JP2013247767A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子を備えた複数相のブリッジからなるインバータ回路装置において、ブリッジにリカバリ電流が短絡状態で流れることを抑制する。
【解決手段】一つの相を夫々一対のスイッチング素子を有する主ブリッジ及び補助ブリッジにより構成し、直流電力を交流電力に変換するための主ブリッジの一対のスイッチング素子の共通接続点とリカバリ電流を通すための補助ブリッジの一対のスイッチング素子の共通接続点との間に限流リアクトルを接続する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、スイッチング素子がブリッジ接続された構成を持つインバータ装置に関する。

インバータ装置、例えば電圧形三相インバータ装置は、単相ブリッジを３相分備えてなり、その単相ブリッジは直列接続された一対のスイッチング素子（一方を正側、他方を負側という）からなる。各ブリッジのスイッチング素子のオンオフをＰＷＭ制御することにより直流電力を交流電力に変換する。この場合のスイッチングパターンは１つのブリッジ内では一対のスイッチング素子が同時オンとならないように両者が共にオフ状態となる時間帯間（デットタイム（dead time））が介在されるので、直流電源がブリッジを介して短絡される事態は生じない。

特開平５−１１１２６３号公報

しかしながら、防止すべき短絡電流は上記のような原因によるばかりでなく還流ダイオードを通じた短絡電流の問題もある。すなわち、インバータを構成する一対のスイッチング素子には通常還流ダイオード（free-wheeling diode）が逆向き並列に備えられている。一対の正及び負側スイッチング素子がデットタイムで共にオフしている状態から例えば正側スイッチング素子がオンに転ずるとこのオンしたスイッチング素子を通った電流が負側スイッチングの還流ダイオードを逆向きに通る短絡電流になることが知られている。その原因が還流ダイオードの残留キャリアによるリカバリ電流（recovery current）にあることも知られている。

リカバリ電流は、鋭い針状波形であるので大きなサージ電圧をもたらして激しいノイズを誘発し、シャーシ電位を変動させ、制御の誤差を拡大させ、スイッチング損失を増大させる等様々な障害をもたらす。これを避けるための三相電圧形インバータにおけるリカバリ電流の低減を図った技術が特許文献１に開示されている。その開示された解決手段は、全ての各スイッチング素子と直列に限流リアクトルを介在しそのスイッチング素子とリアクトルとの直列回路と並列に還流ダイオードを備える構成である。この構成はソフトウエアの手当が不要であるが、定常電流も常に限流リアクトルを通ることになり、損失を避けたい用途では不利である。

本発明の目的は、リカバリ電流を効果的に抑制でき、また、制御面での複雑化を招かず、しかもリカバリ電流エネルギーを負荷エネルギーに利用できるインバータ装置を提供することにある。

このインバータ装置は、正及び負側の直流入力ラインと、夫々ダイオードを逆向き並列に備えた一対のスイッチング素子を直列に接続してなる主ブリッジと、夫々ダイオードを逆向き並列に備えた一対のスイッチング素子を直列に接続してなる補助ブリッジとを有する。前記主ブリッジと補助ブリッジとの組を１相分とする複数相分を前記正及び負側の直流入力ライン間に接続し、各相内における主ブリッジの両スイッチング素子の共通接続点と補助ブリッジの両スイッチング素子の共通接続点との間に限流リアクトルを接続してなる。

この実施形態のインバータ装置の回路図 図１の回路図の一部を抜粋して示す回路図 図１の動作を説明するための信号及び電流波形図

この実施形態のインバータ回路１は、バッテリ或いはＤＣ―ＤＣコンバータなどの直流電源２に接続された正側直流入力ライン３及び負側直流入力ライン４から直流電力を受け、これを交流電力に変換する回路である。このインバータ回路１は、複数相例えばＵ、Ｖ、Ｗの３相分の主ブリッジ５Ｕ、５Ｖ、５Ｗとこれら各主ブリッジとそれぞれ組みをなす補助ブリッジ６Ｕ、６Ｖ、６Ｗとからなる。これらブリッジ５Ｕ〜６Ｗを前記直流入力ライン３及び４間に接続する。Ｕ相の主ブリッジ５Ｕは２個のスイッチング素子７ＵＰと７ＵＮを直列に接続してなり、同様に主ブリッジ５Ｖは２個のスイッチング素子７ＶＰと７ＶＮとからなり、主ブリッジ５Ｗは２個のスイッチング素子７ＷＰと７ＷＮとからなる。各Ｕ相の補助ブリッジ６Ｕは２個のスイッチング素子８ＵＰと８ＵＮを直列に接続してなり、同様に補助ブリッジ６Ｖは２個のスイッチング素子８ＶＰと８ＶＮとからなり、補助ブリッジ６Ｗは２個のスイッチング素子８ＷＰと８ＷＮとからなる。

前記Ｕ相の主ブリッジ５Ｕの両スイッチング素子７ＵＰと７ＵＮとの共通接続点９Ｕと前記Ｕ相の補助ブリッジ６Ｕの両スイッチング素子８ＵＰと８ＵＮとの共通接続１０Ｕとの間に限流リアクトル１１Ｕを接続する。これと同様に他の各相についても共通接続点９Ｖと１０Ｖとの間、及び９Ｗと１０Ｗとの間に夫々限流リアクトル１１Ｖ及び１１Ｗを接続する。前記主ブリッジ５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの前記共通接続点９Ｕ、９Ｖ、９Ｗはインバータ回路１の出力端子でもあり、これらに負荷としての回転電機例えばブラシレスモータ１２の各ステータ巻線１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗを接続する。前記主ブリッジを構成する６個のスイッチング素子７ＵＰ〜７ＷＮ及び補助ブリッジを構成する６個のスイッチング素子８ＵＰ〜８ＷＮは半導体スイッチング素子例えばＦＥＴからなり、夫々に還流ダイオードＤ１を逆向き並列に備えている。この還流ダイオードＤ１はＦＥＴに寄生する容量成分であってもよい。

本実施形態のインバータ装置は制御部１３を含み、この制御部１３は前記１２個のスイッチング素子７ＵＰ〜７ＷＮ並びに８ＵＰ〜８ＷＮをオンオフ制御するスイッチング制御信号を出力する。この制御信号はこの種のインバータ装置で広く知られたＰＷＭ信号である。図中１４は平滑用コンデンサである。

次に上記構成の作用を図２及び図３をも参照しながら述べる。インバータ回路１のＵＶＷ相の主ブリッジ５Ｕ、５Ｖ、５Ｗにおけるスイッチング素子７ＵＰ〜７ＷＮ、並びに補助ブリッジ６Ｕ、６Ｖ、６Ｗにおけるスイッチング８ＵＰ〜８ＷＮのオンオフパターンは、制御部１３でのＰＷＭ制御によって三相正弦波交流に変換する通常のインバータ回路のそれと同じである。これを図３によりＵ相について述べると、Ｕ相主ブリッジ６Ｕのスイッチング素子７ＵＰ及び７ＵＮのオンオフバターンは図３の（ｂ）（ｄ）に示す通りであり、Ｔ１がいわゆるデットタイムである。

本実施形態では、補助ブリッジのスイッチング素子のオンタイミングは、その補助ブリッジと組関係にある主ブリッジのスイッチング素子のオンタイミングに所定時間先行し、オフタイミングも主ブリッジのスイッチング素子のオフタイミングに先行する関係に定めてある。これを図３で説明すると、図３の（ａ）（ｂ）に示すように主ブリッジ５Ｕの正側スイッチング素子７ＵＰと補助ブリッジ６Ｕの正側スイッチング素子８ＵＰの関係は、主ブリッジの素子７ＵＰがオンする場合これより先行して時刻ｔ１で補助ブリッジの素子８ＵＰがオンする。また、（ａ）（ｂ）を対比して解るように補助ブリッジの素子８ＵＰのオフ動作は主ブリッジの素子７ＵＰのオフ動作に先行する（時刻ｔ２）。

このようなタイミング関係は、Ｕ相における主ブリッジ５Ｕの負側スイッチング素子７ＵＮと補助ブリッジ６Ｕの負側スイッチング素子８ＵＮの関係でも図３（ｃ）（ｄ）に示すように同様である。上記のようなオンオフパターンに基づく電流経路は図２に示すとおりであり、そのオンオフタイミング及び電流パターンは図３に示すとおりであり、直流‐交流変換の主体をなす主ブリッジ、一例としてＵ相の主ブリッジ５Ｕの次のようなスイッチングパターン（イ）（ロ）を柱に電流の流れを説明する。

（イ）デットタイムＴ１内で主ブリッジ５Ｕの両スイッチング素子７ＵＰ、７ＵＮが共にオフしている状態から正側スイッチング素子７ＵＰがオン（時刻ｔ２）→同素子オフ（ｔ４）、（ロ）デットタイムＴ１内で主ブリッジ５Ｕの両スイッチング素子７ＵＰ、７ＵＮが共にオフしている状態から負側スイッチング素子７ＵＮがオン（時刻ｔ６）→同素子オフ（時刻ｔ８）のパターン。

（イ）のパターンでは、先ず先行する時刻ｔ１で補助ブリッジ６Ｕの正側スイッチング素子８ＰＵがオンする。すると経路Ｌ１で示すように、電流Ｉａが素子８ＰＵ及び限流リアクトル１１Ｕを通り主ブリッジ５Ｕのオフ状態にある負側スイッチング素子７ＵＮと逆向き並列な還流ダイオードＤ１を逆向きに通り負側直流入力ライン４に至る。このように還流ダイオードＤ１を逆向きに通る電流が発生するのは、前回のスイッチングサイクルでステータ巻線に保存された電気的エネルギーが還流電流として同ダイオードＤ１を順方向に通って生じた残留キャリアによるもので、いわゆるリカバリ電流である。

このリカバリ電流の急激な立ち上がりは限流リアクトル１１Ｕによって鈍化され、大きな短絡電流とはならない。この後、時刻ｔ２で主ブリッジ５Ｕの正側スイッチング素子７ＵＰがオンに転じ、主ブリッジ５Ｕによる通常のＰＷＭスイッチング制御サイクルに移行する。先行してオンした補助ブリッジ６Ｕのスイッチング素子８ＵＰは素子７ＵＰのオン直後（時刻ｔ３）にオフする。オンデューティの経過で正側スイッチング素子７ＵＰがオフする（時刻ｔ４）。

上記（イ）に続く（ロ）のパターンでは、主ブリッジ５Ｕの負側スイッチング素子７ＵＮのオンに先行する時刻ｔ５で補助ブリッジ６Ｕの負側スイッチング素子８ＵＮがオンする。すると経路Ｌ２で示すように、電流Ｉｂがオフ状態にある正側スイッチング素子７ＵＰに逆向き並列な還流ダイオードＤ１を逆向きに通り、限流リアクトル１１Ｕ、先行してオンされた上記スイッチング素子８ＵＮを通り負側直流入力ライン４に至る。

ここでも、還流ダイオードＤ１を逆向きに流れる電流は、オフ状態にある正側スイッチング素子７ＵＰと逆向き並列な還流ダイオードＤ１をステータ巻線からの還流電流が順方向に還流することに起因したリカバリ電流である。この場合もリカバリ電流の増大が限流リアクトル１１Ｕによって抑制される。この後、時刻ｔ６で主ブリッジ５Ｕの負側スイッチング素子７ＵＮがオンに転じ、主ブリッジ５Ｕによる通常のＰＷＭスイッチング制御サイクルに移行する。先行してオンした補助ブリッジ６Ｕのスイッチング素子８ＵＮは素子７ＵＮのオン直後（時刻ｔ７）にオフする。

上記のようなリカバリ電流の通過によって限流リアクトル１１Ｕに補助ブリッジ６Ｕのスイッチング素子８ＵＰまたは８ＵＮのオフによって電気的エネルギーが保存されるが、これは負荷であるステータ巻線１２Ｕ〜１２Ｗのどれかとこの時点でオンになっている主ブリッジ５Ｕのスイッチング素子と補助ブリッジ５Ｕのオフになっているスイッチング素子に逆向き並列な還流ダイオードＤ１を通る閉ループ中のステータ巻線内で電力として利用される。なお、図２及び図３において、電流ＩｕはＵ相のステータ巻線電流、電流ＩＵＰ及びＩＵＮは夫々スイッチング素子７ＵＰ及び７ＵＮを通過する電流である。

この実施形態において、主及び補助ブリッジのスイッチング素子のオンオフタイミングは、補助ブリッジのそれを主ブリッジのそれに先行させる中で、補助ブリッジのスイッチング素子のオン期間をできるだけ短くすることがＰＷＭ制御の高速化にとって好ましい。その手段として、限流リアクトルの時定数を適宜設定することにより、補助ブリッジのスイッチング素子のオン期間を主ブリッジのスイッチング素子のＰＷＭ制御によるオンオフ周期より短くしたり、或いは、更に短くするため補助ブリッジのスイッチング素子のオフ時点を主ブリッジのスイッチング素子のオン時点の直後としたりしてもよい。

以上のようにこの実施形態によれば、諸々の弊害をもたらすリカバリ電流を効果的に抑制することができると共に、補助ブリッジのオンオフタイミングを主ブリッジのそれに先行させるだけであるから制御の複雑化も招かず、また、限流リアクトルにリカバリ電流抑制時に保存された電気的エネルギーを電力として有効に活用できるインバータ装置を提供できる。

Claims (4)

1. 正及び負側の直流入力ラインと、夫々ダイオードを逆向き並列に備えた一対のスイッチング素子を直列に接続してなる主ブリッジと、夫々ダイオードを逆向き並列に備えた一対のスイッチング素子を直列に接続してなる補助ブリッジと、限流リアクトルとを備え、前記主ブリッジと補助ブリッジとの組を１相分とする複数相分を前記正及び負側の直流入力ライン間に接続し、各相内における主ブリッジの両スイッチング素子の共通接続点と補助ブリッジの両スイッチング素子の共通接続点との間に前記限流リアクトルを接続してなることを特徴とするインバータ装置。
2. 前記主ブリッジを構成する前記各スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御する制御部を有し、前記限流リアクトルのインダクタンスを主ブリッジのスイッチング素子のオンオフ周期以下の時定数になる値に選定してなる請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記制御部は、前記補助ブリッジの正側及び負側のスイッチング素子のオン動作を夫々主ブリッジの正側及び負側のスイッチング素子のオン動作に先行して開始させる構成であることを特徴とする請求項１及び２のいずれか１つに記載のインバータ装置。
4. 前記制御部は、前記補助ブリッジの正側及び負側のスイッチング素子のオフ動作を夫々主ブリッジの正側及び負側のスイッチング素子のオン動作の直後に開始させる構成であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載のインバータ装置。

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