JPS6323566A - 直流電源への電力供給装置 - Google Patents
直流電源への電力供給装置Info
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- JPS6323566A JPS6323566A JP62122676A JP12267687A JPS6323566A JP S6323566 A JPS6323566 A JP S6323566A JP 62122676 A JP62122676 A JP 62122676A JP 12267687 A JP12267687 A JP 12267687A JP S6323566 A JPS6323566 A JP S6323566A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
- H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
- H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は３相主電源（メイン）と直流（以下ｄｃと略す
）回路間のｄｃ主電源電力を供給する方法と装置に関す
るもので、３相主電源よりｄｃ回路へ電力が供給されて
いるときは、ダイオードで構成したダイオードブリッジ
によって３相電圧をｄｃ雷電圧整流し、またｄｃ回路よ
り３相主電源に電力が供給されているときはｄｃ雷電圧
３相電圧に交流変換するためダイオードブリッジの各ダ
イオードと並列にトランジスタを接続し、制御回路によ
ってこれらトランジスタを制御する如くしたものである
。
）回路間のｄｃ主電源電力を供給する方法と装置に関す
るもので、３相主電源よりｄｃ回路へ電力が供給されて
いるときは、ダイオードで構成したダイオードブリッジ
によって３相電圧をｄｃ雷電圧整流し、またｄｃ回路よ
り３相主電源に電力が供給されているときはｄｃ雷電圧
３相電圧に交流変換するためダイオードブリッジの各ダ
イオードと並列にトランジスタを接続し、制御回路によ
ってこれらトランジスタを制御する如くしたものである
。
電力を消費し、また電力をこれより供給するための両方
に使用するｄｃ主電源必要とする用途は極めて多い。こ
のような用途の一例は一定電圧電源より供給を受けるイ
ンバータ駆動ａＣモークの如くのものであり、モータが
駆動する負荷が場合により電力を供給しうるものである
。例えば昇降機（リフト）はこのようなパワーを供給し
うる典型的な負荷の一例である。両方向に電力を供給し
うる用途の一例は、ａＣモータ駆動用のトランジスタ及
びサイリスクによるインパークである。
に使用するｄｃ主電源必要とする用途は極めて多い。こ
のような用途の一例は一定電圧電源より供給を受けるイ
ンバータ駆動ａＣモークの如くのものであり、モータが
駆動する負荷が場合により電力を供給しうるものである
。例えば昇降機（リフト）はこのようなパワーを供給し
うる典型的な負荷の一例である。両方向に電力を供給し
うる用途の一例は、ａＣモータ駆動用のトランジスタ及
びサイリスクによるインパークである。
蓄電池は双方向ｄｃ主電源一種である。しかしながら蓄
電池は多くの欠点があるため、その使用は好ましくない
。蓄電池の欠点の一つは短寿命であることである。さら
に蓄電池はその充電装置が必要であり、また蓄電池の容
量を超える電力が変換されると蓄電池はこれらの過剰電
力を受は入れることはできない。さらに蓄電池はその重
畳が大であり、また内部に危険な酸類が保有されており
、またその価格が高いことが欠点である。
電池は多くの欠点があるため、その使用は好ましくない
。蓄電池の欠点の一つは短寿命であることである。さら
に蓄電池はその充電装置が必要であり、また蓄電池の容
量を超える電力が変換されると蓄電池はこれらの過剰電
力を受は入れることはできない。さらに蓄電池はその重
畳が大であり、また内部に危険な酸類が保有されており
、またその価格が高いことが欠点である。
現在ａｃ主電源とｄｃ回路間にはこのような双方向ｄｃ
主電源使用することが極めて増加しており、特に還流を
行うか、または行わない勺イリスクブリッジが多く使用
され、これにおいては負荷より供給されるパワーをａｃ
Ｎｆｆｉに供給する。還流を用いない回路においては電
流の方向によって２つのブリッジの一方を導通させる原
理で構成したサイリスクブリッジを使用する。このよう
な装置のブリッジ間の切換時間は比較的長い。また還流
を用いない回路はダイオードブリッジ及びサイリスクブ
リッジを用い、かつオートトランスフォーマを用いて還
流電力を伝達するように構成することができる。この場
合、ａｃ変換用のサイリスクブリッジは常時導通してい
る。
主電源使用することが極めて増加しており、特に還流を
行うか、または行わない勺イリスクブリッジが多く使用
され、これにおいては負荷より供給されるパワーをａｃ
Ｎｆｆｉに供給する。還流を用いない回路においては電
流の方向によって２つのブリッジの一方を導通させる原
理で構成したサイリスクブリッジを使用する。このよう
な装置のブリッジ間の切換時間は比較的長い。また還流
を用いない回路はダイオードブリッジ及びサイリスクブ
リッジを用い、かつオートトランスフォーマを用いて還
流電力を伝達するように構成することができる。この場
合、ａｃ変換用のサイリスクブリッジは常時導通してい
る。
周波数コンバークのｄｃ回路内では還流電力によるロス
が生ずる。これは３相電源を全波整流を行うために形成
されるｄｃ電圧内のりプルに起因するものである。昇降
機用のインバータでは還流する電力は極めて人なる量で
あり、数十ＫＷの程度の大きさとなる。この還流電力は
特に主電源に高調波を生せしめる。またこの還流電力は
ｄｃ回路内に挿入されたインダクタンスによって制限さ
れる。主電源電流内に生ずる高調波を制限するため、可
能な限り大なるインダクタンスを使用することが必要で
ある。しかしこのように大きな値のインダクタンスは、
例えば整流器を用いてインパークを３相主電源に接続す
る時極めて有害である。
が生ずる。これは３相電源を全波整流を行うために形成
されるｄｃ電圧内のりプルに起因するものである。昇降
機用のインバータでは還流する電力は極めて人なる量で
あり、数十ＫＷの程度の大きさとなる。この還流電力は
特に主電源に高調波を生せしめる。またこの還流電力は
ｄｃ回路内に挿入されたインダクタンスによって制限さ
れる。主電源電流内に生ずる高調波を制限するため、可
能な限り大なるインダクタンスを使用することが必要で
ある。しかしこのように大きな値のインダクタンスは、
例えば整流器を用いてインパークを３相主電源に接続す
る時極めて有害である。
このような場合にはｄｃ回路内の容量値とインダクタン
スの相互作用により電圧スイングが生じる。
スの相互作用により電圧スイングが生じる。
これは一般の交流主電源では起こらない現象である。さ
らにインダクタンスを用いる他の欠点としては、電力負
荷の急速な変動があった時に大なる電圧降下を生ずるこ
とである。
らにインダクタンスを用いる他の欠点としては、電力負
荷の急速な変動があった時に大なる電圧降下を生ずるこ
とである。
還流電流を有するサイリスクブリッジ回路では常時両ブ
リッジが同様に導通している。この場合電力の流れの方
向を個別にモニタする必要はない。
リッジが同様に導通している。この場合電力の流れの方
向を個別にモニタする必要はない。
しかし、このようなサイリスクブリッジ回路はザイリス
ク制御回路が複雑となることが欠点である。
ク制御回路が複雑となることが欠点である。
さらにサイリスクの点弧及び消弧にかなり長い時間を必
要とする欠点がある。
要とする欠点がある。
本発明の目的は上述のような欠点を解消することである
。本発明の方法は前記制御回路への制御電圧をダイオー
ドによって３相主電源より形成し、この際対応のトラン
ジスタと並列になっているダイオードの導通時間中に各
トランジスタが導通ずる如くし、直流回路内を流れる電
力を減少さ−１゛るため、各トランジスタと直列にツェ
ナーダイオードを接続することによって前記トランジス
タの導通時間を短縮することを特徴とする。
。本発明の方法は前記制御回路への制御電圧をダイオー
ドによって３相主電源より形成し、この際対応のトラン
ジスタと並列になっているダイオードの導通時間中に各
トランジスタが導通ずる如くし、直流回路内を流れる電
力を減少さ−１゛るため、各トランジスタと直列にツェ
ナーダイオードを接続することによって前記トランジス
タの導通時間を短縮することを特徴とする。
従来のサイリスク技術に比較して本発明の利点は、トラ
ンジスタの点弧及び消弧時間が従来のサイリスクの対応
の時間に比較して遥かに短いため、制御回路のスピード
が極めて大となり、しかも回路構成が簡単となることで
ある。ダイオードの導通時間の一部の間のみトランジス
タが導通ずるようにこれを制御する場合には、大型でか
つ高価なチョークコイルを使用することなしにｄｃ回路
内の循環電力を減少させることができる。さらにこの場
合には電力負荷の急速変動に際してもチョークによる電
圧降下が生じない。
ンジスタの点弧及び消弧時間が従来のサイリスクの対応
の時間に比較して遥かに短いため、制御回路のスピード
が極めて大となり、しかも回路構成が簡単となることで
ある。ダイオードの導通時間の一部の間のみトランジス
タが導通ずるようにこれを制御する場合には、大型でか
つ高価なチョークコイルを使用することなしにｄｃ回路
内の循環電力を減少させることができる。さらにこの場
合には電力負荷の急速変動に際してもチョークによる電
圧降下が生じない。
本発明装置は前記制御回路への制御電圧を３相主電源よ
り形成するためのダイオードを有し、対応のトランジス
タと並列になっているダイオードの導通時間中に各トラ
ンジスタが導通ずる如く構成し、さらにトランジスタの
導通時間を短縮するため並びに直流回路内に流れる電力
を派生させるため、各制御回路に直列に各ツナエーダイ
オードを接続した構成を特徴とする。
り形成するためのダイオードを有し、対応のトランジス
タと並列になっているダイオードの導通時間中に各トラ
ンジスタが導通ずる如く構成し、さらにトランジスタの
導通時間を短縮するため並びに直流回路内に流れる電力
を派生させるため、各制御回路に直列に各ツナエーダイ
オードを接続した構成を特徴とする。
本発明によるトランジスタ制御回路を使用する利点は制
御回路が同等別体の電源を必要としないことである。こ
の制御回路に必要な電源は３相主電源より直接に導出す
る。さらにこの回路では別体の比較器を必要としない。
御回路が同等別体の電源を必要としないことである。こ
の制御回路に必要な電源は３相主電源より直接に導出す
る。さらにこの回路では別体の比較器を必要としない。
これは電圧の比較はダイオードによって行われるからで
ある。さらに本回路は極めて簡単に構成できる。
ある。さらに本回路は極めて簡単に構成できる。
（実施例）
以下図面により本発明を説明する。
まず第１図によりその概略を説明する。第１図はダイオ
ードブリッジを示す。本発明においては、ダイオードブ
リッジの各ダイオードＤ１〜Ｄ６と並列にトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６を接続し、さらにトランジスタ制御回路を接
続する。ダイオードブリッジはｄｃ電圧源として作用し
、これよりｄｃ雷電圧得られ、これによって例えばａＣ
Ｃモーフ制御するインパークに供給を行う。モーフの負
荷、例えば昇降ａ（リフト）の如く、電力を供給しうろ
ものであれば、その返還電力を３相主電源（メイン）に
帰還する。ｄｃ主電源供給を行っている３相主電源に電
力を注入するためには、ｄｃ主電源９＝ より３相主電源に電流が流れている際は、ダイオードＤ
１〜Ｄ６と並列に接続されている本発明によるトランジ
スタＱ１〜Ｑ６がその作用を行う。
ードブリッジを示す。本発明においては、ダイオードブ
リッジの各ダイオードＤ１〜Ｄ６と並列にトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６を接続し、さらにトランジスタ制御回路を接
続する。ダイオードブリッジはｄｃ電圧源として作用し
、これよりｄｃ雷電圧得られ、これによって例えばａＣ
Ｃモーフ制御するインパークに供給を行う。モーフの負
荷、例えば昇降ａ（リフト）の如く、電力を供給しうろ
ものであれば、その返還電力を３相主電源（メイン）に
帰還する。ｄｃ主電源供給を行っている３相主電源に電
力を注入するためには、ｄｃ主電源９＝ より３相主電源に電流が流れている際は、ダイオードＤ
１〜Ｄ６と並列に接続されている本発明によるトランジ
スタＱ１〜Ｑ６がその作用を行う。
第２図にはｄｃ主電源供給を行っている３相主電源の各
相電圧ＵＲ，ＵＳ、ＵＴを示し、１相電圧ＵＲの一周期
中における各ダイオードの導通時間ｔ１〜ｔ６並びに各
トランジスタの導通時間ｔ７〜ｔ１２を示しである。相
電圧ＵＲ，ＵＳ及びＵＴはダイオードＤ１〜Ｄ６の導通
時間ｔ１〜ｔ６を決定する。従って各相において正の半
周期中に導通ずるよう接続されたダイオードは対応の位
相の電圧が他のいずれの相の電圧よりも高い時に導通し
、また負の半周期中に導通ずるダイオードは対応の位相
の電圧が他の相の電圧よりも低い時に導通ずる。例えば
ダイオードＤ１は電圧ＵＲが正であり、他の位相電圧Ｕ
Ｓ及びｔＪＴよりも高い時に導通ずる。同様にダイオー
ドＤ２は電圧ＵＲが負であり、他の位相の電圧ＵＳ及び
ｔＪＴよりも低い時に導通ずる。
相電圧ＵＲ，ＵＳ、ＵＴを示し、１相電圧ＵＲの一周期
中における各ダイオードの導通時間ｔ１〜ｔ６並びに各
トランジスタの導通時間ｔ７〜ｔ１２を示しである。相
電圧ＵＲ，ＵＳ及びＵＴはダイオードＤ１〜Ｄ６の導通
時間ｔ１〜ｔ６を決定する。従って各相において正の半
周期中に導通ずるよう接続されたダイオードは対応の位
相の電圧が他のいずれの相の電圧よりも高い時に導通し
、また負の半周期中に導通ずるダイオードは対応の位相
の電圧が他の相の電圧よりも低い時に導通ずる。例えば
ダイオードＤ１は電圧ＵＲが正であり、他の位相電圧Ｕ
Ｓ及びｔＪＴよりも高い時に導通ずる。同様にダイオー
ドＤ２は電圧ＵＲが負であり、他の位相の電圧ＵＳ及び
ｔＪＴよりも低い時に導通ずる。
トランジスタＱ１〜Ｑ６は制御回路により制御され、こ
の制御は対応のトランジスタと並列になっているダイオ
ードＤｉ−Ｄ６の導通時間ｔ１〜ｔ６中に各トランジス
タ０１〜Ｑ６が導通ずるように行う。制御回路は第１図
に示すようにトランジスタＱ１〜Ｑ６を制御する制御回
路Ｈ１〜Ｈ６を有する。これらの制御回路Ｈ１〜Ｈ６は
例えばダブルエミックフォロワ回路としたトランジスタ
により構成でき、またこれらの制御回路は例えば光半導
体装置で構成される。またｄｃ雷電圧濾波のためにコン
デンサＣ１が必要である。
の制御は対応のトランジスタと並列になっているダイオ
ードＤｉ−Ｄ６の導通時間ｔ１〜ｔ６中に各トランジス
タ０１〜Ｑ６が導通ずるように行う。制御回路は第１図
に示すようにトランジスタＱ１〜Ｑ６を制御する制御回
路Ｈ１〜Ｈ６を有する。これらの制御回路Ｈ１〜Ｈ６は
例えばダブルエミックフォロワ回路としたトランジスタ
により構成でき、またこれらの制御回路は例えば光半導
体装置で構成される。またｄｃ雷電圧濾波のためにコン
デンサＣ１が必要である。
第１図の制御回路は各制御回路Ｈ１〜Ｈ６によって３相
主電源よりトランジスタＱ１〜Ｑ６を制御するダイオー
ドＤ７〜Ｄ２４を有し、この制御によりトランジスタＱ
１〜Ｑ６はこれらと並列に接続されている対応の各ダイ
オードＤ１〜Ｄ６の導通時間中導通ずる。ダイオードＤ
Ｉ３〜Ｄ２４は２相の電圧を比較するために使用し、正
の半周期中導通するトランジスタＱ１Ｑ３．Ｑ５の場合
これらの電圧は他のものより高くなるように選定し、−
力負の半周期中導通ずるトランジスタＱ２．Ｑ４．Ｑ６
の場合は、２つの電圧中低い場合に導通するように選定
する。例えばダイトートＤ１３とＤＩ４は電圧ＵＳ及び
ＵＴを比較し、各瞬時においてこれらのうち高い方を選
択し、またダイオードＤ１９とＤ２０は電圧ＵＳとＵＴ
とを比較し、各瞬時において低い方のものを選択する。
主電源よりトランジスタＱ１〜Ｑ６を制御するダイオー
ドＤ７〜Ｄ２４を有し、この制御によりトランジスタＱ
１〜Ｑ６はこれらと並列に接続されている対応の各ダイ
オードＤ１〜Ｄ６の導通時間中導通ずる。ダイオードＤ
Ｉ３〜Ｄ２４は２相の電圧を比較するために使用し、正
の半周期中導通するトランジスタＱ１Ｑ３．Ｑ５の場合
これらの電圧は他のものより高くなるように選定し、−
力負の半周期中導通ずるトランジスタＱ２．Ｑ４．Ｑ６
の場合は、２つの電圧中低い場合に導通するように選定
する。例えばダイトートＤ１３とＤＩ４は電圧ＵＳ及び
ＵＴを比較し、各瞬時においてこれらのうち高い方を選
択し、またダイオードＤ１９とＤ２０は電圧ＵＳとＵＴ
とを比較し、各瞬時において低い方のものを選択する。
ダイオードＤ７〜ＤＩ２の役目は各相電圧ＵＲ。
ＵＳ及びＵＴにより形成される制御電圧を制御回路Ｈ１
〜Ｈ６に対しトランジスタＱ１〜Ｑ６と並列に接続され
ているダイオードＤｉ−Ｄ６が導通する時に電圧を供給
するものであり、これらは第２図に示すダイオードの導
通時間ｔ１〜ｔ６に導通するようになっている。しかし
ｄｃ回路内を循環する電流を減少させるため、トランジ
スタＱ１〜Ｑ６はこれらと並列に接続されているダイオ
ードＤ１〜Ｄ６の全導通時間ｔ１〜ｔ６中に亘って導通
してはならない。このため各制御回路Ｈ１〜Ｈ６に直列
にツェナーダイオードＺｌ−２６を接続し、トランジス
タＱ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ １．２を短くするよ
うにする。全波整流によって生ずるｄｃ雷電圧りプルに
よって生ずる渦電力を減少させるためトランジスタＱ１
〜Ｑ６はｄｃ回路内のパルスｄｃ電圧が最低の場合には
導通しないようにする。このような渦流電力は電圧と電
流との積で定まり、この時における電流は大となるから
である。ツェナーダイオード７１〜Ｚ６は複数の単一ツ
ェナーダイオードユニットによって構成できる。
〜Ｈ６に対しトランジスタＱ１〜Ｑ６と並列に接続され
ているダイオードＤｉ−Ｄ６が導通する時に電圧を供給
するものであり、これらは第２図に示すダイオードの導
通時間ｔ１〜ｔ６に導通するようになっている。しかし
ｄｃ回路内を循環する電流を減少させるため、トランジ
スタＱ１〜Ｑ６はこれらと並列に接続されているダイオ
ードＤ１〜Ｄ６の全導通時間ｔ１〜ｔ６中に亘って導通
してはならない。このため各制御回路Ｈ１〜Ｈ６に直列
にツェナーダイオードＺｌ−２６を接続し、トランジス
タＱ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ １．２を短くするよ
うにする。全波整流によって生ずるｄｃ雷電圧りプルに
よって生ずる渦電力を減少させるためトランジスタＱ１
〜Ｑ６はｄｃ回路内のパルスｄｃ電圧が最低の場合には
導通しないようにする。このような渦流電力は電圧と電
流との積で定まり、この時における電流は大となるから
である。ツェナーダイオード７１〜Ｚ６は複数の単一ツ
ェナーダイオードユニットによって構成できる。
ツェナーダイオード７１〜Ｚ６の電圧は各相電圧ＵＲ，
ＵＳ及びＵＴと対応の制御回路８１〜Ｈ６の間に特別の
電圧降下を生ずる。この特別の電圧降下はトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２を短くする効果があ
る。これはツェナーダイオード７１〜６のない時に比較
して各ダイオードＤ７〜ＤＩ２がより遅く導通を開始し
、かつより早く導通を終了するからである。ツェナーダ
イオード７１〜Ｚ６の特定の電圧においてトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２は第２図に示す如く
ダイオードＤ１〜Ｄ６の導通時間ｔ１−ｔ６の５０％と
なる。スイッチＳ１を使用し、必要に応じこれらの制御
回路のオンオフ切り換えを行う。
ＵＳ及びＵＴと対応の制御回路８１〜Ｈ６の間に特別の
電圧降下を生ずる。この特別の電圧降下はトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２を短くする効果があ
る。これはツェナーダイオード７１〜６のない時に比較
して各ダイオードＤ７〜ＤＩ２がより遅く導通を開始し
、かつより早く導通を終了するからである。ツェナーダ
イオード７１〜Ｚ６の特定の電圧においてトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２は第２図に示す如く
ダイオードＤ１〜Ｄ６の導通時間ｔ１−ｔ６の５０％と
なる。スイッチＳ１を使用し、必要に応じこれらの制御
回路のオンオフ切り換えを行う。
本発明は、この他多くの変型が可能であり、本発明は図
示の特定実施例のみに限定されない。
示の特定実施例のみに限定されない。
第１図は本発明によりトランジスタ制御回路を設けたｄ
ｃ主電源示す回路図、 第２図はｄｃ主電源供給を行う３相主電源の各相電圧と
１つの電圧の一周期中のトランジスタの導通時間を示す
図である。 Ｄ１〜Ｄ２４・・・ダイオード Ｑ１〜Ｑ６・・・トランジスタ ７１〜Ｚ６・・・ツェナーダイオード Ｈｌ−１−１６・・・制御回路 Ｆｉｇ、１ Ｆｉｇ、２
ｃ主電源示す回路図、 第２図はｄｃ主電源供給を行う３相主電源の各相電圧と
１つの電圧の一周期中のトランジスタの導通時間を示す
図である。 Ｄ１〜Ｄ２４・・・ダイオード Ｑ１〜Ｑ６・・・トランジスタ ７１〜Ｚ６・・・ツェナーダイオード Ｈｌ−１−１６・・・制御回路 Ｆｉｇ、１ Ｆｉｇ、２
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、３相主電源と直流回路間の直流電源へ電力を供給す
るにあたり、３相主電源より直流回路に電力が供給され
ているときは、３相電圧を直流電圧に整流するためダイ
オード（Ｄ１−Ｄ６）よりなるダイオードブリッジを使
用し、また直流回路より３相主電源へ電力が供給されて
いるときは、直流電圧を３相電圧への交流変換を行うた
めダイオードブリッジの各ダイオード（Ｄ１−Ｄ６）と
並列に接続されているトランジスタ（Ｑ１−Ｑ６）を使
用し、これらトランジスタ（Ｑ１−Ｑ６）を制御回路（
Ｈ１−Ｈ６）によって制御する如くした直流電源への電
力供給方法において、前記制御回路（Ｈ１−Ｈ６）への
制御電圧をダイオード（Ｄ７−Ｄ２４）によって３相主
電源より形成し、この際対応のトランジスタ （Ｑ１−Ｑ６）と並列になっているダイオードの導通時
間（ｔ１−ｔ７）中に各トランジスタ（Ｑ１−Ｑ７）が
導通する如くし、直流回路内を流れる電力を減少させる
ため、各トランジスタ（Ｑ１−Ｑ６）と直列にツェナー
ダイオード（Ｚ１−Ｚ６）を接続することによって前記
トランジスタの導通時間（ｔ７−ｔ１２）を短縮するこ
とを特徴とする直流電源への電力供給方法。 ２、３相主電源より直流回路に電力が供給されていると
きは３相電圧を直流電流に整流するためのダイオードブ
リッジ内に接続したダイオード（Ｄ１−Ｄ６）を有し、
また直流回路より３相主電源へ電力が供給されていると
きは、直流電圧を３相電圧へ交流変換を行うため、前記
各ダイオード（Ｄ１−Ｄ６）と並列に接続したトランジ
スタ（Ｑ１−Ｑ６）を有し、さらにこれらトランジスタ
（Ｑ１−Ｑ６）を制御する制御回路（Ｈ１−Ｈ６）を具
えてなる直流電源への電力供給装置において、前記制御
回路（Ｈ１−Ｈ６）への制御電圧を３相主電源より形成
するためのダイオード （Ｄ１−Ｄ２４）を有し、対応のトランジスタと並列に
なっているダイオード（Ｄ１− Ｄ６）の導通時間中に各トランジスタ（Ｑ１−Ｑ６）が
導通する如く構成し、さらにトランジスタ（Ｑ１−Ｑ６
）の導通時間（ｔ７−ｔ１２）を短縮するため並びに直
流回路内に流れる電力を減少させるため、各制御回路 （Ｈ１−Ｈ６）に直列に各ツナエーダイオード（Ｚ１−
Ｚ６）を接続した構成を特徴とする直流電源への電力供
給装置。
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