JP2013240193A - 誘導機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】推定された２次磁束に基づき、誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段の操作によって、誘導機の制御量を制御する新たな誘導機の制御装置を提供する。
【解決手段】磁束オブザーバ４８によって算出される２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅは、磁束補正部５０において補正される。ここでは、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを１次位相θ１の１周期の整数倍の期間にわたる積分値を算出し、これをゼロにフィードバック制御するための操作量によって、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、推定された２次磁束に基づき、誘導機の制御量を制御すべく、誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する誘導機の制御装置に関する。

たとえば下記特許文献１には、２次磁束の推定値の正および負のピーク値から２次磁束の誤差であるオフセット量を算出し、これを低減するものも提案されている。

特開２０１１−２５０６３０号公報

ただし、ピーク値を検出するうえでは、２次磁束の推定周期等を非常に短くする必要があり、特に誘導機の高回転速度領域において高精度にピーク値を算出するために要求される推定周期を満たすことは困難である。また、誘導機のトルクや回転速度が変動する場合、推定磁束が急激に変化するため、ピーク値に基づき算出されるオフセット量の精度が低下するおそれもある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、推定された２次磁束に基づき、誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段の操作によって、誘導機の制御量を制御する新たな誘導機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、固定座標系における誘導機の２次磁束の成分を算出する２次磁束算出手段（２８）と、該２次磁束算出手段によって算出された２次磁束に基づき、前記誘導機の制御量を制御すべく、前記誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する操作手段（２０）と、前記２次磁束算出手段によって算出された前記固定座標系の成分の積分処理を行なう積分処理手段（Ｓ１６）と、前記積分処理手段による積分処理結果に基づき、前記操作手段が前記交流電圧印加手段に出力する操作信号を生成するために用いられる演算パラメータを補正する補正手段（Ｓ１８，Ｓ３２）と、を備えることを特徴とする。

上記積分処理結果には、固定座標系における２次磁束の直流成分が反映される。このため、積分処理結果から、２次磁束のピーク値がサンプリングできるか否か等にかかわらず、２次磁束の直流成分の情報を取得することができる。上記発明では、この点に鑑み、積分処理手段を備えた。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる２次磁束の補正処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる２次磁束の補正処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかる２次磁束の補正処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる誘導機の制御装置を車載主機としての誘導機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示されるモータジェネレータ１０は、誘導機である。詳しくは、３相かご型誘導機である。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０のＶ相およびＷ相を流れる電流ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１６を備えている。

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒｑ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。図には、トルク指令値Ｔｒｑ＊への制御に関する処理をブロック図として示している。以下、これについて説明する。

電流センサ１４によって検出された電流ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、ｄｑ軸上の電流である１次電流ｉｄ１，ｉｑ１に変換される。ここで、ｄｑ座標系は、直交２次元固定座標系である。詳しくは、本実施形態では、ｄ軸を、モータジェネレータ１０の固定子のＵ相の正方向とし、ｑ軸を、これに対し直交する方向とする。

１次電流ｉｄ１，ｉｑ１は、γδ変換部２４に入力され、γδ軸上の１次電流ｉγ１，ｉδ１に変換される。γδ座標系は、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの回転周波数である電源角周波数（以下、１次周波数ω１）で回転する直交２次元回転座標系である。ちなみに、γδ変換部２４による変換処理は、後述する処理によって算出されるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの基本波成分の位相である電源角（以下、１次位相θ１）に基づき行われる。

本実施形態では、トルク指令値Ｔｒｑ＊に制御するための制御系を、１次電流ｉγ１，ｉδ１を１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊にフィードバック制御する制御系として構成する。この際、トルク指令値Ｔｒｑ＊を与えただけでは、１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊を一義的に定めることができない。そこで本実施形態では、δ軸の２次磁束φδ２をゼロに制御することとし、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、γ軸成分の２次磁束指令値φγ２＊とに基づき、１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊を生成する処理を行なう。

すなわち、トルクフィードバック制御部２６では、後述する処理によって推定されるトルクＴｒｑをトルク指令値Ｔｒｑ＊にフィードバック御するための操作量として、δ軸成分の１次電流指令値ｉδ１＊を算出する。詳しくは、トルク指令値Ｔｒｑ＊とトルクＴｒｑとの差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、１次電流指令値ｉδ１＊を算出する。

一方、磁束フィードバック制御部２８では、後述する処理によって推定されるγ軸成分の２次磁束φγ２を２次磁束指令値φγ２＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸成分の１次電流指令値ｉγ１＊を算出する。詳しくは、２次磁束指令値φγ２＊と２次磁束φγ２との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、１次電流指令値ｉγ１＊を算出する。

δ軸電流フィードバック制御部３０では、１次電流ｉδ１を１次電流指令値ｉδ１＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸の１次電圧成分を算出する。詳しくは、１次電流指令値ｉδ１＊と１次電流ｉδ１との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、δ軸の１次電圧成分を算出する。

また、γ軸電流フィードバック制御部３２では、１次電流ｉγ１を１次電流指令値ｉγ１＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸の１次電圧成分を算出する。詳しくは、１次電流指令値ｉγ１＊と１次電流ｉγ１との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、γ軸の１次電圧成分を算出する。

γ軸電流フィードバック制御部３２の出力値に、非干渉制御部３４から出力されるフィードフォワード操作量Δｖγ１を加算することで、γ軸の１次電圧指令値ｖγ１＊が算出される。一方、δ軸電流フィードバック制御部３０の出力値に、非干渉制御部３４から出力されるフィードフォワード操作量Δｖδ１を加算することで、δ軸の１次電圧指令値ｖδ１＊が算出される。なお、フィードフォワード操作量Δｖγ１，Δｖδ１については、周知のため、ここではその説明を省略するが、図中、フィードフォワード操作量Δｖγ１，Δｖδ１の表現に用いられている記号の定義については、本明細書最後部の備考欄に記載されている。

１次電圧指令値ｖγ１＊，ｖδ１＊は、ｄｑ変換部３６において、ｄｑ軸上の１次電圧指令値ｖｄ＊１，ｖｑ１＊に変換される。そして、１次電圧指令値ｖｄ＊１，ｖｑ１＊は、ｕｖｗ変換部３８において、Ｕ相の電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相の電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相の電圧指令値ｖｗ＊に変換され、操作信号生成部４０に入力される。

操作信号生成部４０では、インバータＩＮＶの出力電圧を、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を模擬したものとすべく、インバータＩＮＶの操作信号ｇ￥＃を生成する処理を行なう。本実施形態では、特に、電圧指令値ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を電源電圧ＶＤＣによって規格化した信号と三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき生成されるＰＷＭ信号に基づき、操作信号ｇ￥＃を生成する。

次に、上述した処理を行なう上で必要なパラメータの算出（推定）処理について説明する。

１次電流ｉγ１，ｉδ１は、すべり周波数推定部４２に入力される。すべり周波数推定部４２では、１次電流ｉγ１，ｉδ１を入力として、以下の式（ｃ１）に基づき、すべり周波数ωｓを推定する。

ωｓ＝ｉδ１／（ｉγ１・τ２） …（ｃ１）
上記の式（ｃ１）は、本実施形態の特有の設定を前提としたものである。すなわち、δ軸成分の２次磁束φδ２をゼロに制御することと、トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定である場合にγ軸成分の２次磁束指令値φγ２＊が一定となることとから、トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定である場合にγ軸の１次電流ｉγ１が一定であるとみなして算出されるものである。

一方、１次周波数算出部４４では、後述する１次位相θ１の微分演算によって、１次周波数ω１を算出する。２次周波数算出部４６では、１次周波数ω１からすべり周波数ωｓを減算することで、２次周波数ω２を算出する。

２次磁束算出手段（磁束オブザーバ４８）では、１次電流ｉｄ１，ｉｑ１と、１次電圧指令値ｖｄ１＊，ｖｑ１＊と、２次周波数ω２とを入力として、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを推定する。ここで、添え字の「ｅ」は、オブザーバによる推定値であることを示す。磁束オブザーバ４８は、最小次元オブザーバである。なお、本実施形態にかかる最小次元オブザーバの導出については、本明細書の最後部の備考欄に与えてある。

一方、１次位相算出部５２では、磁束オブザーバ４８によって推定された２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅに基づき、以下の式（ｃ２）を用いて、１次位相θ１を算出する。

θ１＝ａｒｃｔａｎ（φｑ２ｅ／φｄ２ｅ） …（ｃ２）
こうして算出された１次位相θ１は、γδ変換部２４、ｄｑ変換部３６等の座標変換処理や、１次周波数算出部４４による１次周波数ω１ａの算出処理に用いられる。

トルク推定部５６では、磁束補正部５０によって補正された２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅと、１次電流ｉｄ１，ｉｑ１とを入力とし、以下の式（ｃ３）にてトルクＴｒｑを推定する。

Ｔｒｑ＝Ｐｎ・Ｍ・（ｉｑ１・φｄ２ｅ−ｉｄ１・φｑ２ｅ）／Ｌ２ …（ｃ３）
なお、上記の式（ｃ３）において、極対数Ｐｎ、２次インダクタンスＬ２および相互インダクタンスＭを用いている。このトルクＴｒｑは、トルクフィードバック制御のための制御量となるものである。

磁束補正部５０によって補正された２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅは、さらに、γδ変換部５４において、γδ軸上の２次磁束φγ２，φδ２に変換される。ここで、γ軸成分の２次磁束φγ２は、磁束フィードバック制御の制御量となるとともに、非干渉制御部３４の入力となる。

上述した処理からわかるように、本実施形態では、モータジェネレータ１０の回転速度情報を検出するハードウェア手段による検出値を利用しないセンサレス制御がなされている。この場合、特に、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの直流成分がゼロからずれるオフセット誤差が生じやすい。そこで本実施形態では、図２に示す処理によって、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを補正する。

図２は、磁束補正部５０の行なう処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、磁束オブザーバ４８によって、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを推定する処理を行なう。続くステップＳ１２においては、上述した１次位相算出部５２による１次位相算出処理を行なう。そして、ステップＳ１４では、ステップＳ１２において算出された１次位相θ１に基づき、Ｎ周期が経過したか否かを判断する。そして、ステップＳ１４において否定判断される場合、ステップＳ１６において、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２のそれぞれに、今回の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのそれぞれを加算する。この処理は、本実施形態において、積分処理手段を構成する。

これに対し、ステップＳ１４において肯定判断される場合、ステップＳ１８において、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのそれぞれのオフセット補正量Δφｄ，Δφｑを算出する。オフセット補正量Δφｄ，Δφｑは、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２のそれぞれを目標値である０にフィードバック制御するための操作量である。本実施形態では、０から磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２のそれぞれを減算した値のそれぞれについての比例要素および積分要素の出力同士の和として、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑを算出する。そして、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑを算出した後には、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を初期化する。

上記ステップＳ１６，Ｓ１８の処理が完了する場合、ステップＳ２０において、今回の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅにオフセット補正量Δφｄ，Δφｑを加算することで、今回の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを補正する。この処理は、本実施形態において２次磁束補正手段を構成する。

なお、ステップＳ２０の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図３に、本実施形態の効果を示す。

図示されるように、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑによる補正を開始することで、推定されるトルクＴｒｑや、１次周波数ω１の変動が低減される。なお、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差に起因して、トルクＴｒｑや１次周波数ω１の変動が大きくなるのは、固定座標系における直流成分が、回転座標系において交流成分（脈動成分）となるためである。

図４に、本実施形態の別の効果を示す。

図示されるように、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑによる補正を開始することで、１次電流ｉγ１，ｉδ１の変動量が低減される。また、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑの絶対値の増加に伴って、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２の絶対値はゼロに収束していく。

以下、本実施形態の効果のいくつかを記載する。

（１）磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２によって、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差を算出した。この場合、１次周波数ω１によって周期的に変化する交流成分の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅをサンプリングするに際し、そのサンプリング位相がオフセット誤差の算出精度に影響を及ぼしにくい。したがって、オフセット誤差を高精度に算出することができる。

（２）オフセット誤差を、１次周波数の周期のＮ倍の期間にわたる２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの積分処理の値として算出した。これにより、オフセット誤差の算出精度をいっそう向上させることができる。

（３）オフセット補正量Δφｄ，Δφｑを、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２をゼロにフィードバック制御するための操作量とした。これにより、フィードバック制御器によって、オフセット誤差を低減制御することができる。

（４）磁束オブザーバ４８を、固定座標系の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの算出手段とした。これにより、２次周波数ω２を推定するセンサレス制御系において、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定のために２次周波数ω２から推定される１次位相θ１を利用することなく、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを推定することができる。

（５）２次周波数ω２を推定するセンサレス制御系とした。この場合、固定座標系の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅにオフセット誤差が生じやすいため、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑの利用価値が特に高い。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差を低減制御するための操作量を、推定されるトルクＴｒｑに変更する。

図５に、本実施形態にかかるオフセット誤差の低減処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、たとえば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図５に示す処理において、先の図２に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１４において肯定判断される場合、ステップＳ３０に移行する。ステップＳ３０では、Ｎ周期分の磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を、磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２０に加算するとともに、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を初期化する。ここで、上記磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２０に加算する処理は、後述するステップＳ３２〜Ｓ３６との処理の協働で、フィードバック制御器を積分制御器とする機能を有する。なお、磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２０の初期値はゼロである。

一方、ステップＳ１６、Ｓ３０の処理が完了する場合、ステップＳ３２において、ステップＳ３０において定められた磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２０を、回転座標系の磁束積分値Ｉｎφγ２，Ｉｎφδ２に変換する。この処理は、本実施形態における回転座標変換手段を構成する。

続くステップＳ３４においては、γ軸上の磁束積分値Ｉｎφγ２をゼロにフィードバック制御するための操作量であるトルク補正量ΔＴｒｑを算出する。ここで、磁束積分値Ｉｎφγ２の脈動は、オフセット誤差と相関を有する量である。これは、固定座標系における直流成分が回転座標系において交流成分となることに対応している。したがって、磁束積分値Ｉｎφγ２をゼロにフィードバック制御することで、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差の低減制御を行なうことができる。詳しくは、本実施形態では、トルク補正量ΔＴｒｑを、磁束積分値Ｉｎφγ２を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和とする。

そして、ステップＳ３４においては、トルク推定部５６で推定されるトルクＴｒｑをトルク補正量ΔＴｒｑによって補正する。なお、この補正後のトルクＴｒｑが、トルクフィードバック制御部２６におけるフィードバック制御量となる。この処理は、本実施形態における脈動低減手段を構成する。

なお、ステップＳ３２の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差を低減制御するための操作量を、推定される１次周波数ω１に変更する。

図６に、本実施形態にかかるオフセット誤差の低減処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、たとえば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図６に示す処理において、先の図５に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ３２の処理の後、ステップＳ３４ａにおいて、γ軸上の磁束積分値Ｉｎφγ２をゼロにフィードバック制御するための操作量である周波数補正量Δω１を算出する。詳しくは、本実施形態では、周波数補正量Δω１を、磁束積分値Ｉｎφγ２を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和とする。そして、ステップＳ３６ａにおいては、１次周波数算出部４４において算出される１次周波数ω１を周波数補正量Δω１によって補正する。なお、この補正後の１次周波数ω１からすべり周波数ωｓを減算したものが２次周波数ω２として磁束オブザーバ４８の入力となるとともに、この補正後の１次周波数ω１は、非干渉制御部３４の入力となる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「２次磁束算出手段について」
オブザーバとしては、最小次元オブザーバに限らず、たとえば、「適応二次磁束オブザーバを用いた誘導電動機の速度センサレス直接形ベクトル制御：久保田ら、Ｔ．ＩＥＥ Ｊａｐａｎ Ｖｏｌ １１１−Ｄ，Ｎｏ１１，９１」に例示されているように、同一次元オブザーバであってもよい。

もっとも、オブザーバにも限らない。

「２次磁束補正手段（Ｓ２０）について」
磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を目標値（＝０）にフィードバック制御するための操作量を、比例要素および積分要素の出力同士の和として算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和として算出するものであってもよい。

もっとも、都度フィードバック制御を行なうものに限らず、たとえば、上記積分要素の出力の収束値を記憶し、これをフィードフォワード補正量として用いるものであってもよい。ここで、収束値は、１次電流や、１次周波数ω１等に応じて区画される領域毎に、各別の記憶領域に記憶することが望ましい。

「積分処理手段（Ｓ１６）について」
１次位相θ１の周期の整数倍の期間にわたる積分値を算出するものに限らない。たとえば、補正手段が、積分値を積分期間で除算することで平均値を算出し、これをオフセット量として用いるなら、積分期間を長くすることで、１次位相θ１の周期の整数倍としなくてもオフセット量の算出精度を高くすることが可能となる。

「脈動低減手段（Ｓ３６，Ｓ３６ａ）について」
先の図５のステップＳ３４の処理や、先の図６のステップＳ３４ａの処理におけるフィードバック操作量を、比例要素および積分要素の出力同士の和として算出する代わりに、たとえば比例要素の出力値とするものであってもよい。また、ステップＳ３４，Ｓ３４ａの処理自体必須ではない。この場合であっても、ステップＳ３０，Ｓ３２，Ｓ３６（Ｓ３６ａ）の処理の協働で、フィードバック制御器が構成されている。

ステップＳ３０，Ｓ３２，Ｓ３６（Ｓ３６ａ）の処理の協働で構成されるフィードバック制御器としては、積分制御器に限らず、比例制御器と積分制御器との出力同士の和をフィードバック操作量として出力するものであってもよい。

上記第２、第３の実施形態（図５、図６）において、ステップＳ１４において肯定判断される都度、磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２のそれぞれに磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２のそれぞれを加算する処理を行わなくてもよい。この場合、ステップＳ１４において一旦肯定判断された時点における磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を、それ以降のステップＳ３２の処理における回転座標変換対象として継続して使用すればよい。もっとも、これに限らず、ステップＳ１４において肯定判断される都度、最新の磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を回転座標変換対象としても、フィードバック制御器を比例制御器とすることはできる。

上記第２の実施形態（図５）においては、推定されるトルクＴｒｑを、磁束積分値Ｉｎφγ２の脈動成分をゼロにフィードバック制御するための操作対象（補正対象）としたが、これに限らない。たとえば、トルク指令値Ｔｒｑ＊を操作対象としてもよい。要は、トルクフィードバック制御部２６の入力パラメータとなるトルクＴｒｑとトルク指令値Ｔｒｑ＊との差が操作対象となればよく、差自体を補正するものであってもよい。

γ軸成分の磁束積分値Ｉｎφγ２の脈動成分をゼロにフィードバック制御するための操作量によって、トルクＴｒｑや、１次周波数ωを補正するものに限らない。δ軸成分の磁束積分値Ｉｎφδ２の脈動をゼロにフィードバック制御するための操作量によって、トルクＴｒｑや１次周波数ω１を補正するものであってもよい。

また、補正対象（操作対象）としては、トルクＴｒｑや、１次周波数ω１に限らない。たとえば、位相θであってもよい。

「回転座標変換手段について」
γδ変換する手段に限らない。たとえば、１次周波数で回転して且つ１次独立の関係にあるが直交しない２軸の成分に変換するものであってもよい。

「操作手段について」
制御量をトルクとするものに限らず、回転速度とするものであってもよい。

２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅに基づき２次周波数ω２を推定する２次周波数推定手段を備えてセンサレス制御を実現するものに限らない。たとえばロータの回転速度を検出するセンサを備え、その検出値を用いるものであっても、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定精度を向上させる上で、本発明の適用は有効である。

「交流電圧印加手段について」
回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。たとえば特願２００８−３０８２５号に記載されているように、回転機の各端子に接続されるコンバータであってもよい。
＜備考＞
かご型誘導機の状態方程式は、以下の式（ｃａ），（ｃｂ）にて表現される。

ただし、１次インダクタンスＬ１，２次インダクタンスＬ２、１次抵抗Ｒ１，２次抵抗Ｒ２，相互インダクタンスＭを用いている。

ここで、１次電流ベクトルＩ１＝（ｉｄ１，ｉｑ１）については直接観測できる量であり、２次磁束ベクトルΦ２の推定値を２次磁束ベクトルΦ２ｅとすると、以下の式（ｃｃ）が成立する

ただし、電流の微分演算を回避する上では中間変数ｘ「＝Φ２−ＧＩ１」を導入することが望ましい。

なお、オブザーバのゲインＧは、以下の式（ｃｄ），（ｃｅ）にて定められる。

ただし、上記においてオブザーバの極の実部−αおよび虚部βを用いている。ここで、「α＞０」とすることで、２次磁束ベクトルΦ２ｅの各成分を真の値に収束させることができる。

１０…モータジェネレータ（誘導機の一実施形態）、２０…制御装置、４８…磁束オブザーバ、５０…磁束補正部。

Claims (9)

1. 固定座標系における誘導機の２次磁束の成分を算出する２次磁束算出手段（４８）と、
   該２次磁束算出手段によって算出された２次磁束に基づき、前記誘導機の制御量を制御すべく、前記誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する操作手段（２０）と、
   前記２次磁束算出手段によって算出された前記固定座標系の成分の積分処理を行なう積分処理手段（Ｓ１６）と、
   前記積分処理手段による積分処理結果に基づき、前記操作手段が前記交流電圧印加手段に出力する操作信号を生成するために用いられる演算パラメータを補正する補正手段（Ｓ２０，Ｓ３６，Ｓ３６ａ）と、
   を備えることを特徴とする誘導機の制御装置。
2. 前記補正手段は、前記積分処理結果に基づき、前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束を補正する２次磁束補正手段（Ｓ２０）を備え、
   前記操作手段は、前記２次磁束補正手段によって補正された２次磁束に基づき、前記交流電圧印加手段を操作することを特徴とする請求項１記載の誘導機の制御装置。
3. 前記２次磁束補正手段によって補正された２次磁束に基づき、１次電圧の位相である１次位相を算出する位相算出手段（５２）を備え、
   前記積分処理手段は、前記位相算出手段によって算出される１次位相に基づき、１次電圧の回転周期の整数倍の期間における積分処理の値を、前記積分処理手段による前記積分処理結果として、前記補正手段に入力することを特徴とする請求項２記載の誘導機の制御装置。
4. 前記２次磁束補正手段は、前記２次磁束が積分処理された値を目標値にフィードバック制御するための操作量によって前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束を補正することを特徴とする請求項２または３記載の誘導機の制御装置。
5. 前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束に基づき、１次電圧の位相である１次位相および１次周波数の少なくとも一方を推定する１次電圧情報推定手段を備え、
   前記補正手段は、
   前記積分処理手段によって積分処理された値を１次周波数で回転する回転２次元座標系の成分に変換する回転座標変換手段と、
   前記回転座標変換手段によって変換された成分のうち脈動成分を低減制御すべく、前記少なくとも一方を補正する脈動低減手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１記載の誘導機の制御装置。
6. 前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束に基づき、前記誘導機のトルクを推定するトルク推定手段を備え、
   前記操作手段は、前記トルク推定手段によって推定されたトルクをトルク指令値にフィードバック制御すべく前記交流電圧印加手段を操作するものであり、
   前記補正手段は、
   前記積分処理手段によって積分処理された値を１次周波数で回転する回転２次元座標系の成分に変換する回転座標変換手段と、
   前記回転座標変換手段によって変換された成分のうち脈動成分を低減制御すべく、前記フィードバック制御の入力パラメータとしての前記推定されるトルクおよび前記トルク指令値の差を補正する脈動低減手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１記載の誘導機の制御装置。
7. 前記２次磁束算出手段は、固定２次元座標系の成分を算出するものであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の誘導機の制御装置。
8. 前記２次磁束算出手段は、前記誘導機の１次電流、および１次電圧のそれぞれに関する前記固定２次元座標系における成分と、２次周波数とを入力とし、前記２次磁束についての固定２次元座標系の成分を算出するオブザーバを備えることを特徴とする請求項７記載の誘導機の制御装置。
9. 前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束に基づき、前記誘導機の２次周波数を推定する２次周波数推定手段を備えてセンサレス制御を実現したことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の誘導機の制御装置。

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