JP2013255363A

JP2013255363A - 起動回路および電源装置

Info

Publication number: JP2013255363A
Application number: JP2012130042A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Oka; 俊幸岡
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2012-06-07
Filing date: 2012-06-07
Publication date: 2013-12-19

Abstract

【課題】安全性を確保した起動回路を実現する。
【解決手段】起動回路１３０は、制御回路１５０にソースが接続されたトランジスタＱ１と、コレクタがトランジスタＱ１のゲートに接続されており、補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタＱ２と、電源装置１０の電源ラインとトランジスタＱ１のドレインとの間に接続されており、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタＰＴＣ１とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置を起動するための起動回路に関するものであり、特に、起動回路の構成を保護するための技術に関する。

スイッチング電源装置、特にＬＥＤ照明用の電源装置は、省スペース化、および、待機時の省エネルギー化が求められる。更に、スイッチング電源装置は、交流電源投入後にすばやく起動すること（例えば、起動時間が１秒以内）が要求される。

このようなスイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン、オフを制御するための制御回路と、交流電源の入力ラインから制御回路に電源を供給して、電源装置を起動するための起動回路とを備えている。

特許文献１には、制御回路を含む制御部への印加電圧がスイッチング動作を開始するオン電圧を下から上に超えたときに、制御部への起動電流の供給を停止する起動回路が記載されている。起動回路に備えられた保護回路が保護動作に入り、制御部への印加電圧が再起動電圧まで低下したとき、当該起動回路は、その電源端子電圧をオン電圧未満に定電圧化している。

特開２００７−８９２８３号公報（２００７年４月５日公開）

しかしながら、上述のような従来技術は、トランジスタＱ２の発振を間欠状態にしたとき、特定の抵抗素子についての発熱や電力損失が発生してしまう可能性がある。

これについて、図８を参照して説明する。図８は、従来技術に係る電源装置８０の構成を示した回路図である。図８に示すように、電源装置８０は、起動回路８３０、トランスＴ１、および、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２からの電圧を整流および平滑化するダイオードＤ２およびコンデンサＣ３を備えている。

起動回路８３０は、温度ヒューズＴＦ１、起動抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、ダイオードＤ１、ツエナーダイオードＺＤ１、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ２を備えている。図８において、トランジスタＱ１は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタＱ２は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。

交流電源投入時、ブリッジダイオードＤＢ１から出力された整流平滑電圧は、温度ヒューズＴＦ１、起動抵抗Ｒ１およびトランジスタＱ１を経て、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する。なお、説明の便宜上、図８においては、ＩＣ１５１のＶＣＣ端子、ＯＵＴ端子、ＧＮＤ端子およびＣＯＭ端子の接続のみを図示している。

また、交流電源投入時、整流平滑電圧は、抵抗Ｒ２を経て、トランジスタＱ１のゲートに入力する。これにより、トランジスタＱ１がオンになり、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に電圧が供給される。これにより、電源装置８０が動作する。

そして、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２に誘起した電圧は、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ３によって整流および平滑化されて、抵抗Ｒ３を経てトランジスタＱ２のベースに入力する。これにより、トランジスタＱ２はオンになり、トランジスタＱ１のゲートソース間をショートする。したがって、トランジスタＱ１は、遮断される。

尚、ツエナーダイオードＺＤ１は、トランジスタＱ１のゲートに定格以上の電圧が加わるのを防ぐものである。また、ダイオードＤ１は、トランジスタＱ２がオン時に、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２による補助電源電流がコレクタエミッタ間に流れるのを防ぐものである。

電源装置８０の起動時間は、起動抵抗Ｒ１と、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に接続されている電解コンデンサ（コンデンサＣ４）の時定数とで決まる。制御ＩＣ１５１の特性によると、電解コンデンサ（コンデンサＣ４）の静電容量は１００μＦ程度必要になる。電解コンデンサ（コンデンサＣ４）の時定数を１秒とすると起動抵抗Ｒ１は、１０ｋΩとなる。ブリッジダイオードＤＢ１から出力された整流平滑電圧が２４０Ｖであるとすると、起動抵抗Ｒ１の損失は、５．７Ｗとなる。よって、起動回路８３０は、常時、オンにさせることができない。

そのため、上記のように電源装置８０が動作を開始するまでは、起動回路８３０から制御ＩＣ１５１へ電源電圧を供給する。そして、電源装置８０が動作を開始したのちは、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２から制御ＩＣ１５１へ電源電圧が供給されると同時に、起動回路８３０が遮断する。これにより、電源装置８０は、起動抵抗Ｒ１の損失を防いでいる。

しかし、近年では、エコロジー化を重視し、省エネを意識した製品を各企業が目指している。そのため、起動回路８３０の負荷が軽くなる待機状態において、電源装置８０は、トランジスタＱ２に対し、間欠発振を起こした状態（間欠状態）にし、当該トランジスタＱ２のスイッチング損失を低減している。

ここで、トランジスタＱ２の間欠発振の発振停止時の期間について説明する。図８のように、トランスＴ１の二次巻線Ｎ３側に接続されたシャントレギュレータＩＣ２０には、シャントレギュレータＩＣ２０のゲインおよび位相の調整を行う定数を決定するためのコンデンサＣ２１および抵抗Ｒ２４が接続されている。上記定数にはばらつきがあり、トランジスタＱ２の間欠発振の発振停止時の期間は、このばらつきによって変動する。

間欠発振の発振停止時の期間（発振停止期間）が延びてしまうと、当該期間中に、コンデンサＣ３およびＣ４の電荷が抜けてしまう。そのため、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する電圧が低下する。当該電圧がある値（例えば、９Ｖ）以下になると、制御ＩＣ１５１は、電源電圧低下時の回路誤動作を防止するため、低電圧誤動作防止回路が作動し、動作を停止する（低電圧保護動作状態）。

制御ＩＣ１５１が動作（発振）を停止すると、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２からの誘起電圧が無くなり、トランジスタＱ２がオフ、トランジスタＱ１がオンになる。この状況では、起動抵抗Ｒ１に電流が繰り返し流れることになり、消費電流の増加のみならず、起動抵抗Ｒ１に想定以上の熱が生じる懸念がある。

この対策のため、温度ヒューズＴＦ１を接続しているものの、当然ながら、温度ヒューズが切れると温度ヒューズの交換または電源そのものを交換する必要があり、効率的ではない。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、その主な目的は、トランジスタの間欠発振を起こす等の電源装置を起動するための起動回路の負荷を軽くするために必要な構成を備えた場合でも、当該起動回路のエネルギー損失を低減することができる起動回路を実現することにある。

上記の課題を解決するために、本発明の起動回路は、直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、コレクタが前記電界効果トランジスタのゲートに接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗とを備え、前記第１抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタにより構成されていることを特徴としている。

上記構成によれば、上記トランジスタが間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、オフになり、上記電界効果トランジスタがオンになったとき、電源装置の電源ラインと電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗の温度が上昇する。第１抵抗は、ＰＴＣサーミスタによって構成されているため、温度上昇に伴い抵抗値が上昇する。そのため、当該第１抵抗の温度上昇は、ある一定の値になる。これにより、第１抵抗の過度な温度上昇を防ぐことができる。したがって、トランジスタがオフになった場合であっても、当該起動回路のエネルギー損失を低減することができる。

また、このようなＰＴＣサーミスタを起動回路に用いることにより、温度上昇を防ぐための回路を別個に設ける場合に比べ、安価で省スペースな起動回路を実現することができる。

また、本発明における起動回路は、前記電源装置の起動時間を調整するための起動調整抵抗であって、前記第１抵抗に直列に接続された起動調整抵抗を更に備えていることが好ましい。

上記構成によれば、起動調整抵抗は、ＰＴＣサーミスタの損失を軽減することができる。

上記の課題を解決するために、本発明の起動回路は、直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのゲートにコレクタが接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗と、前記電源装置の電源ラインと、前記電界効果トランジスタのゲートとの間に接続されている第２抵抗と、前記電界効果トランジスタのゲート−ソース間に接続されている第３抵抗と、を備え、前記第２抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタにより構成されており、かつ前記第１抵抗に接触されていることを特徴としている。

上記構成によれば、上記トランジスタが間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、オフになり、上記電界効果トランジスタがオンになったとき、電源装置の電源ラインと電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗の温度が上昇する。第２抵抗は、第１抵抗に接触しているため、第２抵抗の温度も上昇する。第２抵抗は、ＰＴＣサーミスタによって構成されているため、温度上昇に伴い抵抗値が上昇する。これにより、電界効果トランジスタがオフになり、第１抵抗に電流が流れず、第１抵抗の温度が低下する。これにより、第１抵抗の過度な温度上昇を防ぐことができる。したがって、当該起動回路のエネルギー損失を低減することができる。

上記の課題を解決するために、本発明の起動回路は、直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのゲートにコレクタが接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗と、前記電源装置の電源ラインと、前記電界効果トランジスタのゲートとの間に接続されている第２抵抗と、前記電界効果トランジスタのゲート−ソース間に接続されている第３抵抗と、を備え、前記第３抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が下降するＮＴＣサーミスタにより構成されており、かつ前記第１抵抗に接触されていることを特徴としている。

上記構成によれば、上記トランジスタが間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、オフになり、上記電界効果トランジスタがオンになったとき、電源装置の電源ラインと電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗の温度が上昇する。第３抵抗は、第１抵抗に接触しているため、第３抵抗の温度も上昇する。第３抵抗は、ＮＴＣサーミスタによって構成されているため、温度上昇に伴い抵抗値が下降する。これにより、電界効果トランジスタがオフになり、第１抵抗に電流が流れず、第１抵抗の温度が低下する。これにより、第１抵抗の過度な温度上昇を防ぐことができる。したがって、トランジスタがオフになった場合であっても、当該起動回路のエネルギー損失を低減することができる。

また、このようなＮＴＣサーミスタを起動回路に用いることにより、温度上昇を防ぐための回路を別個に設ける場合に比べ、安価で省スペースな起動回路を実現することができる。

また、上記起動回路を備えた電源装置も本発明の範疇に含まれる。

本発明の起動回路は、直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、コレクタが前記電界効果トランジスタのゲートに接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗とを備え、前記第１抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタにより構成されていることを特徴としている。

また、本発明の起動回路は、直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのゲートにコレクタが接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗と、前記電源装置の電源ラインと、前記電界効果トランジスタのゲートとの間に接続されている第２抵抗と、前記電界効果トランジスタのゲート−ソース間に接続されている第３抵抗と、を備え、前記第２抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタにより構成されており、かつ前記第１抵抗に接触されていることを特徴としている。

また、本発明の起動回路は、直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのゲートにコレクタが接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗と、前記電源装置の電源ラインと、前記電界効果トランジスタのゲートとの間に接続されている第２抵抗と、前記電界効果トランジスタのゲート−ソース間に接続されている第３抵抗と、を備え、前記第３抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が下降するＮＴＣサーミスタにより構成されており、かつ前記第１抵抗に接触されていることを特徴としている。

したがって、上記トランジスタがオフになった場合であっても、当該起動回路のエネルギー損失を低減することができる。

実施形態１に係る電源装置の一構成例を示した回路図である。電源装置の一構成例を示したブロック図である。実施形態１に係る電源装置の他の構成例を示した回路図である。ＰＴＣサーミスタの抵抗特性を示した図である。実施形態２に係る電源装置の一構成例を示した回路図である。実施形態３に係る電源装置の一構成例を示した回路図である。ＮＴＣサーミスタの抵抗特性を示した図である。従来技術に係る電源装置の構成を示した回路図である。

〔実施形態１〕
以下、本発明の実施形態１について、図１〜４を参照して説明を行う。

（電源装置１０の概要）
まず、図２を参照して、電源装置１０の構成の概要について説明する。図２は、電源装置１０の一構成例を示したブロック図である。図２に示すように、電源装置１０は、ラインフィルタ１１０、整流平滑部１２０、起動回路１３０、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１４０、制御回路（制御部）１５０、フォトカプラ１６０、電圧検出部１７０、２次側整流部１８０、トランス（電源トランス）Ｔ１、交流電源入力端子Ｐ１、Ｐ２および電源出力端子Ｐ３、Ｐ４を備えている。

交流電源入力端子Ｐ１、Ｐ２には、商用電源（例えば、ＡＣ１００Ｖ）が入力される。ラインフィルタ１１０は、上記商用電源からノイズ（高調波電流）を低減する。ラインフィルタ１１０を通過した交流電圧は、整流平滑部１２０にて整流および平滑化される。整流および平滑化された電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１４０を経て、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に印加される。

トランスＴ１は、共通コアの周りに１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１とは極性が逆方向となる２次巻線Ｎ２と、補助電源用の補助巻線Ｎ３とを備えた構成である。補助巻線Ｎ３は、トランスＴ１において、１次巻線Ｎ１と極性が逆方向となるように形成されている。

一次巻線Ｎ１に印加された電圧は、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を介し、２次側整流部１８０に出力される。２次側整流部１８０は、２次巻線Ｎ２からの出力を整流および平滑化して、電源出力端子Ｐ３、Ｐ４から生成した直流電圧を出力する。電圧検出部１７０は、２次側整流部１８０に出力された電圧を検出し、フォトカプラ１６０を介して制御回路１５０へ制御信号を送信する。

制御回路１５０は、電源装置１０全体を制御している。制御回路１５０には、ＡＣ入力投入時、整流平滑部１２０から出力された電圧が起動回路１３０を経て印加される。電源装置１０が動作してトランスＴ１の補助巻線Ｎ３から補助電源により、制御回路１５０に対して電圧が印加されるようになると、起動回路１３０は制御回路１５０への電圧の印加を遮断（停止）する。

（起動回路１３０の構成）
次に、電源装置１０が備える起動回路１３０の構成について図１を参照して具体的に説明する。図１は、本実施形態における電源装置１０の一構成例を示した回路図である。

図１に示すように、起動回路１３０は、ＰＴＣ（ＰｏｓｉｔｉｖｅＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）サーミスタ（第１抵抗）ＰＴＣ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、ダイオードＤ１、ツエナーダイオードＺＤ１、トランジスタ（電界効果トランジスタ）Ｑ１およびトランジスタＱ２を備えている。

図１において、トランジスタＱ１は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタＱ２は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。なお、トランジスタＱ１は、これに限定されず、例えば、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、トランジスタＱ２は、これに限定されず、例えば、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタであってもよい。

また、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するサーミスタである。図４にＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の抵抗特性を示す。図４は、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の抵抗特性を示した図である。図４において、横軸は温度を示し、縦軸は抵抗特性（Ω）を示す。図４に示すように、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、室温付近（例えば、２５度前後）において、ほぼ平坦な抵抗特性を有しており、ある一定の温度を超えると対数的に抵抗値が上昇するような抵抗特性を有している。

トランジスタＱ１は、ソースが制御回路１５０の制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に接続している。また、トランジスタＱ１は、ゲートがトランジスタＱ２のコレクタに接続しており、ドレインがＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の一端に接続している。

ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、ブリッジダイオードＤＢ１とトランジスタＱ１のドレインとの間に接続されている。また、抵抗Ｒ２は、ブリッジダイオードＤＢ１とトランジスタＱ１のゲートとの間に接続されている。

ダイオードＤ１およびツエナーダイオードＺＤ１は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に接続されている。ツエナーダイオードＺＤ１は、トランジスタＱ１のゲートに定格以上の電圧が加わるのを防ぐものである。また、ダイオードＤ１は、トランジスタＱ２がオン時に、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２による補助電源電流がコレクタエミッタ間に流れるのを防ぐものである。図１に示すように、トランジスタＱ１のゲートには、ブリッジダイオードＤＢ１の出力とソースと間の電圧を、抵抗Ｒ２とダイオードＤ１およびツエナーダイオードＺＤ１とを用いて分圧した電圧が入力する。

抵抗Ｒ３は、トランジスタＱ２のベースと制御回路１５０の制御ＩＣ１５１のＧＮＤとの間に接続され、抵抗Ｒ４は、トランジスタＱ２のエミッタ−ベース間に接続されている。

また、トランジスタＱ２のベースは、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２に接続している。トランスＴ１の補助巻線Ｎ２によって誘起した補助電圧（補助電源）は、制御回路１５０の制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する。

（電源装置１０の動作）
次に、電源装置１０の動作について説明する。商用電源等によって、交流電源が交流電源入力端子Ｐ１、Ｐ２に入力されると、ラインコンデンサＣ１およびチョークコイルＬ１は、電源に含まれるノイズを除去する。その後、ブリッジダイオードＤＢ１から出力された整流平滑電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１４０を経て、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に印加される。

一次巻線Ｎ１に印加された電圧は、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を介し、２次側整流部１８０のダイオードＤ２０および電解コンデンサＣ２０によって、整流および平滑化される。２次側整流部１８０によって、整流および平滑化された電圧は、電源出力端子Ｐ３、Ｐ４から出力される。

また、電源出力端子Ｐ３、Ｐ４から出力される出力電圧は、分圧抵抗Ｒ２２およびＲ２３によって分圧される。シャントレギュレータＩＣ２０は、分圧された電圧が基準電圧より大きくなると、オンになる。そして、フォトカプラ１６０のフォトカプラ発光部ＰＣ２は、フォトカプラ受光部ＰＣ１へ制御信号を送信する。フォトカプラ１６０のフォトカプラ受光部ＰＣ１は、トランスＴ１の２次側回路からフィードバックされる電源装置１０の出力情報に基づいて、制御ＩＣ１５１のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

また、ブリッジダイオードＤＢ１から出力された整流平滑電圧は、起動回路１３０に入力する。起動回路１３０に入力した整流平滑電圧は、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１およびトランジスタＱ１を経由して、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する。なお、説明の便宜上、図１においては、ＩＣ１５１のＶＣＣ端子、ＯＵＴ端子、ＧＮＤ端子およびＣＯＭ端子の接続のみを図示している。

また、整流平滑電圧は、抵抗Ｒ２を経て、トランジスタＱ１のゲートに入力する。これにより、トランジスタＱ１がオンになり、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に電圧が供給される。これにより、電源装置１０が動作する。

そして、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２に誘起した電圧は、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ３によって整流および平滑化されて、抵抗Ｒ３を経てトランジスタＱ２のベースに入力する。これにより、トランジスタＱ２はオンになり、トランジスタＱ１のゲートソース間をショートする。したがって、トランジスタＱ１は、遮断される。このように、トランジスタＱ２は、上記補助電圧に応じて導通および非導通が制御される。

このように、制御回路１５０に対して、補助巻線Ｎ２から誘起された電圧（補助電源）によって電圧（起動電圧）が印加されるため、起動回路１３０は、制御回路１５０への電圧の印加を停止する。

ここで、図１に示すように、トランスＴ１の二次巻線Ｎ３側には、シャントレギュレータＩＣ２０が接続されている。シャントレギュレータＩＣ２０には、シャントレギュレータＩＣ２０のゲインおよび位相の調整を行う定数を決定するためのコンデンサＣ２１および抵抗Ｒ２４が接続されている。上記定数にはばらつきがあり、トランジスタＱ２の間欠発振の発振停止時の期間は、このばらつきによって変動する。

起動回路１３０において、間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、コンデンサＣ３およびＣ４の電荷が抜け、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する電圧が低下すると、制御ＩＣ１５１は、動作を停止する（低電圧保護動作状態）。

制御ＩＣ１５１が動作（発振）を停止すると、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２からの誘起電圧が無くなる。これにより、トランジスタＱ２がオフになり、トランジスタＱ１がオンになる。トランジスタＱ１がオンになると、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１に電流が流れる。ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１に電流が流れることにより、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度は上昇する。

ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、図４に示すような抵抗特性を有しているため、ある温度に到達すると、抵抗値が指数関数的に増加する。抵抗値が増加することにより、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度上昇は、一定の値に収まる。そして、トランジスタＱ１がオフになり、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１に電流が流れなくなると、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度は下降する。これにより、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の抵抗値は、減少する。

このように、本実施形態に係る電源装置１０の起動回路１３０は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタにより構成されたＰＴＣサーミスタＰＴＣ１を備えている。ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、電源装置１０の電源ラインとトランジスタＱ１のドレインとの間に接続されている。

上記構成によれば、トランジスタＱ２が間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、オフになり、トランジスタＱ１がオンになったとき、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、温度上昇に伴い抵抗値が上昇する。抵抗値が上昇することにより、当該ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度上昇は、ある一定の値になる。

このように、本実施形態に係る起動回路１３０は、自己復帰型の加熱保護機能を有する構成であるため、トランジスタＱ２がオフになった場合であっても、起動回路１３０のエネルギー損失を低減することができ、起動回路１３０の安全性を確保することができる。

また、このようなＰＴＣサーミスタＰＴＣ１を起動回路１３０に用いることにより、温度上昇を防ぐための回路を別個に設ける場合に比べ、安価で省スペースな起動回路１３０を実現することができる。

（変形例）
次に、図３を参照して、図１に示した電源装置１０の変形例について説明する。図３は、本実施形態における電源装置の他の構成例を示した回路図である。図３における電源装置３０と図１の電源装置１０との異なる点は、起動回路１３０の代わりに、起動回路１３０のＰＴＣサーミスタＰＴＣ１に直列に抵抗（起動調整抵抗）Ｒ１が接続された起動回路３３０を備えている点である。なお、説明の便宜上、前記図１および図２にて説明した図面と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

抵抗Ｒ１は、電解コンデンサＣ４の時定数を調整するためのものである。これにより、抵抗Ｒ１は、電源装置の起動時間を調整することができる。

また、抵抗Ｒ１は、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１に直列に接続することにより、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の損失を軽減する。

このように、本実施形態に係る電源装置３０は、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１に直列に抵抗Ｒ１が接続された構成であっても、好適に、起動回路３３０の安全性を確保することができる。

〔実施形態２〕
次に、図５を参照して、本発明における実施形態２について説明を行う。本実施形態においては、実施形態１にて説明した起動回路１３０の代わりに起動回路５３０を備えた電源装置５０について説明を行う。図５は、本実施形態における電源装置５０の一構成例を示した回路図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態１にて説明した図面と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

図５に示すように、起動回路５３０は、抵抗（第１抵抗）Ｒ１、ＰＴＣサーミスタ（第２抵抗）ＰＴＣ１、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、抵抗（第３抵抗）Ｒ６、ダイオードＤ１、ツエナーダイオードＺＤ１、トランジスタ（電界効果トランジスタ）Ｑ１およびトランジスタＱ２を備えている。

トランジスタＱ１は、ソースが制御回路１５０の制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に接続している。また、トランジスタＱ１は、ゲートがトランジスタＱ２のコレクタに接続しており、ドレインが抵抗Ｒ１の一端に接続している。

抵抗Ｒ１は、ブリッジダイオードＤＢ１とトランジスタＱ１のドレインとの間に接続されている。また、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、ブリッジダイオードＤＢ１とトランジスタＱ１のゲートとの間に接続されている。ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するサーミスタである。また、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、抵抗Ｒ１に接触している。図５に示す抵抗Ｒ１とＰＴＣサーミスタＰＴＣ１との間の二重線は、抵抗Ｒ１とＰＴＣサーミスタＰＴＣ１とが接触していることを示している。

ダイオードＤ１およびツエナーダイオードＺＤ１は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に接続されている。抵抗Ｒ３は、トランジスタＱ２のベースと制御回路１５０の制御ＩＣ１５１のＧＮＤとの間に接続され、抵抗Ｒ４は、トランジスタＱ２のエミッタ−ベース間に接続されている。また、抵抗Ｒ６は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に接続されている。

（電源装置５０の動作）
次に、電源装置５０の動作について説明する。本実施形態においては、主に、起動回路５３０に関する動作について説明を行う。

ブリッジダイオードＤＢ１から出力された整流平滑電圧は、起動回路５３０に入力する。起動回路５３０に入力した整流平滑電圧は、抵抗Ｒ１およびトランジスタＱ１を経由して、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する。

また、整流平滑電圧は、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１を経て、トランジスタＱ１のゲートに入力する。トランジスタＱ１のゲートは、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１と抵抗Ｒ６とで分圧されている。トランジスタＱ１のゲートに電圧が入力すると、トランジスタＱ１がオンになり、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に電圧が供給される。これにより、電源装置５０が動作する。

このように、制御回路１５０に対して、補助巻線Ｎ２から誘起された電圧（補助電源）によって電圧（起動電圧）が印加されるため、起動回路５３０は、制御回路１５０への電圧の印加を停止する。

制御回路１５０への電圧の印加を停止している間、起動回路５３０は、トランジスタＱ２に対し、間欠発振を起こした状態（間欠状態）にし、当該トランジスタＱ２のスイッチング損失を低減する。起動回路５３０において、間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、コンデンサＣ３およびＣ４の電荷が抜け、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する電圧が低下すると、制御ＩＣ１５１は、動作を停止する（低電圧保護動作状態）。

そして、制御ＩＣ１５１が動作（発振）を停止すると、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２からの誘起電圧が無くなる。これにより、トランジスタＱ２がオフになり、トランジスタＱ１がオンになる。トランジスタＱ１がオンになると、抵抗Ｒ１に電流が流れる。抵抗Ｒ１に電流が流れることにより、抵抗Ｒ１の温度が上昇する。そして、抵抗Ｒ１に接触しているＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度も上昇する。

ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、ある温度に到達すると、抵抗値が指数関数的に増加する。抵抗値が増加することにより、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度上昇は、一定の値に収まる。ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の抵抗値が増加することにより、トランジスタＱ１がオフになり、抵抗Ｒ１に電流が流れなくなると、抵抗Ｒ１の温度は下降する。したがって、抵抗Ｒ１に接触しているＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度も下降する。これにより、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の抵抗値は、減少する。

このように、本実施形態に係る電源装置５０の起動回路５３０は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ６および温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタにより構成されたＰＴＣサーミスタＰＴＣ１を備えている。ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、電源装置１０の電源ラインとトランジスタＱ１のゲートとの間に接続され、抵抗Ｒ１は、電源装置１０の電源ラインとトランジスタＱ１のドレインとの間に接続され、抵抗Ｒ６は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に接続されている。また、ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、抵抗Ｒ１に接触している。

上記構成によれば、トランジスタＱ２が間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、オフになり、トランジスタＱ１がオンになったとき、抵抗Ｒ１の温度が上昇する。これにより、抵抗Ｒ１に接触しているＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度も上昇する。ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１は、温度上昇に伴い抵抗値が上昇する。ＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の抵抗値が増加することにより、トランジスタＱ１がオフになり、抵抗Ｒ１およびＰＴＣサーミスタＰＴＣ１の温度が低下する。これにより、抵抗Ｒ１の過度な温度上昇を防ぐことができる。

このように、本実施形態に係る起動回路５３０は、自己復帰型の加熱保護機能を有する構成であるため、トランジスタＱ２がオフになった場合であっても、起動回路５３０のエネルギー損失を低減することができる。

また、このようなＰＴＣサーミスタＰＴＣ１を起動回路５３０に用いることにより、温度上昇を防ぐための回路を別個に設ける場合に比べ、安価で省スペースな起動回路５３０を実現することができる。

〔実施形態３〕
次に、図６および図７を参照して、本発明における実施形態３について説明を行う。本実施形態においては、実施形態１にて説明した起動回路１３０の代わりに起動回路６３０を備えた電源装置６０について説明を行う。図６は、本実施形態における電源装置６０の一構成例を示した回路図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態１および２にて説明した図面と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

図６に示すように、起動回路６３０は、抵抗（第１抵抗）Ｒ１、抵抗（第２抵抗）Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、ＮＴＣサーミスタ（第３抵抗）ＮＴＣ１、ダイオードＤ１、ツエナーダイオードＺＤ１、トランジスタ（電界効果トランジスタ）Ｑ１およびトランジスタＱ２を備えている。

抵抗Ｒ１は、ブリッジダイオードＤＢ１とトランジスタＱ１のドレインとの間に接続されている。また、抵抗Ｒ２は、ブリッジダイオードＤＢ１とトランジスタＱ１のゲートとの間に接続されている。

ダイオードＤ１およびツエナーダイオードＺＤ１は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に接続されている。抵抗Ｒ３は、トランジスタＱ２のベースと制御回路１５０の制御ＩＣ１５１のＧＮＤとの間に接続され、抵抗Ｒ４は、トランジスタＱ２のエミッタ−ベース間に接続されている。

また、ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に接続されている。ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１は、温度の上昇に伴い抵抗値が下降するサーミスタである。図７にＮＴＣサーミスタＮＴＣ１の抵抗特性を示す。図７は、ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１の抵抗特性を示した図である。図７において、横軸は温度を示し、縦軸は抵抗温度特性を示す。図７に示すように、ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１は、温度の上昇に伴い抵抗値が下降するような抵抗特性を有している。

また、ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１は、抵抗Ｒ１に接触している。図６に示す抵抗Ｒ１とＮＴＣサーミスタＮＴＣ１との間の二重線は、抵抗Ｒ１とＮＴＣサーミスタＮＴＣ１とが接触していることを示している。

（電源装置６０の動作）
次に、電源装置６０の動作について説明する。本実施形態においては、主に、起動回路６３０に関する動作について説明を行う。

ブリッジダイオードＤＢ１から出力された整流平滑電圧は、起動回路６３０に入力する。起動回路６３０に入力した整流平滑電圧は、抵抗Ｒ１およびトランジスタＱ１を経由して、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する。

また、整流平滑電圧は、抵抗Ｒ２を経て、トランジスタＱ１のゲートに入力する。トランジスタＱ１のゲート−ソース間は、抵抗Ｒ２とＮＴＣサーミスタＮＴＣ１とで分圧されている。トランジスタＱ１のゲートに電圧が入力すると、トランジスタＱ１がオンになり、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に電圧が供給される。これにより、電源装置６０が動作する。

このように、制御回路１５０に対して、補助巻線Ｎ２から誘起された電圧（補助電源）によって電圧（起動電圧）が印加されるため、起動回路６３０は、制御回路１５０への電圧の印加を停止する。

起動回路６３０において、間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、コンデンサＣ３およびＣ４の電荷が抜け、制御ＩＣ１５１のＶＣＣ端子に入力する電圧が低下すると、制御ＩＣ１５１は、動作を停止する（低電圧保護動作状態）。

そして、制御ＩＣ１５１が動作（発振）を停止すると、トランスＴ１の補助巻線Ｎ２からの誘起電圧が無くなる。これにより、トランジスタＱ２がオフになり、トランジスタＱ１がオンになる。トランジスタＱ１がオンになると、抵抗Ｒ１に電流が流れる。抵抗Ｒ１に電流が流れることにより、抵抗Ｒ１の温度が上昇する。そして、抵抗Ｒ１に接触しているＮＴＣサーミスタＮＴＣ１の温度も上昇する。

ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１は、温度上昇に伴い、抵抗値が減少する。抵抗値が減少することにより、トランジスタＱ１がオフになり、抵抗Ｒ１に電流が流れなくなると、抵抗Ｒ１の温度は下降する。したがって、抵抗Ｒ１に接触しているＮＴＣサーミスタＮＴＣ１の温度も下降する。これにより、ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１の抵抗値は、増加する。

このように、本実施形態に係る電源装置６０の起動回路６３０は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２および温度の上昇に伴い抵抗値が下降するＮＴＣサーミスタにより構成されたＮＴＣサーミスタＮＴＣ１を備えている。ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に接続されている。抵抗Ｒ１は、電源装置１０の電源ラインとトランジスタＱ１のドレインとの間に接続され、抵抗Ｒ２は、電源装置１０の電源ラインとトランジスタＱ１のゲートとの間に接続されている。また、ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１は、抵抗Ｒ１に接触している。

上記構成によれば、トランジスタＱ２が間欠発振の発振停止時の周期の延び等により、オフになり、トランジスタＱ１がオンになったとき、抵抗Ｒ１の温度が上昇する。これにより、抵抗Ｒ１に接触しているＮＴＣサーミスタＮＴＣ１の温度も上昇する。ＮＴＣサーミスタＮＴＣ１は、温度上昇に伴い抵抗値が下降する。抵抗値が下降することにより、トランジスタＱ１がオフになり、抵抗Ｒ１およびＮＴＣサーミスタＮＴＣ１の温度が低下する。これにより、抵抗Ｒ１の過度な温度上昇を防ぐことができる。

このように、本実施形態に係る起動回路６３０は、自己復帰型の加熱保護機能を有する構成であるため、トランジスタＱ２がオフになった場合であっても、起動回路６３０のエネルギー損失を低減することができる。

また、このようなＮＴＣサーミスタＮＴＣ１を起動回路６３０に用いることにより、温度上昇を防ぐための回路を別個に設ける場合に比べ、安価で省スペースな起動回路６３０を実現することができる。

なお、本発明は以下のように表現することもできる。

（１）商用電源からＬＥＤ等負荷に供給する電流を生成するためにラインフィルタ、整流平滑部、起動回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ部、制御回路、電源トランス、２次側整流部、電圧検出部、および１次―２次間の信号伝達フォトカプラを有する構成よりなる電源装置に使用される、起動用抵抗とそれに接続されたＭＯＳＦＥＴを経由して電源装置の制御回路のＶＣＣに接続され、ＭＯＳＦＥＴのゲートはＡＣ入力を整流した電源とソース間を抵抗とダイオードおよびツエナーダイオードで分圧された電圧が入り、ゲートＧＮＤ間はトランジスタが接続されて、そのトランジスタのベースは電源トランスの補助巻線に誘起した補助電圧に接続されており、起動時は起動抵抗、ＭＯＳＦＥＴ経由でＡＣ入力を整流した電源が制御回路のＶＣＣに入り、電源動作開始後は、電源トランス補助巻線からの補助電源がトランジスタのベースに供給され、このトランジスタがＯＮすることによりＭＯＳＦＥＴを遮断する起動回路において、先の起動抵抗をＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタにすることにより、万一電源動作後もＭＯＳＦＥＴが遮断されない場合でもＰＴＣサーミスタの抵抗値が上昇しないことを特長とする電源起動回路。

（２）上記（１）の電源起動回路において、抵抗とＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタを直列に接続して電源の起動時間を調整することを特徴とした電源起動回路。

（３）上記（１）の電源起動回路において、起動抵抗を通常の抵抗としＭＯＳＦＥＴのゲートソース間に分圧抵抗を入れ、電源側ゲート間の抵抗をＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタにして起動抵抗に接触させて万一電源動作後もＭＯＳＦＥＴが遮断されない場合でもＰＴＣサーミスタの抵抗値が上昇しＭＯＳＦＥＴのゲートソース間電圧が低下してＭＯＳＦＥＴがＯＦＦとなることを特長とする電源起動回路。

（４）上記（３）の電源起動回路において、ＭＯＳＦＥＴのゲートソース間に分圧抵抗をサーミスタにして起動抵抗に接触させて万一電源動作後もＭＯＳＦＥＴが遮断されない場合でもサーミスタの抵抗値が低下しＭＯＳＦＥＴのゲートソース間電圧が低下してＭＯＳＦＥＴがＯＦＦとなることを特長とする電源起動回路。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、電源装置を搭載した電気機器および電子機器に好適に使用することができる。

１０、３０、５０、６０電源装置
１１０ラインフィルタ
１２０整流平滑部
１３０、３３０、５３０、６３０起動回路
１４０ＤＣ−ＤＣコンバータ部
１５０制御回路（制御部）
１５１制御ＩＣ
１６０フォトカプラ
１７０電圧検出部
１８０２次側整流部
Ｔ１トランス
Ｒ１抵抗（起動調整抵抗、第１抵抗）
Ｒ２抵抗（第２抵抗）
Ｒ３抵抗
Ｒ４抵抗
Ｒ６抵抗（第３抵抗）
Ｑ１トランジスタ（電界効果トランジスタ）
Ｑ２トランジスタ
Ｄ１ダイオード
ＺＤ１ツエナーダイオード
ＰＴＣ１ＰＴＣサーミスタ（第１抵抗、第２抵抗）
ＮＴＣ１ＮＴＣサーミスタ（第３抵抗）

Claims

直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、
前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、
コレクタが前記電界効果トランジスタのゲートに接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、
前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗とを備え、
前記第１抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタにより構成されていることを特徴とする起動回路。
前記電源装置の起動時間を調整するための起動調整抵抗であって、前記第１抵抗に直列に接続された起動調整抵抗を更に備えていることを特徴とする請求項１に記載の起動回路。
直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、
前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、
前記電界効果トランジスタのゲートにコレクタが接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、
前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗と、
前記電源装置の電源ラインと、前記電界効果トランジスタのゲートとの間に接続されている第２抵抗と、
前記電界効果トランジスタのゲート−ソース間に接続されている第３抵抗と、を備え、
前記第２抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が上昇するＰＴＣサーミスタにより構成されており、かつ前記第１抵抗に接触されていることを特徴とする起動回路。
直流電圧を生成し出力する電源装置を起動させるために、該電源装置を制御する制御部に対して起動電圧を印加すると共に、該電源装置に設けられた補助電源により該制御部に対して電圧が印加されると、該起動電圧の印加を停止する起動回路であって、
前記制御部にソースが接続された電界効果トランジスタと、
前記電界効果トランジスタのゲートにコレクタが接続されたトランジスタであって、前記補助電源からの電圧に応じて導通および非導通が制御されるトランジスタと、
前記電源装置の電源ラインと前記電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されている第１抵抗と、
前記電源装置の電源ラインと、前記電界効果トランジスタのゲートとの間に接続されている第２抵抗と、
前記電界効果トランジスタのゲート−ソース間に接続されている第３抵抗と、を備え、
前記第３抵抗は、温度の上昇に伴い抵抗値が下降するＮＴＣサーミスタにより構成されており、かつ前記第１抵抗に接触されていることを特徴とする起動回路。
請求項１から４の何れか１項に記載の起動回路を備えることを特徴とする電源装置。