JP2014003888A - コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】小型のトランスを用いたフライバックコンバータ及びフォワードコンバータを提供する。
【解決手段】コンバータは、一次コイルＮｐと二次コイルＮｓとを有するトランスＴ１と、一次コイルＮｐと直列接続される第１スイッチ素子Ｑ１と、第１スイッチ素子Ｑ１を制御するための制御回路Ｉｃと、制御回路Ｉｃに電力を供給するための第１整流素子Ｄ１と、を備え、制御回路ＩｃのグラウンドＧｎｄと第１整流素子Ｄ１とは、互いに異なる箇所で一次コイルＮｐに接続されている。コンバータの小型化と製造コストの低減が達成される。
【選択図】図１

Description

本発明はコンバータに関するものであり、特にフライバックコンバータ及びフォワードコンバータにおけるトランスの小型化に関する。

近年、例えば通信機器等の電源として、小型のコンバータが多用されている。図１２は、従来のフライバックコンバータの概略構成を示すものである。図１２のような従来のコンバータ１Ｈは、入力端Ｖｉｎと、入力コンデンサＣ１と、一次コイルＮｐと二次コイルＮｓとを有するトランスＴ１と、平滑化コンデンサＣ２と、スイッチ素子Ｑ１と、前記スイッチ素子Ｑ１を制御するための制御回路ｌｃと、一次コイルがオフした時、前記制御回路に給電する補助コイルＮｂと、制御回路Ｉｃに電力を供給するための第１整流素子（ダイオード）Ｄ１と、出力端Ｖｏｕｔに電力を供給するための第２整流素子（ダイオード）Ｄ２と、を備える。

特許文献なし

以下、図１２〜１５を用いてコンバータ１Ｈの動作を説明する。

まず、コンバータ１Ｈにおいてスイッチ素子Ｑ１のオン期間には、トランスＴ１の一次側に、入力端Ｖｉｎから、図１３に示す電流Ｉｐが流れる。このとき、第１整流素子Ｄ１と第２整流素子Ｄ２とが逆方向バイアスされる。この期間には、一次コイルＮｐに対し、コンデンサＣ１の両端の電圧と等しい電圧が印加され、一次コイルＮｐに電流Ｉｐが流れて、トランスＴ１にエネルギーが蓄積される。

次に、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間には、第１整流素子Ｄ１と第２整流素子Ｄ２とが順方向バイアスされ、トランスＴ１の二次側に図１４に示す電流Ｉｓが流れ、補助コイルＮｂに電流Ｉｂが流れる。この期間中に、二次コイルＮｓを介して出力端Ｖｏｕｔにエネルギーが供給され、さらに、補助コイルＮｂを介して制御回路にエネルギーが供給される。

図１５は、一次コイルＮｐに印加される電圧Ｖ_Ｎｐ、一次コイルＮｐに流れる電流Ｉｐ、二次コイルＮｓを通して出力端Ｖｏｕｔに供給される出力電流Ｉｓ、及び補助コイルＮｂを通して制御回路に供給される制御回路供給電流Ｉｂを示す波形図である。図１５において、Ｔｏｎはスイッチ素子Ｑ１のオン期間を示し、Ｔｏｆｆはスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を示す。スイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎにおいて、一次コイルＮｐに電圧Ｖ_Ｎｐが印加され、一次コイルＮｐに流れる電流Ｉｐが徐々に上昇する。スイッチ素子Ｑ１がオフにされる時点で、二次コイルの誘起電圧による出力電流Ｉｓ、及び補助コイルの誘起電圧による制御回路供給電流Ｉｂが流れ、その後、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆ中に、出力電流Ｉｓ、制御回路供給電流Ｉｂが徐々に減っていく。コンデンサＣｂが完全に充電されると、制御回路供給電流Ｉｂの変動が停止する。点線は電流連続モードの場合を示す波形であり、実線は電流不連続モードを示す波形である。スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、トランスＴ１に蓄積されたエネルギーが、制御回路および出力端に供給される。

このような従来のコンバータにおいては、補助巻き線を設置する必要があるため、製造コストが増大し、トランスのサイズが大きくなるという問題があった。また、補助巻き線の設置のためにメインコイルのためのスペースが制限されるとの問題もあった。更に、補助巻き線は、エネルギーの転送に寄与しないため、スペースが無駄に使用されていた。

本発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、その目的は、コンバータの小型化且つ低価格化を図ることにある。本発明では、コンバータに補助巻き線を設けず、少なくとも一次コイルの一部が補助巻き線として機能するコンバータを提供するものである。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明のコンバータは、一次コイルと二次コイルとを有するトランスと、前記一次コイルと直列接続される第１スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子を制御するための制御回路と、前記制御回路に電力を供給するための第１整流素子と、を備え、前記制御回路のグラウンドと前記第１整流素子とは、互いに異なる箇所で前記一次コイルに接続されていることを特徴とする。

また、前記コンバータにおいて、第１整流素子と一次コイルは、第１スイッチ素子がオフしたときに第１整流素子に電流が流れるように接続されていることを特徴とする。

また、前記コンバータにおいて、前記コンバータはフライバックコンバータ又はフォワードコンバータであることを特徴とする。

また、前記コンバータにおいて、制御回路の給電端とグラウンドとの間に、コンデンサが接続されていることを特徴とする。

また、前記コンバータにおいて、一次コイルが、複数に分割されていることを特徴とする。

また、前記コンバータにおいて、制御回路の給電端とグラウンドとの間に、一次コイルが接続されていることを特徴とする。

また、前記コンバータにおいて、前記制御回路のグラウンドが、直接又は第１抵抗を介して前記第１スイッチ素子に接続されていることを特徴とする。

また、前記コンバータにおいて、前記一次コイルは、一次コイル第一部と一次コイル第二部とに分割され、前記第１スイッチ素子が前記一次コイル第一部と前記一次コイル第二部との間に挿入されることを特徴とする。

また、前記コンバータにおいて、前記一次コイルは、一次コイル第一部と一次コイル第二部と一次コイル第三部とに分割され、前記一次コイルには第２抵抗に直列接続され、前記第２抵抗には第２スイッチ素子が並列に接続され、前記一次コイル第三部が、前記第１の整流素子とは異なる整流素子を介して前記第２スイッチ素子を駆動する駆動回路に接続されていることを特徴とする。

本発明のコンバータによれば、コンバータの小型化と製造コストの低減を達成することができる。

図１は、本発明の第１の実施形態のコンバータ１Ａを示す図である。 図２は、図１に示すコンバータ１Ａの第１スイッチ素子Ｑ１がオンの時の等価回路図である。 図３は、図１に示すコンバータ１Ａの第１スイッチ素子Ｑ１がオフの時の等価回路図である。 図４は、図１に示すコンバータ１Ａにおける合計電圧Ｖ（Ｎｐ１＋Ｎｐ２）、電流Ｉｐ、出力電流Ｉｓ、及び制御回路供給電流Ｉｎｐ２を示す波形図である。 図５は、本発明の第２の実施形態のコンバータ１Ｂを示す図である。 図６は、本発明の第３の実施形態のコンバータ１Ｃを示す図である。 図７は、図６に示すコンバータ１Ｃの詳細構成図である。 図８は、本発明の第４の実施形態のコンバータ１Ｄを示す図である。 図９は、本発明の第５の実施形態のコンバータ１Ｅを示す図である。 図１０は、本発明の第６の実施形態のコンバータ１Ｆを示す図である。 図１１は、本発明の第７の実施形態のコンバータ１Ｇを示す図である。 図１２は、従来技術であるコンバータ１Ｈを示す図である。 図１３は、図１２に示すコンバータ１Ｈの第１スイッチ素子Ｑ１がオンの時の等価回路図である。 図１４は、図１２に示すコンバータ１Ｈの第１スイッチ素子Ｑ１がオフの時の等価回路図である。 図１５は、図１２に示すコンバータ１Ｈにおける電圧Ｖ_Ｎｐ、電流Ｉｐ、出力電流Ｉｓ、及び制御回路供給電流Ｉｂを示す波形図である。

以下において、添付の図面を参照し、本発明の実施の形態を説明する。

［第１の実施形態］
図１は、本発明のコンバータの第１の実施形態を示す図である。図１に示すコンバータ１Ａは、フライバックコンバータであり、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２と二次コイルＮｓとの巻き線方向が逆になっている。コンバータ１Ａは、入力コンデンサＣ１と、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２と二次コイルＮｓとを有するトランスＴ１と、コンデンサＣ２と、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２と直列接続される第１スイッチ素子Ｑ１と、第１スイッチ素子Ｑ１を制御するための制御回路Ｉｃと、制御回路Ｉｃに電力を供給するための第１整流素子（ダイオード）Ｄ１と、出力端Ｖｏｕｔに電力を供給するための第２整流素子（ダイオード）Ｄ２と、を備える。制御回路ＩｃのグラウンドＧｎｄと第１整流素子Ｄ１とは、互いに異なる箇所で一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２に接続されている。また、制御回路Ｉｃの給電端ＶＣＣとグラウンドＧｎｄとの間に、コンデンサＣｎｐ２が接続されている。制御回路Ｉｃは、第１スイッチ素子Ｑ１を所定のデューティ比でオン／オフさせるためのチップなどにより構成される。図１に示す構成例では、一次コイルがコイルＮｐ１（一次コイル第一部）とコイルＮｐ２（一次コイル第二部）とに分割されているが、場合によって、コイルＮｐ１の巻き数がゼロであってもよい。この場合、コイルＮｐ２のみが一次コイルとして機能する。

以下、図１〜４を用いてコンバータ１Ａの動作を説明する。

まず、スイッチ素子Ｑ１（第１スイッチ素子）のオン期間Ｔｏｎには、トランスの一次側に図２に示す電流Ｉｐが流れる。このとき、第１整流素子Ｄ１と第２整流素子Ｄ２とが逆方向バイアスされる。この期間に、コイルＮｐ１及びコイルＮｐ２に、コンデンサＣ１の両端の電圧と等しい電圧が印加され、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２に電流Ｉｐが流れて、トランスＴ１にエネルギーが蓄積される。また、コンデンサＣ２に蓄えられていたエネルギーが出力端Ｖｏｕｔに供給される。

次に、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆには、第１整流素子Ｄ１と第２整流素子Ｄ２とが順方向バイアスされ、トランスの二次側に図３に示す電流Ｉｓが流れ、コイルＮｐ２に電流Ｉｎｐ２が流れる。この期間には、二次コイルＮｓを介して出力端Ｖｏｕｔにエネルギーが供給され、且つ、コンデンサＣ２が充電される。さらに、コイルＮｐ２を介して、スイッチ素子Ｑ１を制御する制御回路Ｉｃにエネルギーが供給され、且つ、コンデンサＣｎｐ２が充電される。

図４は、本実施の形態に係るコンバータ１Ａにおいて、コイルＮｐ１及びコイルＮｐ２に印加される合計電圧Ｖ（Ｎｐ１＋Ｎｐ２）、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２に流れる電流Ｉｐ、二次コイルＮｓを通して出力端Ｖｏｕｔに供給される出力電流Ｉｓ、及びコイルＮｐ２を介して制御回路ｌｃに供給される制御回路供給電流Ｉｎｐ２を示す波形図である。図４において、Ｔｏｎはスイッチ素子Ｑ１のオン期間を示し、Ｔｏｆｆはスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を示す。スイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎにおいて、直列接続されたコイルＮｐ１及びコイルＮｐ２に印加される合計電圧Ｖ（Ｎｐ１＋Ｎｐ２）はハイレベルとなり、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２に流れる電流Ｉｐが徐々に上昇する。スイッチ素子Ｑ１がオフにされる時点で、二次コイルの誘起電圧による出力電流Ｉｓ、及び補助コイルの誘起電圧による制御回路供給電流Ｉｎｐ２が流れ、その後、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆ中に、出力電流Ｉｓ、及び制御回路供給電流Ｉｎｐ２が徐々に減っていく。コンデンサＣｎｐ２が完全に充電されると、制御回路供給電流Ｉｎｐ２の変動が停止される。点線は電流連続モードの場合を示す波形であり、実線は電流不連続モードを示す波形であり、本実施の形態に係るコンバータでは、いずれのモードも使用可能である。スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆ中に、トランスＴ１に蓄積されたエネルギーが、制御回路Ｉｃおよび出力端Ｖｏｕｔに供給される。

第１の実施形態のコンバータ１Ａでは、制御回路Ｉｃに電力を供給するための補助巻き線を設けず、一次コイルの一部であるコイルＮｐ２により、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆに、制御回路ｌｃに電力を供給する。また、スイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎには、オフ期間Ｔｏｆｆに充電されたコンデンサＣｎｐ２により、制御回路Ｉｃに電力が供給される。そのため、補助巻き線を設置しなくても、制御回路Ｉｃを常に動作させることができる。これにより、コンバータの小型化と製造コストの低減が達成される。

［第２の実施形態］
図５は、本発明のコンバータの第２の実施形態を示す図である。第２の実施形態に係るコンバータ１Ｂは、コンデンサＣｎｐ２（図示せず）が制御回路Ｉｃに集積されている点で、第１の実施形態に係るコンバータ１Ａと主に相違している。

図５に示すコンバータ１Ｂは、フライバックコンバータである。コンバータ１Ｂは、入力コンデンサＣ１と、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２と二次コイルＮｓとを有するトランスＴ１と、コンデンサＣ２と、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２と直列接続される第１スイッチ素子Ｑ１と、第１スイッチ素子Ｑ１を制御するための制御回路Ｉｃと、制御回路Ｉｃに電力を供給するための第１整流素子Ｄ１と、出力端Ｖｏｕｔに電力を供給するための第２整流素子Ｄ２と、を備える。本実施の形態では、制御回路Ｉｃとして、チップ内に大容量コンデンサを内蔵するものが使用されている。この大容量コンデンサは、第１の実施形態におけるコンデンサＣｎｐ２と同じ機能を果たす。また、制御回路ＩｃのグラウンドＧｎｄと前記第１整流素子Ｄ１とは、互いに異なる箇所で一次コイルに接続されている。

第２の実施形態のコンバータ１Ｂの動作は、第１の実施形態のコンバータ１Ａと同様であるため、ここでの説明を省略する。

第２の実施形態のコンバータ１Ｂによれば、第１の実施形態のコンバータ１Ａと同様に、スイッチ素子を正常に制御するとともに、コンバータ１Ｂの小型化と製造コストの低減を達成することができる。

［第３の実施形態］
図６は、本発明のコンバータの第３の実施形態を示す図である。第３の実施形態に係るコンバータ１Ｃは、制御回路ＩｃのグラウンドＧｎｄが、第１抵抗Ｒｓｅｎｓｅを介してスイッチ素子Ｑ１に接続されている点で、第１の実施形態に係るコンバータ１Ａと主に相違している。

図６に示すコンバータ１Ｃは、第１の実施形態のコンバータ１Ａの構成に加え、スイッチ素子Ｑ１とコイルＮｐ２との間に、第１抵抗Ｒｓｅｎｓｅを設けている。第１抵抗Ｒｓｅｎｓｅは、一次コイルに流す電流の急変を検知するための抵抗である。

図７は制御回路Ｉｃの接続構成を示す回路図である。図７に示す通り、第１抵抗Ｒｓｅｎｓｅの両端は、制御回路Ｉｃに接続されている。制御回路Ｉｃは、第１抵抗Ｒｓｅｎｓｅの両端の電圧を検知し、該電圧が急上昇した場合、例えばスイッチ素子Ｑ１をオフするように制御して、一次コイルにおける過電流を防ぐ。また、制御回路Ｉｃは、出力端の抵抗Ｒｓ１と抵抗Ｒｓ２との接続部の電圧を検出し、検出した電圧値をフォトカプラを介して、制御回路Ｉｃに転送する。制御回路Ｉｃは、検出電圧が目標電圧と一致するように、スイッチ素子Ｑ１をオン／オフするデューティ比を制御する。そのようにして、制御回路Ｉｃは、出力電圧を安定させるよう制御している。また、制御回路Ｉｃは、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆ中に、コイルＮｐ２に流れる電流から電力を供給される。スイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎには、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆに充電されたコンデンサＣｎｐ２から、制御回路Ｉｃに電力が供給される。

第３の実施形態のコンバータ１Ｃによれば、第１の実施形態のコンバータ１Ａと同様に、スイッチ素子を正常に制御するとともに、コンバータ１Ｃの小型化及び製造コストの低減を達成し、かつ、一次コイル中に流れる過電流を防ぐことができる。

［第４の実施形態］
図８は、本発明のコンバータの第４の実施形態を示す図である。第４の実施形態に係るコンバータ１Ｄは、スイッチ素子Ｑ１、一次コイルの第二部分Ｎｐ２及び一次コイルの第一部分Ｎｐ１が、この順番で接続されている点で、第１の実施形態に係るコンバータ１Ａと主に相違している。

本発明の第４の実施形態に係るコンバータ１Ｄでは、一次コイルがコイルＮｐ１（一次コイル第一部）とコイルＮｐ２（一次コイル第二部）とに分割されているが、場合により、コイルＮｐ１の巻き数がゼロであってもよい。この場合、一次コイル第二部Ｎｐ２のみが、一次コイルとして機能する。

第１整流素子Ｄ１は、コイルＮｐ２とコイルＮｐ１との接続部に接続される。スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆに、第１整流素子Ｄ１が順方向バイアスされ、コイルＮｐ２に誘起電圧による電流Ｉｎｐ２が流れる。

第４の実施形態に係るコンバータ１Ｄでは、これまでの実施の形態に加えて、更に、トランスのピンを一つ節約することができ、更なる省スペース化が図られる。また、第４の実施形態に係るコンバータ１Ｄは、スイッチ素子を正常に制御するとともに、コンバータ１Ｄの小型化及び製造コストの低減を達成することができる。

［第５の実施形態］
図９は、本発明のコンバータの第５の実施形態を示す図である。第５の実施形態に係るコンバータ１Ｅは、制御回路ＩｃのグラウンドＧｎｄが、第１抵抗Ｒｓｅｎｓｅを介してスイッチ素子Ｑ１に接続されている点で、第４の実施形態に係るコンバータ１Ｄと主に相違している。

図９に示すコンバータ１Ｅは、第４の実施形態のコンバータ１Ｄの構成に加え、スイッチ素子Ｑ１とコイルＮｐ２との間に、第１抵抗Ｒｓｅｎｓｅを設けている。第１抵抗Ｒｓｅｎｓｅは、一次コイルに流れる電流の急変を検知するための抵抗である。

第５の実施形態における制御回路Ｉｃの具体的な構成は、図７に示す制御回路Ｉｃと同様な構成でもよく、ほかの公知の構成でもよい。

第５の実施形態のコンバータ１Ｅによれば、第３の実施形態のコンバータ１Ｃと同様に、スイッチ素子を正常に制御するとともに、コンバータ１Ｅの小型化及び製造コストの低減を達成し、かつ、一次コイル中に流れる過電流を防ぐことができる。

［第６の実施形態］
図１０は、本発明のコンバータの第６の実施形態を示す図である。第６の実施形態に係るコンバータ１Ｆは、フォワードコンバータである点で、第１の実施形態に係るコンバータ１Ａと主に相違している。

図１０に示すコンバータ１Ｆは、第１の実施形態のコンバータ１Ａと比べて、二次コイル側の構成が異なっている。二次コイルＮｓの巻き線方向は、第１の実施形態のコンバータ１Ａの二次コイルの巻き線方向と逆転されており、一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２と二次コイルＮｓとの巻き線方向は同じである。また、二次コイル側は、第二整流素子Ｄ２、第三整流素子Ｄ３、インダクタＬｓ、コンデンサＣ２によって構成されている。

スイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎに、第二整流素子Ｄ２は順方向バイアスされ、トランスの二次側に電流Ｉｓが流れる。この期間に、二次コイルＮｓを介して出力端にエネルギーが供給される。また、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆには、第二整流素子Ｄ２が逆方向バイアスされ、コンデンサＣ２及びインダクタＬｓに蓄えられていたエネルギーが出力端に供給される。

第６の実施形態のコンバータ１Ｆによれば、第１の実施形態のコンバータ１Ａと同様に、スイッチ素子を正常に制御するとともに、コンバータ１Ｆの小型化及び製造コストの低減を達成することができる。

また、フォワードコンバータである第６の実施形態のコンバータ１Ｆの二次側の構成を、上記第２〜５の実施形態に応用することにより、対応するフォワードコンバータを構成することができる。本発明は、ローパワーのフライバックコンバータに応用した場合に、効率向上の効果がより良く発揮されるものではあるが、上記のように構成したフォワードコンバータでも、上記第２〜５の実施形態に係るフライバックコンバータと同様に、コンバータの小型化及び製造コストの低減を達成することができる。

［第７の実施形態］
図１１は、本発明のコンバータの第７の実施形態を示す図である。第７の実施形態に係るコンバータ１Ｇは、一次コイルはが一次コイル第一部（Ｎｐ１）と一次コイル第二部（Ｎｐ２）と一次コイル第三部（Ｎｐ３）とに分割されている点で、第３の実施形態に係るコンバータ１Ｃと主に相違している。

図１１に示すコンバータ１Ｇは、第３の実施形態のコンバータ１Ｃの構成に加え、一次コイル第三部（Ｎｐ３）と突入電流防止回路ＩＣＬとを備える。具体的に、第３の実施形態のコンバータ１ＣにおけるコイルＮｐ１をさらに分けて、コイルＮｐ１（一次コイル第一部）及びコイルＮｐ３（一次コイル第三部）としている。コイルＮｐ１とコイルＮｐ３との接続部には、第４整流素子Ｄ４が接続されている。突入電流防止回路ＩＣＬは、一次コイルに直列接続された抵抗Ｒ１（第２抵抗）と、抵抗Ｒ１と並列に接続されたスイッチ素子Ｋ１（第２スイッチ素子）と、スイッチ素子Ｋ１を駆動する駆動回路ｄｒｃと、を備える。駆動回路ｄｒｃは、第４整流素子Ｄ４を介して、コイルＮｐ３に接続される。スイッチ素子Ｋ１は、例えばリレー、ＦＥＴ、トランジスタ、サイリスタ、トライアックなどであってよい。

以下、突入電流防止回路ＩＣＬの動作を説明する。
まず、入力コンデンサＣ１が抵抗Ｒ１を介して充電される。

コンデンサＣ１が完全に充電されると、第１スイッチ素子Ｑ１の動作が始まる。

第１スイッチ素子Ｑ１がオンにされると、一次コイル（Ｎｐ３，Ｎｐ１，Ｎｐ２）に電流が流れる。この一度目のオン期間Ｔｏｎについては、スイッチ素子Ｋ１の初期設定がオフであるため、抵抗Ｒ１にも電流が流れる。

次に、第１スイッチ素子Ｑ１がオフにされると、第４整流素子Ｄ４が順方向バイアスされ、第４整流素子Ｄ４に電流が流れて、駆動回路によりスイッチ素子Ｋ１がオンに駆動される。この第１スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、駆動回路はスイッチ素子Ｋ１を駆動するエネルギーを保持している。例えば、駆動回路は、第４整流素子Ｄ４に流れる電流により充電されるコンデンサ（図示せず）を含んでも良い。

次に、第１スイッチ素子Ｑ１が再びオンにされると、上記と同様に、スイッチ素子Ｋ１がオンに保持される。

このような突入電流防止回路において、第１スイッチ素子Ｑ１の動作が止まった場合、駆動回路ｄｒｃは、保持しているエネルギーを使い切った時点で、スイッチ素子Ｋ１をオフにする。

そのため、次回電源が入るときに、スイッチ素子Ｋ１がオフに設定されており、抵抗Ｒ１に電流が流れるため、電源が入るときの突入電流により電気素子が破損するのを防ぐことができる。

第７の実施形態のコンバータ１Ｇによれば、第３の実施形態のコンバータ１Ｃと同様に、スイッチ素子を正常に制御するとともに、コンバータ１Ｇの小型化及び製造コストの低減を達成し、且つ、電源起動の時の突入電流を減少するため、電源が入るときの突入電流によるクライアント側のブレーカーの誤トリガや電気素子の破損を防ぐことができる。

Claims (10)

1. コンバータであって、
   一次コイル（Ｎｐ）と二次コイル（Ｎｓ）とを有するトランスと、
   前記一次コイルと直列接続される第１スイッチ素子（Ｑ１）と、
   前記第１スイッチ素子を制御するための制御回路（Ｉｃ）と、
   前記制御回路（Ｉｃ）に電力を供給するための第１整流素子（Ｄ１）と、
   を備え、
   前記制御回路（Ｉｃ）のグラウンドと前記第１整流素子（Ｄ１）とは、互いに異なる箇所で前記一次コイルに接続されていることを特徴とするコンバータ。
2. 請求項１に記載のコンバータであって、
   前記第１整流素子（Ｄ１）と前記一次コイルは、前記第１スイッチ素子がオフしたときに前記第１整流素子（Ｄ１）に電流が流れるように接続されていることを特徴とするコンバータ。
3. 請求項１に記載のコンバータであって、
   前記コンバータはフライバックコンバータ又はフォワードコンバータであることを特徴とするコンバータ。
4. 請求項１に記載のコンバータであって、
   前記制御回路（Ｉｃ）の給電端（ＶＣＣ）とグラウンドとの間に、コンデンサ（Ｃｎｐ２）が接続されていることを特徴とするコンバータ。
5. 請求項１に記載のコンバータであって、
   前記一次コイルが、複数に分割されていることを特徴とするコンバータ。
6. 請求項１に記載のコンバータであって、
   前記制御回路（Ｉｃ）の給電端（ＶＣＣ）とグラウンドとの間に、前記一次コイルが接続されていることを特徴とするコンバータ。
7. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のコンバータであって、
   前記制御回路（Ｉｃ）のグラウンドが、直接又は第１抵抗（Ｒｓｅｎｓｅ）を介して前記第１スイッチ素子（Ｑ１）に接続されていることを特徴とするコンバータ。
8. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のコンバータであって、
   前記一次コイルは、一次コイル第一部（Ｎｐ１）と一次コイル第二部（Ｎｐ２）とに分割され、
   前記第１スイッチ素子（Ｑ１）が前記一次コイル第一部（Ｎｐ１）と前記一次コイル第二部（Ｎｐ２）との間に挿入されることを特徴とするコンバータ。
9. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のコンバータであって、
   前記一次コイルは、一次コイル第一部（Ｎｐ１）と一次コイル第二部（Ｎｐ２）とに分割され、
   前記第１スイッチ素子（Ｑ１）、前記一次コイル第二部（Ｎｐ２）及び前記一次コイル第一部（Ｎｐ１）がこの順番で接続されることを特徴とするコンバータ。
10. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のコンバータであって、
    前記一次コイルは、一次コイル第一部（Ｎｐ１）と一次コイル第二部（Ｎｐ２）と一次コイル第三部（Ｎｐ３）とに分割され、
    前記一次コイルには第２抵抗（Ｒ１）に直列接続され、
    前記第２抵抗（Ｒ１）には第２スイッチ素子（Ｋ１）が並列に接続され、
    前記一次コイル第三部（Ｎｐ３）が、前記第１の整流素子とは異なる整流素子（Ｄ４）を介して前記第２スイッチ素子（Ｋ１）を駆動する駆動回路（ｄｒｃ）に接続されていることを特徴とするコンバータ。

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