JP2013195237A - レーダ装置およびその測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】送信信号をデジタルＰＬＬで生成するＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供すること。
【解決手段】一定の周波数ステップで周波数が段階的に増加及び減少する送信信号をレーダ波に変換して送出するレーダ波送出部と、前記レーダ波の反射波を受信して受信信号を生成する受信部と、前記送信信号の周波数が段階的に増加する第１の区間において前記送信信号と前記受信信号との第１の周波数差を複数検出し前記送信信号の周波数が段階的に減少する第２の区間において前記送信信号と前記受信信号の第２の周波数差を複数検出する周波数差検出部と、複数の前記第１の周波数差のうち複数の前記第２の周波数差のいずれかとの差分が基準値以内にある第３の周波数差および複数の前記第２の周波数差のうち前記第３の周波数差との差分が前記基準値以内にある第４の周波数差のいずれか一方または双方に基づいて前記反射物の相対速度を算出する算出部とを有すること。
【選択図】図１

Description

本発明は、レーダ装置およびその測定方法に関する。

障害物を検出するレーダには、複数の種類がある。その中で、ＦＭ−ＣＷ（Frequency-Modulated Continuous Wave）レーダは、障害物までの距離と相対速度を同時に測定する優れた装置である。

特開２００９−５２２５７５号公報

ＦＭ−ＣＷレーダは、三角波でＦＭ変調（Frequecncy modulation）された送信信号をアンテナに供給して、レーダ波を生成する。ＦＭ−ＣＷレーダの送信信号は、アナログＰＬＬ（Phase-locked loop）により生成される。

ところで、電子機器は、デジタル回路化（特に、ＣＭＯＳデバイスによるデジタル化）により、低消費電力化されるとともに高機能化される。したがって、ＦＭ−ＣＷレーダにも、デジタル回路化が期待される。

しかし、デジタル回路化されたＰＬＬ（以下、デジタルＰＬＬと呼ぶ）では、出力信号の周波数は段階的に変化する。したがって、デジタルＰＬＬは、三角波でＦＭ変調された送信信号は生成しない。このためＦＭ−ＣＷレーダには、アナログＰＬＬを単にデジタルＰＬＬで置き換えるだけでは、ターゲットの距離や速度は測定できないという問題がある。

尚、アナログＰＬＬの一部をデジタル回路で置き換えたものも、デジタルＰＬＬと呼ばれることがある。このようなＰＬＬは、三角波でＦＭ変調された送信信号を生成するが、ＦＭ−ＣＷレーダを十分に低消費電力化および高機能化することはない。

上記の問題を解決するために、本装置の一観点によれば、一定の周波数ステップで周波数が段階的に増加及び減少する送信信号をレーダ波に変換して送出するレーダ波送出部と、前記レーダ波の反射波を受信して受信信号を生成する受信部と、前記送信信号の周波数が段階的に増加する第１の区間において前記送信信号と前記受信信号との第１の周波数差を複数検出し前記送信信号の周波数が段階的に減少する第２の区間において前記送信信号と前記受信信号の第２の周波数差を複数検出する周波数差検出部と、複数の前記第１の周波数差のうち複数の前記第２の周波数差のいずれかとの差分が基準値以内にある第３の周波数差および複数の前記第２の周波数差のうち前記第３の周波数差との差分が前記基準値以内にある第４の周波数差のいずれか一方または双方に基づいて前記反射物の相対速度を算出する算出部とを有するレーダ装置が提供される。

本装置によれば、出力信号の周波数が段階的に変化するデジタルＰＬＬにより送信信号が生成されるＦＭ−ＣＷレーダが提供される。

実施の形態１のレーダ装置のブロック図である。 レーダ装置の各ブロックの一例を示す図である。 各ブロック間の信号の流れを説明する図である。 実施の形態１のレーダ装置の動作を説明するフローチャートである。 ＡＤ−ＰＬＬが生成する送信信号の周波数を説明する図である。 送信信号と受信信号の周波数差を検出する工程のフローチャートである。 反射物（ターゲット）の相対速度を算出する工程のフローチャートである。 ドップラー周波数が周波数ステップより大きい場合の、送信信号の周波数と受信信号の周波数の関係を説明する図である。 実施の形態２のレーダ装置の動作を説明するフローチャートである。 送信信号の周波数と受信信号の周波数の関係を説明する図である。 実施の形態３のレーダ装置の動作を説明するフローチャートである。 実施の形態３のレーダ装置の動作を説明するフローチャートである。 距離を算出する工程を説明するフローチャートである。 レーダ装置とターゲットの間の距離の算出方法を説明する図である。 各周波数差間の関係を示す表である。

以下、図面にしたがって本発明の実施の形態について説明する。但し、本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。尚、図面が異なっても対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

（実施の形態１）
（１）構造
図１は、実施の形態１のレーダ装置２のブロック図である。

図１に示すように、レーダ装置２は、レーダ波送出部４と、受信部６と、周波数差検出部８と、算出部１０とを有する。

レーダ波送出部４は、送信信号をレーダ波（電磁波）に変換して送出する。受信部６は、レーダ波の反射波（反射物により反射されたレーダ波）を受信して受信信号を生成する。周波数差検出部８は、送信信号と受信信号の周波数差を検出する。算出部１０は、周波数差検出部８により検出される周波数差に基づいて、反射物（図示せず）の相対速度を算出する。

図２は、レーダ装置２の各ブロックの一例を示す図である。図３は、各ブロック間の信号の流れを説明する図である。

図２に示すように、送信部４は、ほとんど全体がデジタル回路化されたＡＤ−ＰＬＬ（All Digital Phase-locked loop）１２と、高出力増幅器（High Power Amplifier）１４と、送信アンテナ１６と、信号処理回路６８とを有している。

ＡＤ−ＰＬＬ１２は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）トランジスタにより形成された回路である。ＡＤ−ＰＬＬ１２には、図３に示すように、信号処理回路６８によりパラメータ信号１８が供給される。ＡＤ−ＰＬＬ１２は、このパラメータ信号１８に応答して、ＦＭ変調された送信信号２０を生成する。

高出力増幅器１４は、送信信号２０を増幅して送信アンテナ１６に供給する。送信アンテナ１６は、増幅された送信信号２０ａをレーダ波２２に変換して反射物（以下、ターゲットと呼ぶ）に向かって送出する。

受信部６は、受信アンテナ２４と、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier）２６とを有している。

受信アンテナ２４は、反射波２８を高周波信号（増幅前の受信信号）２９に変換して低雑音増幅器２６に供給する。低雑音増幅器２６は、高周波信号２９を増幅して受信信号３０を生成する。受信信号３０は、周波数差検出部８に供給される。周波数差検出部８は、受信信号３０と送信信号２０の周波数差３２を検出して、算出部１０に供給する。

算出部１０は、信号処理回路６８を有している。算出部１９は、この信号処理回路６８により、供給された周波数差３２に基づいてターゲット（すなわち、反射物）との相対速度を算出する。

ＡＤ−ＰＬＬ１２は、図２に示すように、ＦＣＷ（frequency command word）生成部３４と、比較器３６と、デジタルフィルタ３８と、デジタル制御発振器（Digitally Controlled Oscillator）４０とを有している。さらにＡＤ−ＰＬＬ１２は、分周器４２と、ＴＤＣ (Time to Digital Converter)回路４４と、デジタル微分器４６とを有している。

図３に示すように分周器４２は、デジタル制御発振器４０が生成する送信信号２０を分周して、ＴＤＣ（Time to Digital Converter）４４に供給する。ＴＤＣ４４は、分周された送信信号２０ｂと基準信号（例えば、クロック）との時間差をデジタル信号４８に変換して、デジタル微分器４６に供給する。デジタル微分器４６は、供給されたデジタル信号４８に対応する時間差を微分して、送信信号２０の周波数５０を算出する。算出された周波数は、デジタル信号５０として比較器３６に供給される。以下の説明では、デジタル信号（例えば、微分器４６の出力信号５０）は、対応する物理量（例えば、周波数）等の名称（例えば、周波数）で呼ぶ。

ＦＣＷ生成部３４は、パラメータ信号１８に対応する周波数コード５２を比較器３６に供給する。比較器３６は、周波数コード５２に対応する周波数と送信信号２０の周波数５０の周波数誤差５１を検出して、デジタルフィルタ３８に供給する。デジタルフィルタ３８は、供給された周波数誤差５１の高周波成分を除去して、デジタル制御発振器４０に供給する。デジタル制御発振器４０は、供給された周波数誤差５１ａが少なくなるように送信信号２０の周波数を調整する。

周波数差検出部８は、ミキサ５４と、中間周波数増幅器５６と、バンドパスフィルタ５８と、アナログデジタル変換機６０と、高速フーリエ変換機６２と、信号処理回路６８とを有している。

ミキサ５４は、送信信号２０と受信信号３０を混合してビート信号６４を生成する。中間周波数増幅器５６は、ビート信号６４を増幅してバンドパスフィルタ５８に供給する。ビート信号６４には、送信信号２０のＦＭ変調の周期に対応する周波数成分や雑音等が含まれる。バンドパスフィルタ５８は、増幅されたビート信号６４ａからこれらの不要な周波数成分を除去する。

バンドパスフィルタ５８を通過したビート信号６４ｂは、アナログデジタル変換機６０に供給される。アナログデジタル変換機６０は、供給されたビート信号６４ｂをデジタル信号６６に変換する。高速フーリエ変換機６２は、供給されたデジタル信号６６を高速フーリエ変換して、ビート信号のスペクトル３２を生成する。生成されたスペクトルは、信号処理回路６８に供給される。信号処理回路６８は、供給されたスペクトル６８からビート信号の周波数を検出する。この時検出される周波数は、受信信号３０と送信信号２０の周波数差３２である。

信号処理回路６８は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）とメモリとを有する回路である。このメモリには、ＣＰＵをレーダ波送出部４の制御部、周波数差検出部８の制御部、および算出部１０として機能させるプログラムが記録されている。メモリには、ＣＰＵの演算途中のデータや演算結果も一時的に記録される。

ＣＰＵは、プログラムの命令に応答して、ＦＣＷ生成部３４にパラメータ信号１８を供給する。パラメータ信号１８は、例えば送信信号２０のステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐ、時間間隔Ｔ_ｓｔｅｐ、ステップ数、中心周波数ｆ_０等のパラメータ値に対応している。またＣＰＵは、プログラムの命令に応答して、ビート信号６４のスペクトルから送信信号２０と受信信号３０の周波数差を検出する。さらにＣＰＵは、プログラムの命令に応答して、検出した周波数差に基づいてレーダ装置とターゲットとの相対速度等を算出する。

図２に示すように、レーダ波送出部４、周波数差検出部８、および算出部１０は、信号処理回路６８を共有している。しかし、レーダ波送出部４、周波数差検出部８、および算出部１０は、それぞれ独自の信号処理回路を有してもよい。

（２）動作
図４は、実施の形態１のレーダ装置２の動作を説明するフローチャートである。レーダ装置２は、例えば障害物を検出する車載レーダである。

（ｉ）レーダ波の送出（Ｓ２）
図５は、ＡＤ−ＰＬＬ１２が生成する送信信号２０の周波数ｆ_ｔを説明する図である。横軸は時間である。縦軸は周波数である。

図５に示すように、送信信号の周波数ｆ_ｔは、一定の周波数ステップｆ_stepで段階的に増加し減少する。この時、送信信号２０の周波数ｆ_ｔは、一定の時間間隔Ｔ_ｓｔｅｐごとに増加または減少する。

図５には、受信信号３０の周波数ｆ_ｒも示されている。受信信号３０の周波数ｆ_ｒは、図５に示すように、送信信号２０の周波数ｆ_ｔより式（１）に示す遅延時間ｔ_ｄだけ遅れて増加または減少する。

ここで、Ｒはレーダ２とターゲットの間の距離である。ｃは光速である。

また、受信信号３０の周波数ｆ_ｒは、図５に示すように、送信信号２０の周波数ｆ_ｔより式（２）で示されるドップラー周波数ｆ_ｖだけ全体として高周波側または低周波側にシフトする。

ここで、ｆ_０は送信信号２０の中心周波数である。Ｖは、レーダ装置２に対するターゲットの相対速度の絶対値である。

ターゲットがレーダ装置２に近づく場合、受信信号３０の周波数ｆ_ｒはｆ_ｖだけ増加する。一方、ターゲットがレーダ装置２から遠ざかる場合、受信信号３０の周波数ｆ_ｒはｆ_ｖだけ減少する。以下の説明では、特に断らない限り、ターゲットがレーダ装置２に近づくものとする。

中心周波数ｆ_０は、例えば７６〜７７ＧＨｚである。周波数ステップｆ_ｓｔｅｐ（増加または減少する前後の周波数ｆの差分）は、例えば約５００ｋＨｚである。時間間隔Ｔ_ｓｔｅｐ（周波数ｆが増加または減少してから次に増加または減少するまでの時間）は、例えば約１μｓである。ステップ数は、例えば約１０００である。

式（１）によれば、時間間隔１μｓに対応するターゲットとレーダ装置２の距離Ｒ（遅延時間ｔ_ｄが１μｓになる距離Ｒ）は、１５０ｍである。また式（２）によれば、中心周波数ｆ_０が７６．５ＧＨｚの場合、周波数ステップ５００ｋＨｚに対応するターゲットの相対速度（ドップラー周波数が５００ｋＨｚになる周波数ステップ）は、９８０ｍ／ｓである。これらの値は、反射波の受信が可能な距離（例えば、数十ｍ）および想定されるターゲットの相対速度Ｖ（例えば、数十ｍ／ｓ）より十分に大きい。

この例のように、時間間隔Ｔ_ｓｔｅｐは、反射波の受信が可能な距離（例えば、数十ｍ）に対応する遅延時間より十分に大きな時間（例えば、１μｓ）に設定される。また、周波数ステップｆ_ｓｔｅｐは、想定されるターゲットの相対速度（例えば、数十ｍ／ｓ）に対応するドップラー周波数より十分に大きな周波数（例えば、５００ｋＨｚ）に設定される。

時間間隔Ｔ_ｓｔｅｐは、一定であることが好ましい。但し、上記条件が満たされれば、時間間隔Ｔ_ｓｔｅｐは一定でなくてもよい。

同様に、送信信号２０の強度も、一定であることが好ましい。但し、送信信号の強度変化によって発生するスプリアスの周波数が想定されるドップラー周波数より十分に大きな周波数であれば、送信信号の強度は変化してもよい。或いは、予めシミュレーションにより第１及び第２の周波数差に上記波長シフトが及ぼす影響を見積もっておけば、送信信号の強度変化が変化しても、相対速度を正確に導出することができる。

高出力増幅器１４は、このような送信信号２０を増幅して送信アンテナ１６に供給する。送信アンテナ１６は、増幅された送信信号２０ａをレーダ波２２に変換して送出する。

（２）反射波の受信（Ｓ４）
レーダ波２２はターゲットにより反射され、反射波２８になる。受信部６は、反射波２８を受信して受信信号３０を生成する。受信信号３０は、周波数差検出部８に供給される。

（３）周波数差の検出（Ｓ６）
図６は、送信信号２０と受信信号３０の周波数差を検出する工程（Ｓ６）のフローチャートである。

周波数差検出部８は、図６に示すように、送信信号２０の周波数ｆが段階的に増加するＵＰスイープ区間７１ａにおいて送信信号２０と受信信号３０との複数の第１の周波数差を検出し（Ｓ２２）する。さらに周波数差検出部８は、送信信号２０の周波数ｆが段階的に減少するＤＯＷＮスイープ区間７１ｂにおいて送信信号２０と受信信号３０との複数の第２の周波数差を検出する（Ｓ２４）。

―第１の周波数差の検出（Ｓ２２）―
上述したように、周波数差検出部８は、受信信号３０と送信信号２０を混合してビート信号６４を生成する。周波数差検出部８は、生成されたビート信号６４をアナログデジタル変換した後、ＦＦＴ６２により高速フーリエ変換する。

この時、ＦＦＴ６２は、信号処理部６８により供給される制御信号（図示せず）に応答して、アナログデジタル変換されたビート信号６６をＵＰスイープ区間７１ａで高速フーリエ変換して、ビート信号６６のスペクトル３２を生成する。積分区間は、ＵＰスイープ区間７１ａである。生成されたスペクトル３２は、信号処理回路６８に供給される。

信号処理回路６８は、供給されたスペクトル３２からビート信号６４の周波数を検出する。検出される周波数は、送信信号２０と受信信号３０の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）である。

以上により、送信信号２０と受信信号３０の複数の第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）が、ＵＰスイープ区間７１ａにおいて検出される。

―第２の周波数差の検出（Ｓ２４）―
同様に、送信信号２０と受信信号３０の第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）が、ＤＯＷＮスイープ区間７１ｂにおいて検出される（Ｓ２４）。ＦＦＴ６２の積分区間は、ＤＯＷＮスイープ区間７１ｂである。

―周波数差―
図５に示すように、ＵＰスイープ区間７１ａおよびＤＯＷＮスイープ区間７１ｂは、周波数ｆが一定に保たれる複数のサブ区間７０ａ,７０ｂに分割される。以下、ＵＰスイープ区間７１ａにおけるサブ区間７０ａを第１のサブ区間と呼び、ＤＯＷＮスイープ区間７１ｂにおけるサブ区間７０ｂを第２のサブ区間と呼ぶ。

第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）の一方は、第１のサブ区間７０ａの前方部分における送信信号２０と受信信号３０の周波数差ｆ_Ｕ１である。この周波数差ｆ_Ｕ１は、図５から明らかなように、周波数ステップｆ_ｓｔｅｐとドップラー周波数ｆ_ｖの差（ｆ_ｓｔｅｐ‐ｆ_Ｖ）に略等しい。

第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）のうちの他方は、第１のサブ区間７０ａの後方部分における送信信号２０と受信信号３０の周波数差ｆ_Ｕ２である。この周波数差ｆ_Ｕ２は、図５から明らかなように、ドップラー周波数ｆ_ｖに略等しい。

第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）のうち第２のサブ区間７０ｂの前方部分における送信信号２０と受信信号３０の周波数差ｆ_Ｄ１は、図５から明らかなように、周波数ステップｆ_ｓｔｅｐとドップラー周波数ｆ_ｖの和（ｆ_ｓｔｅｐ+ｆ_ｖ）に略等しい。第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）のうち第２のサブ区間７０ｂの後半部分における送信信号２０と受信信号３０の周波数差ｆ_ｕ２は、ドップラー周波数ｆ_ｖに略等しい。

（４）相対速度の算出（Ｓ８）
図７は、ターゲットの相対速度を算出する工程（Ｓ８）のフローチャートである。

算出部１０は、第１及び第２の周波数差が供給されると、互いに略一致する周波数差を第１及び第２の周波数差から検出する（Ｓ３２）。上述したように、第１及び第２の周波数差は、それぞれドップラー周波数ｆ_ｖに略等しい周波数差（ｆ_Ｕ２, ｆ_Ｄ２）を含んでいる。

これらの周波数差（ｆ_Ｕ２, ｆ_Ｄ２）は、本来はドップラー周波数ｆ_ｖに等しい同じ周波数として検出される。しかし測定誤差等により、これらの周波数差（ｆ_Ｕ２, ｆ_Ｄ２）は、僅かに異なる値として検出される。

そこで算出部１０は、まず複数の第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）のうち複数の第２の周波数（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）のいずれかとの差分が基準値以内にある周波数差ｆ_Ｕｉ（以下、第３の周波数差と呼ぶ）を検出する。第３の周波数差ｆ_Ｕｉは、第１のサブ区間７０ａの後半部分の周波数差ｆ_Ｕ２である。

さらに算出部１０は、複数の第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）のうち第３の周波数差ｆ_Ｕｉとの差分が上記基準値以内にある周波数差ｆ_Ｄｉ（以下、第４の周波数差と呼ぶ）を検出する。第４の周波数差ｆ_Ｄｉは、第２のサブ区間７０ｂの後半部分の周波数差ｆ_Ｄ２である。

第３の周波数差ｆ_Ｕｉおよび第４の周波数差ｆ_Ｕｊの検出は、どちらを先に行ってもよい。或いは、第３の周波数差ｆ_Ｕｉおよび第４の周波数差ｆ_Ｄｉの検出は、同時に行ってもよい。第４の周波数差ｆ_Ｕｊを先に検出する場合には、算出部１０は、まず複数の第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）のうち複数の第１の周波数（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）のいずれかとの差分が基準値以内にある第４の周波数差ｆ_Ｄｉを検出する。算出部１０は、その後、複数の第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）のうち第４の周波数差ｆ_Ｄｉとの差分が上記基準値以内にある第３の周波数差ｆ_Ｕｉを検出する。

基準値は、例えば第１の周波数差の一方（ｆ_Ｕ１）と第２の周波数（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）を比較する場合には、比較元の周波数差（ｆ_Ｕ１）を所定の倍率（例えば、１／１０）で縮小した周波数である。或いは、基準値は、ステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐを所定の倍率（例えば、１／１００）で縮小した周波数であってもよい。

図１５は、各周波数差間の関係を示す表である。図１５には、第１及び第２の周波数差と第３及び第４の周波数差との関係が示されている。さらに図１５には、第１及び第２の周波数差と後述する第５及び第６の周波数差等との関係も示されている。

次に、算出部１０は、複数の第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）のうち第３の周波数差ｆ_Ｕｉ以外の周波数差ｆ_Ｕｊ（以下、第５の周波数差と呼ぶ）と、第２の周波数のうち第４の周波数差ｆ_Ｄｉ以外の周波数差ｆ_Ｄｊ（以下、第６の周波数差と呼ぶ）とを比較する。図１５に示すように、第５の周波数差ｆ_Ｕｊは、第１のサブ区間７０ａの前半部分の周波数差ｆ_Ｕ１である。第６の周波数差ｆ_Ｄｊは、第２のサブ区間７０ｂの前半部分の周波数差ｆ_Ｄ１である。

算出部１０は、第５の周波数差ｆ_Ｕｊが第６の周波数差ｆ_Ｄｊより小さい場合には、符号変数ｓｇｎに−１を代入する（Ｓ３６）。この場合（ｆ_Ｕｊ＜ｆ_Ｄｊ）は、ターゲットがレーダ装置に近づいている。

ターゲットがレーダ装置に近づいている場合、図５に示すように、ドップラー効果により受信信号３０の周波数ｆ_ｒは送信信号２０の周波数ｆ_ｔより高くなる。したがって、第１のサブ区間７０ａの前半部分の周波数差ｆ_Ｕ１である第５の周波数差ｆ_Ｕｊは、第２のサブ区間７０ｂの前半部分の周波数差ｆ_Ｄ１である第６の周波数差ｆ_Ｄｊより小さくなる。

一方、第５の周波数差ｆ_Ｕｊが第６の周波数差ｆ_Ｄｊより大きい場合には、算出部１０は、符号変数ｓｇｎに１を代入する（Ｓ３８）。この場合（ｆ_Ｕｊ＞ｆ_Ｄｊ）は、ターゲットからレーダ装置に遠ざかっている。

ターゲットがレーダ装置から遠ざかっている場合、ドップラー効果により受信信号３０の周波数ｆ_ｒは送信信号２０の周波数ｆ_ｔより低くなる。したがって、第１のサブ区間７０ａの前半部分の周波数差ｆ_Ｕ１である第５の周波数差ｆ_Ｕｊは、第２のサブ区間７０ｂの前半部分の周波数差ｆ_Ｄ１である第６の周波数差ｆ_Ｄｊより大きくなる。

尚、第５の周波数差ｆ_Ｕｊと第６の周波数差ｆ_Ｄｊが等しい場合には、ｓｇｎに１及び−１のいずれを代入してもよい。この場合、後述する相対速度の算出値は略零なので、ｓｇｎに１または−１のいずれを代入しても結果は略同じである。

次に、算出部１０は、式（３）にしたがって、ドップラー周波数ｆ_ｖを算出する（Ｓ４０）。

ａｖｇ（）は、平均値を算出する関数である。

すなわち、算出部１０は、第３の周波数差ｆ_Ｕｉ、第４の周波数差ｆ_Ｄｉ、第１の絶対値（＝abs（ｆ_step-ｆ_Ｕj））、および第２の絶対値（＝abs（ｆ_step-ｆ_Ｄj））の平均値を算出する。尚、abs（）は、絶対値を算出する関数である。

上述したように、第５の周波数差ｆ_Ｕｊは、第１のサブ区間７０ａの前方部分における周波数差ｆ_Ｕ１である。周波数差ｆ_Ｕ１は、周波数ステップｆ_ｓｔｅｐとドップラー周波数ｆ_ｖの差（ｆ_ｓｔｅｐ‐ｆ_ｖ）に略等しい（図５参照）。したがって、第１の絶対値（＝abs（ｆ_step-ｆ_Ｕj））は、ドップラー周波数ｆ_ｖに略等しい。

同様に、第２の絶対値（＝abs（ｆ_step-ｆ_Ｄj））も、ドップラー周波数ｆ_ｖに略等しい。さらに、第３の周波数差ｆ_Ｕｉおよび第４の周波数差ｆ_Ｄｉも、ドップラー周波数ｆ_ｖに略等しい。

したがって式（３）によれば、第３の周波数差ｆ_Ｕｉ〜第２の絶対値（＝abs（ｆ_step-ｆ_Ｄj））に含まれる誤差が平均化され、誤差の少ないドップラー周波数ｆ_ｖが算出される。

最後に、式（４）にしたがって、ターゲットのレーダ装置２に対する相対速度ｖを算出する（Ｓ４２）。

ｃは、光速である。

符号変数ｓｇｎに関するステップＳ３６〜Ｓ３８の説明から明らかなように、ターゲットがレーダ装置から遠ざかる場合、相対速度ｖはプラスになる。一方、ターゲットがレーダ装置に近づく場合、相対速度ｖはマイナスになる。

ところで、ステップ４０では第３の周波数差ｆ_Ｕｉ〜第２の絶対値（＝abs（ｆ_step-ｆ_Ｄj））の平均値が算出され、この平均値に基づいてステップＳ４２でターゲットの相対速度ｖが算出される。しかし、平均値の代わりに他の統計値（中央値など）に基づいて相対速度ｖが算出されてもよい。

或いは、第３の周波数差ｆ_Ｕｉおよび第４の周波数差ｆ_Ｕｉのいずれか一方または双方に基づいて、相対速度ｖを算出してもよい。

例えば、第３の周波数差ｆ_Ｕｉまたは第４の周波数差ｆ_Ｕｉをドップラー周波数ｆ_ｖとして、式（４）により相対速度ｖを算出してもよい。或いは、第３の周波数差ｆ_Ｕｉと第４の周波数差ｆ_Ｄｉの平均値をドップラー周波数ｆ_ｖとして、相対速度ｖを算出してもよい。

以上のように、実施の形態１では、一定の間隔ｆ_ｓｔｅｐで周波数ｆが段階的に増加および減少する送信信号２０から生成されるレーダ波２２の反射波２８を受信する。

次に、送信信号２０の周波数が増加するＵＰスイープ区間７１ａ（第１の区間）において、反射波２８によって生成される受信信号３０と送信信号２０との第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,f_Ｕ２）を複数検出する。

さらに、送信信号２０の周波数が減少するＤＯＷＮスイープ区間７１ｂ（第２の区間）において、受信信号２０と送信信号３０との第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,f_Ｄ２）を複数検出する。

そして、少なくても第３の周波数差ｆ_Ｕｉおよび第４の周波数差ｆ_Ｄｉのいずれか一方または双方に基づいて、ターゲットとの相対速度を算出する。ここで、第３の周波数差ｆ_Ｕｉは、複数の第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,f_Ｕ２）のうち複数の第２の周波数（ｆ_Ｄ１,f_Ｄ２）のいずれかとの差分が基準値以内にある周波数差である。第４の周波数差ｆ_Ｄｉは、複数の第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,f_Ｄ２）のうち第３の周波数差ｆ_Ｕｉとの差分が基準値以内にある周波数差である。

（実施の形態２）
実施の形態１では、周波数ステップｆ_ｓｔｅｐは想定されるドップラー周波数ｆ_ｖより十分に大きく設定される。しかし、このように周波数ステップｆ_ｓｔｅｐが大きく設定されなくても、実施の形態２によれば、ターゲットの相対速度が正確に測定される。尚実施の形態２では、実施の形態１と共通する部分の説明は省略される。また特に断らない限り、ターゲットはレーダ装置２に近づいているとする。

図８は、ドップラー周波数ｆ_ｖが周波数ステップｆ_ｓｔｅｐより大きい場合の送信信号２０の周波数ｆ_ｔと受信信号３０の周波数ｆ_ｒの関係を説明する図である。横軸は、時間である。縦軸は、周波数である。

図８から明らかように、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）のうち第１のサブ区間７０ａの後半部分の周波数差ｆ_Ｕ２および第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）のうち第２のサブ区間７０ｂの後半部分の周波数差ｆ_Ｄ２は、実施の形態１と同じく、ドップラー周波数ｆ_ｖに略等しい。同様に、第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）のうち第２のサブ区間７０ｂの前半部分の周波数差ｆ_Ｄ１は、実施の形態１と同じく、ステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐとドップラー周波数ｆ_ｖの和に略等しい。

しかし、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）のうち第１のサブ区間７０ａの前半部分の周波数差ｆ_Ｕ１は、実施の形態１のｆ_Ｕ１とは異なり、ｆ_Ｖ-ｆ_ｓｔｅｐに等しい。すなわち、実施の形態２では、第５の周波数差ｆ_Ｕｊは、ｆ_Ｖ-ｆ_ｓｔｅｐである。

このため、式（３）の第１の絶対値（＝ａｂｓ（ｆ_ｓｔｅｐ-ｆ_Ｕｊ）が、ｆ_ｖではなく２ｆ_ｓｔｅｐ−ｆ_ｖになる。このため、式（３）により算出される周波数は、実際のドップラー周波数と大きく異なった値になる。この様な場合にも、実施の形態２によれば、正確に相対速度を測定することができる。

実施の形態２のレーダ装置の構成は、図１〜３を参照して説明した実施の形態１のレーダ装置２と略同じである。但し、信号処理回路６８のメモリに記録されているプログラムが異なる。したがって、信号処理回路６８は、実施の形態１とは異なる動作を実行する。

図９は、実施の形態２のレーダ装置の動作を説明するフローチャートである。実施の形態１と同じ動作するステップには共通の番号が付されている。図１０は、送信信号２０の周波数と受信信号３０の周波数の関係を説明する図である。横軸は、時間である。縦軸は、周波数である。尚、図９中の記号「＜＝」は、右辺の数値を左辺の変数ｎに代入することを意味する。

ステップＳ４２，Ｓ４４，Ｓ４６，Ｓ４８，Ｓ５０から明らかなように、実施の形態２のステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐはｆ_{ｓｔｅｐ０}を初期値とし、ｆ_{ｓｔｅｐ０}（例えば、１０ｋＨｚ）ずつ増加する変数である。信号処理回路６８は、レーダ波送出部４の制御部として、これらのステップＳ４２〜Ｓ５０を実行する。

ステップＳ４６は、実施の形態１のステップＳ３２（図７参照）と略同じ工程である。信号処理回路６８は、ステップＳ６で第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）および第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）を算出すると、互いに略一致する第３及び第４の周波数差（ｆ_Ｕｉ,ｆ_Ｄｉ）を第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）および第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）から検出する（Ｓ４６）。

次に、信号処理回路６８は、例えば、これらの周波数差（以下、一致周波数差と呼ぶ）の平均値とステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐを比較する（Ｓ４８）。実施の形態１で説明したように、一致周波数の平均値は、略ドップラー周波数ｆ_ｖに一致する。

一致周波数差（ｆ_Ｕｉ,ｆ_Ｄｉ）の平均値がステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐより大きい場合には、信号処理回路６８は、ステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐを増加させる（Ｓ４８→Ｓ５０→Ｓ４４）。これにより、ステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐは、図１０に示すように、ドップラー周波数ｆ_ｖより大きくなる。

一方、一致周波数差（ｆ_Ｕｉ,ｆ_Ｄｉ）の平均値がステップ周波数よりｆ_ｓｔｅｐ以下の場合には、信号処理回路６８は、算出部１０として相対速度を算出する（Ｓ５２）。相対速度を算出する工程は、実施の形態１のステップＳ８（図４参照）と略同じである。ただし、既に一致周波数差（ｆ_Ｕｉ,ｆ_Ｄｉ）は検出されているので、ステップＳ３２（図７参照）は省略される。

以上の例では、一致周波数差（ｆ_Ｕｉ,ｆ_Ｄｉ）の平均値とステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐを比較している（Ｓ４８）。しかし、一致周波数差（ｆ_Ｕｉ,ｆ_Ｄｉ）のいずれか一方とステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐを比較してもよい。

以上のように、レーダ波送出部４は、第３の周波数ｆ_Ｕｉおよび第４の周波数ｆ_Ｄｉのいずれか一方または双方に基づいて、送信信号２０の周波数ステップｆ_ｓｔｅｐが反射波のドップラー周波数ｆ_ｖより大きくなるように、送信信号２０の周波数を調整する。

算出部１０は、上記調整の後に検出される複数の第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）および複数の第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）に基づいて、ターゲットとの相対速度を算出する。

（実施の形態３）
実施の形態３では、以下に説明するように、レーダ装置２とターゲットの距離Ｒが測定される。尚、実施の形態１と共通する部分の説明は省略される。また特に断らない限り、ターゲットはレーダ装置に近づいているとする。

実施の形態３のレーダ装置の構成は、図１〜３を参照して説明した実施の形態１のレーダ装置２と略同じである。但し、信号処理回路６８のメモリに記録されているプログラムが異なっている。

実施の形態１及び２では、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）および第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）が検出される。実施の形態１及び２で説明したように、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）および第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）は、ステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐとドップラー周波数ｆ_ｖの差または和、或いはドップラー周波数ｆ_ｖ自体である。

したがって、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）および第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）からは、ステップ周波数ｆ_ｓｔｅｐとドップラー周波数ｆ_ｖが導出される。

しかし、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）および第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）は、レーダ装置２とターゲットの距離Ｒとは無関係である。したがって、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）および第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）からは、レーダ装置２とターゲットの距離Ｒは導出されない。

図１１及び１２は、実施の形態３のレーダ装置の動作を説明するフローチャートである。実施の形態１及び２と同じステップには、実施の形態１及び２と共通の番号が付されている。

図１１及び図１２に示すように、実施の形態３では、送信信号２０と受信信号３０の周波数差を検出するステップＳ６（図９参照）の代わりに、送信信号２０と受信信号３０の周波数差と共にビート信号６４の強度（例えば、電圧強度）が検出される（ステップＳ６２）。さらに、実施の形態３では、このビート信号６４の強度に基づいて、レーダ２とターゲットの距離Ｒが算出される（ステップＳ６４）。

―周波数差およびビート信号強度の検出（Ｓ６２）―
上述したように、ＦＦＴ６２は、ビート信号６４ｂのスペクトルを算出する。ＵＰスイープ区間７１ａのスペクトルは、２つのピークを有している。実施の形態１及び２のステップＳ６では、このスペクトルのピーク周波数（すなわち、ビート周波数）を、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）として検出する。実施の形態３では、さらに上記ピークの強度すなわちすなわちビート信号の強度を検出する。

具体的には、周波数差検出部８は、第１の周波数差（ｆ_Ｕ１,ｆ_Ｕ２）のうち第３の周波数差ｆ_Ｕｉ（＝ｆ_Ｕ２）以外の第５の周波数差ｆ_Ｕｊ（＝ｆ_Ｕ１）に対応するビート信号（以下、第１の距離ビートと呼ぶ）の強度Ｖ_Ｕｊを検出する（図１５参照）。また、周波数差検出部８は、第３の周波数差ｆ_Ｕｉに対応するビート信号（以下、第１の速度ビートと呼ぶ）の強度Ｖ_Ｕｉを検出する。

同様に、周波数差検出部８は、第２の周波数差（ｆ_Ｄ１,ｆ_Ｄ２）のうち第４の周波数差ｆ_Ｄｉ（＝ｆ_Ｄ２）以外の第６の周波数差ｆ_Ｄｊ（＝ｆ_Ｄ１）に対応するビート信号（以下、第２の距離ビートと呼ぶ）の強度Ｖ_Ｄｊを検出する。また、周波数差検出部８は、第４の周波数差ｆ_Ｄｉに対応するビート信号（以下、第２の速度ビートと呼ぶ）の強度Ｖ_Ｕｉを検出する。

―距離Ｒの算出（ステップＳ６４）―
図１３は、距離Ｒを算出する工程（Ｓ６４）を説明するフローチャートである。

算出部１０は、ステップＳ６２で検出された第１の距離ビートの強度Ｖ_Ｕｊと第１の速度ビートＶ_Ｕｉの第１の比（＝Ｖ_Ｕｊ／Ｖ_Ｕｉ）を算出する。算出部１０は、さらに第２の距離ビートの強度Ｖ_Ｄｊと第２の速度ビートＶ_Ｄｉの第２の比（＝Ｖ_Ｄｊ／Ｖ_Ｄｉ）を算出する。さらに、算出部１０は、第１の比（＝Ｖ_Ｕｊ／Ｖ_Ｕｉ）と第２の比（＝Ｖ_Ｄｊ／Ｖ_Ｄｉ）の平均値Ｒ_ｖを算出する（Ｓ７２）。

第１の比（＝Ｖ_Ｕｊ／Ｖ_Ｕｉ）と第２の比（＝Ｖ_Ｄｊ／Ｖ_Ｄｉ）は、本来は同じ値である。第１の比と第２の比の平均値によれば、後述する距離算出の誤差が小さくなる。

図１４は、レーダ装置２とターゲットの間の距離Ｒの算出方法を説明する図である。横軸は時間である。縦軸は周波数である。図１４には、送信信号２０の周波数ｆ_ｔおよび受信信号３０の周波数ｆ_ｒが示されている。

レーダ波が送信アンテナ１６から送出されてからターゲットにより反射されて受信アンテナ２４に入射するまでの時間τ（空間飛行時間）は、送信信号２０に対する受信信号３０の遅延時間ｔ_ｄに略等しい。遅延時間ｔ_ｄは、図１４から明らかように、式（５）で表される。

Ｔ_ｓｔｅｐは、送信信号２０の周波数が段階的に増加（又は減少）してから次に増加（又は減少）するまでの時間である。Ｗ１は、第１のサブ区間７０ａ（または、第２のサブ区間７０ｂ）の開始から受信信号３０の周波数ｆ_ｒが増加（または減少）するまでの時間である。Ｗ２は、第１のサブ区間７０ａ（または、第２のサブ区間７０ｂ）において受信信号３０の周波数ｆ_ｒが増加（または減少）してから第１のサブ区間７０ａ（または、第２のサブ区間７０ｂ）が終了するまでの時間である。

ところで、第１の距離ビートは、第５の周波数差ｆ_Ｕｊに対応している。したがって、送信信号２０の強度が一定ならば、第１の距離ビートの強度Ｖ_Ｕｊは、Ｗ１に比例する。同様に、第１の速度ビートの強度Ｖ_Ｕｉは、Ｗ２に比例する。したがって、式（５）は式（６）のように変形される。

ここで第１の比（＝Ｖ_Ｕｊ／Ｖ_Ｕｉ）の代わりに、ステップＳ７２で算出した平均値Ｒ_ｖを用いる。さらに、遅延時間ｔ_ｄと空間飛行時間τが略等しいことを考慮すると、式（７）が得られる。

この式（７）にしたがって算出部１０は、レーダ波の飛行時間τを計算する（Ｓ７４）。

レーダ装置とターゲットの距離Ｒは、式（８）で表される。

ｃは、光速である。

算出部１０は、式（８）にしたがって、レーダ波の飛行時間τを計算する（Ｓ７６）。

以上により、ターゲットの相対速度ｖと共にターゲットとレーダ装置の距離Ｒが算出される。尚、第１の比（＝Ｖ_Ｕｊ／Ｖ_Ｕｉ）と第２の比（＝Ｖ_Ｄｊ／Ｖ_Ｄｉ）の平均値Ｒ_ｖの代わりに、第１の比または第２の比を用いてもよい。

尚、実施の形態３では、送信信号２０の強度は一定である。しかし、送信信号２０の強度が変化する場合でも、例えばシミュレーションにより予め距離Ｒと第１の比（＝Ｖ_Ｕｊ／Ｖ_Ｕｉ）の関係を求めておくことで、距離Ｒを導出することができる。

以上の例では、送信信号２０の周波数は最初に増加しその後減少する。しかし、送信信号２０の周波数は、最初に減少した後に増加してもよい。

また、以上の例では、送信信号２０の周波数の増減は１回である。しかし、送信信号２０の周波数は、例えば増減を繰り返してもよい。これにより、相対速度と距離を連続的に測定することができる。

また、以上の例は、車載レーダに適用可能なレーダ装置に関するものである。しかし、実施の形態１〜３のレーダ装置は、航空機や衛星などに適用されてもよい。その場合、送信信号の周波数はマイクロ波帯（３００ＭＨｚ〜３０ＧＨｚ）が好ましい。

２・・・レーダ装置
４・・・レーダ波送出部
６・・・受信部
８・・・周波数差検出部
１０・・・算出部
１２・・・ＡＤ−ＰＬＬ
２０・・・送信信号
３０・・・受信信号
６８・・・信号処理回路

Claims (5)

1. 一定の周波数ステップで周波数が段階的に増加及び減少する送信信号をレーダ波に変換して送出するレーダ波送出部と、
   前記レーダ波の反射波を受信して受信信号を生成する受信部と、
   前記送信信号の周波数が段階的に増加する第１の区間において前記送信信号と前記受信信号との第１の周波数差を複数検出し、前記送信信号の周波数が段階的に減少する第２の区間において前記送信信号と前記受信信号の第２の周波数差を複数検出する周波数差検出部と、
   複数の前記第１の周波数差のうち複数の前記第２の周波数差のいずれかとの差分が基準値以内にある第３の周波数差、および複数の前記第２の周波数差のうち前記第３の周波数差との差分が前記基準値以内にある第４の周波数差のいずれか一方または双方に基づいて、前記反射物の相対速度を算出する算出部とを
   有するレーダ装置。
2. 請求項１に記載のレーダ装置において、
   前記算出部は、前記第３の周波数差、前記第４の周波数差、複数の前記第１の周波数差のうち前記第３の周波数差以外の周波数差と前記周波数ステップとの差分の絶対値、および前記第２の周波数のうち前記第４の周波数差以外の周波数差と前記周波数ステップとの差分の絶対値に基づいて、前記反射物との相対速度を算出することを
   特徴とするレーダ装置。
3. 請求項１または２に記載のレーダ装置において、
   前記レーダ波送出部は、前記第３の周波数および前記第４の周波数のいずれか一方または双方に基づいて、前記送信信号の周波数ステップが前記反射波のドップラー周波数より大きくなるように前記送信信号の周波数を調整し、
   前記算出部は、前記調整の後に検出される複数の前記第１の周波数差および複数の前記第２の周波数差とに基づいて、前記反射物との相対速度を算出することを
   特徴とするレーダ装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載のレーダ装置において、
   前記周波数検出部は、複数の前記第１の周波数差および複数の前記第２の周波数差それぞれに対応するビート信号を生成し、
   前記算出部は、
   複数の前記第１の周波数差に対応するビート信号のうち前記第３の周波数差以外の周波数差に対応するビート信号と第３の周波数差に対応するビート信号との強度比、および複数の前記第２の周波数差に対応するビート信号のうち複数の前記第４の周波数差以外の周波数差に対応するビート信号と第４の周波数差に対応するビート信号との強度比のいずれか一方または双方に基づいて、前記反射物との距離を算出することを
   特徴とするレーダ装置。
5. 一定の間隔で周波数が段階的に増加および減少する送信信号から生成されるレーダ波の反射波を受信し、
   前記送信信号の周波数が増加する第１の区間において、前記反射波によって生成される受信信号と前記送信信号との第１の周波数差を複数検出し、
   前記送信信号の周波数が減少する第２の区間において、前記受信信号と前記送信信号との第２の周波数差を複数検出し、
   複数の前記第１の周波数のうち複数の前記第２の周波数のいずれかとの差分が基準値以内にある第３の周波数差、および複数の前記第２の周波数のうち前記第３の周波数差との差分が前記基準値以内にある第４の周波数差のいずれか一方または双方に基づいて、前記反射物との相対速度を算出する
   測定方法。

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