に示すように前
記減算器１８の出力とを掛算器２１により重み付
け処理してフーリエ変換器２２に供給し、真の目
標信号のみを抽出する。なお、データの有限長を
考えない場合には演算器１８の出力を直接フーリ
エ変換器２２に供給してもよい。
換フイルタのサイドロープ抑圧のため、重み付け
データ発生器２０の出力と第３図に示すように前
記減算器１８の出力とを掛算器２１により重み付
け処理してフーリエ変換器２２に供給し、真の目
標信号のみを抽出する。なお、データの有限長を
考えない場合には演算器１８の出力を直接フーリ
エ変換器２２に供給してもよい。
このように本発明によれば、レーダの視線方向
速度がそれぞれ零であるクラツタと目標が重畳す
る場合は勿論のこと、目標の視線方向速度とクラ
ツタ移動速度が同一である場合でも、これらの電
力スペクトルの持つ性質の差異に着目したことに
より、確実に真の移動目標を検出することがで
き、また受信レベルの変動の影響を受け難く、実
用上の効果は大である。
速度がそれぞれ零であるクラツタと目標が重畳す
る場合は勿論のこと、目標の視線方向速度とクラ
ツタ移動速度が同一である場合でも、これらの電
力スペクトルの持つ性質の差異に着目したことに
より、確実に真の移動目標を検出することがで
き、また受信レベルの変動の影響を受け難く、実
用上の効果は大である。
第１図は本発明によるレーダ受信信号処理装置
の一実施例を示す構成略図、第２図及び第３図は
それぞれ第１図に示す装置の動作を説明する波形
図である。 ９…分岐回路、１０，１１…第１、第２の位相
検波器、１３，１４…第１、第２のAD変換器、
１５，１６…第１、第２の記憶器、１７…演算回
路、２２…フーリエ変換器。
の一実施例を示す構成略図、第２図及び第３図は
それぞれ第１図に示す装置の動作を説明する波形
図である。 ９…分岐回路、１０，１１…第１、第２の位相
検波器、１３，１４…第１、第２のAD変換器、
１５，１６…第１、第２の記憶器、１７…演算回
路、２２…フーリエ変換器。
Claims (1)
- １ 受信した目標からのレーダ反射信号を分岐す
る分岐回路と、この分岐回路からの信号を導入し
送信信号とこの送信信号を90゜移相した信号とに
よつてそれぞれ位相検波する２つの位相検波器
と、この２つの位相検波器からの信号をそれぞれ
導入しデジタル信号に変換する２つのアナログデ
ジタル変換器と、この２つのアナログデジタル変
換器の各出力が供給され複数の送信パルス信号に
対応して得られた受信信号データをそれぞれ順次
記憶する記憶器と、この記憶器でそれぞれ記憶さ
れた信号のうち同一距離で方位が互いに異なる複
数の受信信号が供給されこの受信信号の複素自己
相関関数信号を導出する演算回路と、予めクラツ
タの複素自己相関関数信号を導出するクラツタ相
関導出手段と、前記受信信号の複素自己相関関数
信号から前記クラツタの複素自己相関関数信号を
減算する減算器と、この減算器からの複素自己相
関関数信号を直接または重み付け処理したのち導
入しフーリエ変換するフーリエ変換器とを具備す
るレーダ受信信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1001578A JPS54103690A (en) | 1978-02-01 | 1978-02-01 | Radar receiving signal processor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1001578A JPS54103690A (en) | 1978-02-01 | 1978-02-01 | Radar receiving signal processor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54103690A JPS54103690A (en) | 1979-08-15 |
| JPS6349193B2 true JPS6349193B2 (ja) | 1988-10-03 |
Family
ID=11738558
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1001578A Granted JPS54103690A (en) | 1978-02-01 | 1978-02-01 | Radar receiving signal processor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54103690A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0522764Y2 (ja) * | 1988-12-29 | 1993-06-11 | ||
| RU2628907C1 (ru) * | 2016-10-13 | 2017-08-22 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" | Вычислитель для компенсации помех |
| RU2634191C1 (ru) * | 2016-11-21 | 2017-10-24 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" | Вычислитель для режекции помех |
| RU2634190C1 (ru) * | 2016-11-21 | 2017-10-24 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" | Вычислитель для подавления помех |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8101111A (nl) * | 1981-03-09 | 1982-10-01 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Impulsradarapparaat. |
| JP6103951B2 (ja) * | 2013-01-22 | 2017-03-29 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置およびレーダ信号受信方法 |
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| RU185009U1 (ru) * | 2018-05-07 | 2018-11-16 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" | Вычислитель-режектор пассивных помех |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51129193A (en) * | 1975-04-03 | 1976-11-10 | Nec Corp | Anticlutter radar device |
| US4035799A (en) * | 1975-11-04 | 1977-07-12 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Digital mean clutter doppler compensation system |
| JPS52117594A (en) * | 1976-03-29 | 1977-10-03 | Nec Corp | Moving object display radar unit |
-
1978
- 1978-02-01 JP JP1001578A patent/JPS54103690A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54103690A (en) | 1979-08-15 |
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