JP3415472B2 - 電波式高度計 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、エレベータのよう
な高速降下物体の低高度領域の高度を正確に電波を用い
て測定する電波式高度計に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来の電波式高度計のセンサ方式の一種
であるドップラ方式は、地表へ送信した送信波と、この
地表からの反射波とのドップラ周波数の振幅を検出し、
この振幅の強度に基づき降下物体と地表との距離（高
度）を検出する方式である。 【０００３】また、他の電波式距離計のセンサ方式の一
種であるＦＭ−ＣＷ（周波数変調−連続波信号）方式
は、地表へ送信した送信波と、この地表からの反射波と
のビート波の波数を計測し、このビート波の波数の基づ
き降下物体と地表との距離を検出する方式である。 【０００４】さらに、他の電波式距離計のセンサ方式の
一種であるパルスレーダ方式は、地表へ放射した送信パ
ルスと、この地表からの反射パルスとの立ち上がりを比
較することで送信パルスと反射パルスとの位相差を検出
し、この位相差に基づき降下物体と地表との距離を検出
する。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ドップ
ラ方式は、地表の反射面の状態、すなわち地表の表面に
おける反射率、地表の形状によりドップラ周波数の振幅
が変わってしまうため、前述の如く振幅に基づき求めた
降下物体と地表との距離に誤差が生じるという問題があ
る。 【０００６】また、ＦＭ−ＣＷ方式は、降下物体と地表
との間に相対速度が発生するため、ドップラ効果により
図５に示すドップラ周波数が発生し、このドップラ周波
数ｆd分の周波数誤差（ドップラシフト）が生じる。す
なわち、実際の距離（高度）は、送信波ＳＴの周波数と
反射波ＳＲ’の周波数の差の絶対値となるが、ドップラ
シフトによって反射波ＳＲ’の周波数は送信波ＳＲの周
波数に図のように平行移動する。このため、送信波ＳＴ
の上昇時はドップラシフト分だけ負の周波数誤差が発生
し、逆に下降時は正の周波数誤差が発生する。 【０００７】このため、ＦＭ−ＣＷ方式は、このドップ
ラ周波数ｆd分の周波数誤差を取り除くための演算処理
が必要となり、装置規模が大きくなり、かつ処理速度が
低下するという問題がある。図５は、送信波ＳＴ波の周
波数及び測定される反射波ＳＲの周波数と、時間関係と
を示したタイミングチャートである。 【０００８】さらに、ＦＭ−ＣＷ方式は、波数に基づき
距離を測定するため、低高度領域における高度を測定す
る場合、ビート波の波数が少なくなり誤差が大きくなる
という欠点がある。また、ＦＭ−ＣＷ方式は、上述の欠
点を改善するため、ビート周波数を高くしてビート波の
波数を増加させ、誤差を小さくしようとすると、被変調
波の変調幅を広げる必要があるが、被変調波の変調幅を
広げる範囲がアンテナの帯域幅で制限を受けるという欠
点がある。 【０００９】さらに、パルスレーダ方式は、位相差がパ
ルス幅よりも小さくなる場合、すなわち低高度領域にお
ける高度の測定となると送信波と反射波とのパルスが重
なり、送信波と反射波とのパルスの立ち上がりを比較す
ることができずに測定不能となるという欠点がある。 【００１０】本発明は、このような背景の下になされた
もので、送信波と反射波との周波数差から求められるビ
ート信号の周波数に基づき、低高度領域の高度の精度の
高い測定が行える電波式高度計を提供することを目的と
する。 【００１１】 【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、所定の変調信号によって周波数変調されると共に降
下物から地表に対して送信される送信波と、該送信波が
地表に反射して受信された反射波との周波数差からビー
ト信号を検出し、このビート信号のビート周波数に基づ
いて降下物の高度を測定する電波式高度計において、降
下物が所定の高度となったことを検出すると、前記ビー
ト信号の一部分を前記変調信号に同期して順次取り出し
て積分することによってドップラ波形信号を生成し、こ
のドップラ波形信号の波数をカウントし、このカウント
値と前記ドップラ波形信号の波長との乗算によって得ら
れる距離を前記所定の高度から減算することによって降
下物の高度を演算することを特徴とする。 【００１２】 【００１３】 【００１４】 【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態
による電波式高度計の構成を示すブロック図である。こ
の図に示す電波式高度計１において、２は図２（ａ）に
示す被変調信号ＳＨを出力するＶＣＯ（電圧制御型発振
器）であり、ＶＣＯドライバ３の発生する変調繰り返し
周波数波形に基づき被変調波の発信周波数ｆtが制御さ
れる。例えば、被変調信号ＳＨの発信周波数ｆtの中心
周波数は２.４ＧＨｚであり、被変調信号ＳＨの発信周
波数ｆtの変調幅は８０ＭＨｚである。 【００１５】図２は、図１に示す電波式高度計の動作に
おける各部の波形を示したタイミングチャートである。
すなわち、図２は、以下で説明する被変調信号ＳＨ、ビ
ート信号ＳＹおよびドップラ波形信号ＳＤの関係を示す
タイミングチャートである。被変調信号ＳＨに関して
は、横軸が時間軸であり、縦軸が周波数を示している。
他の信号については、横軸が時間軸であり、縦軸が信号
強度を示している。 【００１６】ＶＣＯドライバ３は、変調繰り返し周波数
波形を、周波数ｆ3、例えば周波数「ｆ3＝１００ＫＨ
ｚ」の三角波信号ＳＣにより出力する。４はアイソレー
タであり、ＶＣＯ・２の発振する被変調信号ＳＨをカプ
ラ５へ出力し、アイソレータに逆方向に進む反射信号を
遮断する。カプラ５は、アイソレータ４から入力される
被変調信号ＳＨを分配し、サーキュレータ６とミキサ７
へ被変調信号ＳＨを出力する。 【００１７】サーキュレータ６は、入力される被変調信
号ＳＨをアンテナ８へ出力する。アンテナ８は、例えば
複数の素子アンテナから構成されたパッチアレーアンテ
ナで、サーキュレータ６から入力される被変調信号ＳＨ
を電波に変換し、変換結果として送信波ＳＴを空間に放
射する。また、アンテナ８は、送信波ＳＴが地表Ｅで反
射した反射波ＳＲを入力して電気信号に変換し、変換結
果として反射信号ＰＨをサーキュレータ６へ出力する。
また、サーキュレータ６は、入力される反射信号ＰＨを
ミキサ７へ出力する。 【００１８】ミキサ７は、カプラ５から入力される被変
調信号ＳＨの周波数ｆtと、反射信号ＰＨの周波数ｆrと
をミキシングして、ミキシング結果として図２（ｅ）に
示すビート信号ＳＹをアンプ９へ出力する。ここで、上
記ビート信号ＳＹの周波数は、被変調信号ＳＨの周波数
ｆtと、反射信号ＰＨの周波数ｆrとの周波数差であるビ
ート周波数ｆbである。 【００１９】アンプ９は、ビート信号ＳＹを所定の強度
に増幅して、増幅結果をビート信号ＳＺを位相検出回路
１０及びドップラ検出回路１１へ出力する。位相検出回
路１０は、内部で設定されている所定の高度に対応した
周波数ｆpと、入力されるビート信号ＳＺの周波数ｆbと
を比較する。また、位相検出回路１０は、周波数ｆpと
周波数ｆbとの位相差に対応した図３（ｂ）に示す比較
信号ＳＰをコンパレータ１２へ出力する。図３（ａ）及
び図３（ｂ）は、ビート信号ＳＺの周波数と比較信号Ｓ
Ｐの電圧値との関係を示しており、ビート信号ＳＺの周
波数ｆbが周波数ｆpを通過したときに、比較信号ＳＰが
出力される関係を示す。 【００２０】さらに、位相検出回路１０は、位相比較器
１０ａ、ＶＣＯ１０ｂ及びローパスフィルタ１０ｃで構
成されている。ＶＣＯ１０ｂは、所定の高度で得られる
ビート信号ＳＺのビート周波数ｆbと同じ値の周波数ｆp
で発振し、発振信号ＳＳを出力している。また、位相比
較器１０ａは、イクスクルーシブオア回路から構成さ
れ、入力されるビート信号ＳＺの位相と、ＶＣＯ１０ｂ
が発振する発振信号ＳＳの位相とを比較する。 【００２１】ローパスフィルタ１０ｃは、位相比較器１
０ａから入力される、ビート信号ＳＺ位相と発振信号Ｓ
Ｓとの比較結果の信号から高周波成分を取り除いて、結
果として比較信号ＳＰをコンパレータ１２へ出力する。 【００２２】コンパレータ１２は、入力される比較信号
ＳＰの電圧値ＶSCと、リファレンスとしての所定の電圧
値ＶR（図３参照）とを比較して、例えば「ＶSC＞ＶR」
であれば検出信号ＳＫをフリップフロップ１３へ出力す
る。このとき、検出信号ＳＫは、例えば「Ｌ→Ｈ→Ｌ」
のパルスとして、フリップフロップ１３及び高度演算回
路１７へ出力される。 【００２３】フリップフロップ１３は、起動時には出力
信号ＳＱが「Ｌ」であるが、検出信号ＳＫが入力される
と、検出信号ＳＫの「Ｈ→Ｌ」（立ち下がり時）に同期
して、出力信号ＳＱを「Ｈ」として出力する。 【００２４】また、ＶＣＯドライバ３は、三角波信号Ｓ
Ｃの周期を示す図２（ｂ）に示す基本波形信号ＳＴＤを
ドップラ検出回路１１へ出力する。ドップラ検出回路１
１は、ＶＣＯドライバ３から入力される基本波形信号Ｓ
ＴＤと、アンプ９から入力されるビート信号ＳＺとに基
づき、ＶＣＯドライバからのドップラ周波数ｆdの図２
（ｆ）に示すドップラ波形信号ＳＤを出力する。 【００２５】このドップラ検出回路１１の構成を、図２
及び図４を用いて詳細に説明する。図４は、ドップラ検
出回路１１の構成を示すブロック図である。この図にお
いて、１００はワンショットマルチバイブレータであ
り、時刻ｔ10における基本波形信号ＳＴＤの立ち上がり
に同期して、パルス幅Ｔ１（時刻ｔ10から時刻ｔ11の
間）のタイミング信号ＳＴ１（図２（ｃ））をワンショ
ットマルチバイブレータ１０１へ出力する。 【００２６】ワンショットマルチバイブレータ１０１
は、入力されるタイミング信号ＳＴ１の時刻ｔ11におけ
る立ち下がりに同期して、パルス幅Ｔ２のタイミング信
号ＳＴ２（図２（ｄ））をアナログスイッチ１０２へ出
力する。アナログスイッチ１０２は、入力されるタイミ
ング信号ＳＴ２のパルス幅Ｔ２（時刻ｔ11から時刻ｔ12
の間）の時間の間ゲートを開く。また、アナログスイッ
チ１０２は、ゲートの開くＴ２の時間の間、入力される
ビート信号ＳＺを積分回路１０３へ出力する。 【００２７】積分回路１０３は、アナログスイッチ１０
２が時刻ｔ14から時刻ｔ15の間でもゲートを開くので、
時間Ｔ３の間入力されるビート信号ＳＺを積分し、積分
結果としてドップラ波形信号ＳＤをコンパレータ１４へ
出力する。すなわち、アンテナ８（図１）と地表Ｅとの
相対距離が変化すると、ビート信号ＳＺの位相は、アン
テナ８（図１）と地表Ｅとの相対速度に比例した変化量
を有する。 【００２８】時間Ｔ１毎のビート信号ＳＺの位相の変化
量は、ドップラ波形信号ＳＤに相当する。従って、ドッ
プラ波形信号ＳＤは、時間Ｔ１毎のビート信号ＳＺの位
相を抽出することにより得られる。このとき、パルス幅
Ｔ２は、位相の変化を検出するため、ビート信号ＳＺの
周期に比較して充分短くする。 【００２９】図１に戻り、コンパレータ１４は、入力さ
れるドップラ波形信号ＳＤの電圧値ＶSDと、リファレン
スとしての所定の電圧値ＶS（図２（ｆ）参照）とを比
較して、例えば「ＶSD＞ＶS」であれば検出信号ＳＲを
アンド回路１５へ出力する。このとき、検出信号ＳＲ
は、例えば「Ｌ→Ｈ→Ｌ」のパルスとして、コンパレー
タ１４から出力される。 【００３０】アンド回路１５は、フリップフロップ１３
の出力信号ＳＱが「Ｈ」の場合に、コンパレータ１４か
らの検出信号ＳＲをカウンタ１６へ出力する。カウンタ
１６は、入力される検出信号ＳＲのパルス数を積算し、
積算結果を積算信号ＳＡとして高度演算回路１７へ出力
する。 【００３１】高度演算回路１７は、コンパレータ１２か
ら検出信号ＳＫが入力された時点において、予め設定さ
れている高度データＤＨを出力する。また、高度演算回
路１７は、カウンタ１６から入力される積算信号ＳＡに
基づき距離データＤＫを求める。 【００３２】ここで、ドップラ波形信号ＳＤの波長「λ
0」は、以下に示す式で求める。 λ0＝ｃ／２Ｆ0 上述の式において、ｃは光速度「３×１０8（ｍ）」で
あり、Ｆ0は送信波ＳＴの送信周波数である。例えば、
「Ｆ0＝２.４（ＧＨｚ）」とすると、波長「λ0」は、
「６２.４（ｍｍ）」となる。 【００３３】予め設定された高度データＤＨが５（ｍ）
であるとすると、地表Ｅまでのドップラ波形信号ＳＤの
波数「ＤＭ」は、以下の式で計算される。 ＤＭ＝５０００（ｍｍ）／６２.４（ｍｍ） 従って、波数「ＤＭ」は「８０」となる。 【００３４】この結果、高度演算回路１７は、この波数
「８０」から、入力される積算信号ＳＡを差し引き、６
２.４（ｍｍ）を乗算することで、５（ｍ）から地表Ｅ
までの距離を６２.４（ｍｍ）単位において計測するこ
とが可能となる。 【００３５】次に、図１および図２を参照し、上記一実
施形態の動作の説明を行う。例えば、送信波ＳＴの送信
周波数の中心周波数は２.４ＧＨｚであり、被変調信号
ＳＨの発信周波数ｆtの変調幅は８０ＭＨｚであり、三
角波信号ＳＣの周波数は１００ＫＨｚであるとする。ま
た、ＶＣＯ１０ｂの発信周波数ｆpは、上述の条件にお
いて５（ｍ）の地表Ｅからの高度で得られるビート信号
ＳＹのビート周波数ｆbと等しい値で設定されていると
する。上述の条件におけるビート周波数ｆbは、５３３
ＫＨｚとなる。 【００３６】すなわち、ビート信号ＳＹのビート周波数
ｆbは、以下の式により求められる。 ｆb＝４・ｒ・ｆ3・Δｆ／ｃ ここで、ｒは地表Ｅからの高度であり、５（ｍ）であ
る。ｆ3は三角波信号ＳＣの周波数であり、１００ＫＨ
ｚである。Δｆは発信周波数ｆtの変調幅であり、８０
ＭＨｚである。ｃは光速度である。 【００３７】ＶＣＯ・２は、ＶＣＯドライバ３から入力
される１００ＫＨｚの三角波信号ＳＣにより、図２
（ａ）に示す２.４ＧＨｚを中心周波数として２.３６Ｇ
Ｈｚから２.４４ＧＨｚまでの変調幅を有する被変調信
号ＳＨを生成する。そして、ＶＣＯ・２は、アイソレー
タ４を介して被変調信号ＳＨをカプラ５へ出力する。こ
れにより、カプラ５は、入力される被変調信号ＳＨをサ
ーキュレータ６とミキサ７とに分岐する。 【００３８】そして、サーキュレータ６に入った被変調
信号ＳＨは、アンテナ８で電波に変換して、変換結果と
して送信波ＳＴを地表Ｅに向けて空間に放射する。この
結果、反射波ＳＲは、送信波ＳＴが地表Ｅに到達し、送
信波ＳＴが地表Ｅにおいて反射されることによりアンテ
ナ８へ入射される。そして、アンテナ８は、入射される
反射波ＳＲを電気信号に変換し、変換結果として反射信
号ＰＨをミキサ７へ出力する。 【００３９】次に、ミキサ７は、入力される反射信号Ｐ
Ｈと、カプラ５により分岐されて入力される被変調信号
ＳＨとのミキシングを行い、ミキシング結果としてビー
ト周波数ｆbのビート信号ＳＹをアンプ９へ出力する。
そして、アンプ９は、入力されるビート信号ＳＹを増幅
して、増幅結果としてビート信号ＳＺを位相検出回路１
０及びドップラ検出回路１１へ出力する。 【００４０】次に、位相検出回路１０は、入力されるビ
ート信号ＳＺの位相と、ＶＣＯ１０ｂから入力される発
振信号ＳＳの位相との比較を行い、比較結果の比較信号
ＳＰをコンパレータ１２へ出力する。そして、ビート信
号ＳＺの位相と発振信号ＳＳの位相との一致が検出され
るまで、位相検出回路１０は上述の比較操作を繰り返
す。 【００４１】例えば、電波式高度計１が地表Ｅから５
（ｍ）の位置に落下してきたとすると、ビート信号ＳＺ
の位相と発振信号ＳＳの位相とが一致し、コンパレータ
１２は、検出信号ＳＫをフリップフロップ１３へ出力す
る。同時に、コンパレータ１２は、高度演算回路１７へ
検出信号ＳＫを出力する。これにより、高度演算回路１
７は、電波式高度計１が地表Ｅから５（ｍ）の位置に落
下してきたことを検知する。 【００４２】そして、フリップフロップ１３は、入力さ
れる検出信号ＳＫの「Ｈ→Ｌ」の立ち下がりに同期し
て、出力信号ＳＱを「Ｌ→Ｈ」とする。これにより、ア
ンド回路１３の一方の端子には、「Ｈ」の出力信号ＳＱ
が入力される。 【００４３】そして、ドップラ検出回路１１は、入力さ
れるビート信号ＳＺに基づきドップラ波形信号ＳＤを生
成し、生成されたドップラ波形信号ＳＤをコンパレータ
１４へ出力する。これにより、コンパレータ１４は、入
力されるドップラ波形信号ＳＤの電圧値ＶDSと、リファ
レンス電圧ＶSとの比較を行う。そして、コンパレータ
１４は、リファレンス電圧値ＶSより高い電圧値を有す
るドップラ周波数ＳＤから検出信号ＳＲを生成し、この
検出信号ＳＲをアンド回路１５の他方の端子へ出力す
る。 【００４４】この結果、アンド回路１５は、一方の端子
にフリップフロップ１３から出力信号ＳＱが「Ｈ」で入
力された時点から、他方の端子から入力される検出信号
ＳＲをパルスとしてカウンタ１６へ出力する。すなわ
ち、フリップフロップ１３は、電波式高度計１が地表Ｅ
から５（ｍ）の位置になった時点から、検出信号ＳＲの
積算を開始する。そして、カウンタ１６は、入力される
検出信号ＳＲのパルス数を積算し、積算結果として積算
信号ＳＡを高度演算回路１７へ出力する。 【００４５】また、高度演算回路１７は、コンパレータ
１２から入力される検出信号ＳＫの立ち下がりにより、
５（ｍ）の位置になったことを確認する。これにより、
高度演算回路１７は、５（ｍ）の位置から地表Ｅまでの
ドップラ波形信号ＳＤの波数「ＤＭ」の演算を行う。 【００４６】これにより、高度演算回路１７は、求めら
れた波数「ＤＭ」、例えば５（ｍ）地点とすると波数
「８０」から積算信号ＳＡを差し引き、ドップラ波形信
号ＳＤの波長６２.４（ｍｍ）を乗算することで、地表
Ｅからの電波式高度計１の高度を６２.４（ｍｍ）単位
で測定する。そして、高度演算回路１７は、この演算さ
れた高度のデータを外部回路へ出力する。 【００４７】以上説明したように、上述した一実施形態
の電波式高度計１によれば、前述した条件において、三
角波ＳＣの周波数を１００ＫＨｚとしたため、ビート信
号ＳＺのビート周波数ｆbは５３３ＫＨｚとなり、ドッ
プラ波形信号ＳＤのドップラ周波数ｆdの４.８ＫＨｚに
比較して充分大きくなる。 【００４８】これにより、送信波ＳＴに対する反射波Ｓ
Ｒのドップラシフトの効果は、無視できる程度に減少す
る。すなわち、電波式高度計１は、５（ｍ）の高度の測
定において、測定される高度のドップラ効果による誤差
を０.９％とすることができる。この結果、電波式高度
計１は、前述した条件において、５（ｍ）の高度の測定
時に±２０（ｃｍ）の誤差で測定が可能である。 【００４９】また、電波式高度計１は、カウンタ１６に
よるドップラ波形信号ＳＤの波数の積算値である積算信
号ＳＡを、コンパレータ１２の検出信号ＳＫと併用する
ことで、高度演算回路１７がドップラ波形信号ＳＤの波
長単位毎に地表からの高度を演算することができる。 【００５０】さらに、電波式高度計１は、地表Ｅからの
高度の測定において、三角波ＳＣの周波数を増加させる
ことにより、ビート信号ＳＺのビート周波数ｆbを増加
でき、測定される高度のドップラ効果による誤差をさら
に減少させることができる。 【００５１】また、上述の説明において、予め設定する
高度として、地表Ｅからの高度を５（ｍ）として説明し
たが、電波式高度計１は、ＶＣＯ１０ｂの発信周波数ｆ
pを変更することにより、検出信号ＳＫを出力する高度
を任意に設定できる。 【００５２】以上、本発明の一実施形態を図面を参照し
て詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限ら
れるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設
計変更等があっても本発明に含まれる。例えば、図１に
示す一実施形態において、位相検出回路１０及びコンパ
レータ１２を複数設けて、それぞれの位相検出回路１０
に例えば、５（ｍ）、４（ｍ）、３（ｍ）、・・・等の高
度に対応した周波数ｆpを設定しておき、降下物体が対
応する高度ななった場合に検出信号ＳＫを出力させるよ
うにすることも可能である。 【００５３】 【発明の効果】請求項１に記載の発明によれば、所定の
変調信号によって周波数変調されると共に降下物から地
表に対して送信される送信波と、該送信波が地表に反射
して受信された反射波との周波数差からビート信号を検
出し、このビート信号のビート周波数に基づいて降下物
の高度を測定する電波式高度計において、降下物が所定
の高度となったことを検出すると、前記ビート信号の一
部分を前記変調信号に同期して順次取り出して積分する
ことによってドップラ波形信号を生成し、このドップラ
波形信号の波数をカウントし、このカウント値と前記ド
ップラ波形信号の波長との乗算によって得られる距離を
前記所定の高度から減算することによって降下物の高度
を演算するため、降下物の降下速度により発生するドッ
プラ周波数に対して前記ビート周波数を充分高くするこ
とにより、ドップラ周波数の影響を減少させることがで
き、高度の測定における測定誤差を減少させることが可
能となる効果がある。 【００５４】 【００５５】
な高速降下物体の低高度領域の高度を正確に電波を用い
て測定する電波式高度計に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来の電波式高度計のセンサ方式の一種
であるドップラ方式は、地表へ送信した送信波と、この
地表からの反射波とのドップラ周波数の振幅を検出し、
この振幅の強度に基づき降下物体と地表との距離（高
度）を検出する方式である。 【０００３】また、他の電波式距離計のセンサ方式の一
種であるＦＭ−ＣＷ（周波数変調−連続波信号）方式
は、地表へ送信した送信波と、この地表からの反射波と
のビート波の波数を計測し、このビート波の波数の基づ
き降下物体と地表との距離を検出する方式である。 【０００４】さらに、他の電波式距離計のセンサ方式の
一種であるパルスレーダ方式は、地表へ放射した送信パ
ルスと、この地表からの反射パルスとの立ち上がりを比
較することで送信パルスと反射パルスとの位相差を検出
し、この位相差に基づき降下物体と地表との距離を検出
する。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ドップ
ラ方式は、地表の反射面の状態、すなわち地表の表面に
おける反射率、地表の形状によりドップラ周波数の振幅
が変わってしまうため、前述の如く振幅に基づき求めた
降下物体と地表との距離に誤差が生じるという問題があ
る。 【０００６】また、ＦＭ−ＣＷ方式は、降下物体と地表
との間に相対速度が発生するため、ドップラ効果により
図５に示すドップラ周波数が発生し、このドップラ周波
数ｆd分の周波数誤差（ドップラシフト）が生じる。す
なわち、実際の距離（高度）は、送信波ＳＴの周波数と
反射波ＳＲ’の周波数の差の絶対値となるが、ドップラ
シフトによって反射波ＳＲ’の周波数は送信波ＳＲの周
波数に図のように平行移動する。このため、送信波ＳＴ
の上昇時はドップラシフト分だけ負の周波数誤差が発生
し、逆に下降時は正の周波数誤差が発生する。 【０００７】このため、ＦＭ−ＣＷ方式は、このドップ
ラ周波数ｆd分の周波数誤差を取り除くための演算処理
が必要となり、装置規模が大きくなり、かつ処理速度が
低下するという問題がある。図５は、送信波ＳＴ波の周
波数及び測定される反射波ＳＲの周波数と、時間関係と
を示したタイミングチャートである。 【０００８】さらに、ＦＭ−ＣＷ方式は、波数に基づき
距離を測定するため、低高度領域における高度を測定す
る場合、ビート波の波数が少なくなり誤差が大きくなる
という欠点がある。また、ＦＭ−ＣＷ方式は、上述の欠
点を改善するため、ビート周波数を高くしてビート波の
波数を増加させ、誤差を小さくしようとすると、被変調
波の変調幅を広げる必要があるが、被変調波の変調幅を
広げる範囲がアンテナの帯域幅で制限を受けるという欠
点がある。 【０００９】さらに、パルスレーダ方式は、位相差がパ
ルス幅よりも小さくなる場合、すなわち低高度領域にお
ける高度の測定となると送信波と反射波とのパルスが重
なり、送信波と反射波とのパルスの立ち上がりを比較す
ることができずに測定不能となるという欠点がある。 【００１０】本発明は、このような背景の下になされた
もので、送信波と反射波との周波数差から求められるビ
ート信号の周波数に基づき、低高度領域の高度の精度の
高い測定が行える電波式高度計を提供することを目的と
する。 【００１１】 【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、所定の変調信号によって周波数変調されると共に降
下物から地表に対して送信される送信波と、該送信波が
地表に反射して受信された反射波との周波数差からビー
ト信号を検出し、このビート信号のビート周波数に基づ
いて降下物の高度を測定する電波式高度計において、降
下物が所定の高度となったことを検出すると、前記ビー
ト信号の一部分を前記変調信号に同期して順次取り出し
て積分することによってドップラ波形信号を生成し、こ
のドップラ波形信号の波数をカウントし、このカウント
値と前記ドップラ波形信号の波長との乗算によって得ら
れる距離を前記所定の高度から減算することによって降
下物の高度を演算することを特徴とする。 【００１２】 【００１３】 【００１４】 【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態
による電波式高度計の構成を示すブロック図である。こ
の図に示す電波式高度計１において、２は図２（ａ）に
示す被変調信号ＳＨを出力するＶＣＯ（電圧制御型発振
器）であり、ＶＣＯドライバ３の発生する変調繰り返し
周波数波形に基づき被変調波の発信周波数ｆtが制御さ
れる。例えば、被変調信号ＳＨの発信周波数ｆtの中心
周波数は２.４ＧＨｚであり、被変調信号ＳＨの発信周
波数ｆtの変調幅は８０ＭＨｚである。 【００１５】図２は、図１に示す電波式高度計の動作に
おける各部の波形を示したタイミングチャートである。
すなわち、図２は、以下で説明する被変調信号ＳＨ、ビ
ート信号ＳＹおよびドップラ波形信号ＳＤの関係を示す
タイミングチャートである。被変調信号ＳＨに関して
は、横軸が時間軸であり、縦軸が周波数を示している。
他の信号については、横軸が時間軸であり、縦軸が信号
強度を示している。 【００１６】ＶＣＯドライバ３は、変調繰り返し周波数
波形を、周波数ｆ3、例えば周波数「ｆ3＝１００ＫＨ
ｚ」の三角波信号ＳＣにより出力する。４はアイソレー
タであり、ＶＣＯ・２の発振する被変調信号ＳＨをカプ
ラ５へ出力し、アイソレータに逆方向に進む反射信号を
遮断する。カプラ５は、アイソレータ４から入力される
被変調信号ＳＨを分配し、サーキュレータ６とミキサ７
へ被変調信号ＳＨを出力する。 【００１７】サーキュレータ６は、入力される被変調信
号ＳＨをアンテナ８へ出力する。アンテナ８は、例えば
複数の素子アンテナから構成されたパッチアレーアンテ
ナで、サーキュレータ６から入力される被変調信号ＳＨ
を電波に変換し、変換結果として送信波ＳＴを空間に放
射する。また、アンテナ８は、送信波ＳＴが地表Ｅで反
射した反射波ＳＲを入力して電気信号に変換し、変換結
果として反射信号ＰＨをサーキュレータ６へ出力する。
また、サーキュレータ６は、入力される反射信号ＰＨを
ミキサ７へ出力する。 【００１８】ミキサ７は、カプラ５から入力される被変
調信号ＳＨの周波数ｆtと、反射信号ＰＨの周波数ｆrと
をミキシングして、ミキシング結果として図２（ｅ）に
示すビート信号ＳＹをアンプ９へ出力する。ここで、上
記ビート信号ＳＹの周波数は、被変調信号ＳＨの周波数
ｆtと、反射信号ＰＨの周波数ｆrとの周波数差であるビ
ート周波数ｆbである。 【００１９】アンプ９は、ビート信号ＳＹを所定の強度
に増幅して、増幅結果をビート信号ＳＺを位相検出回路
１０及びドップラ検出回路１１へ出力する。位相検出回
路１０は、内部で設定されている所定の高度に対応した
周波数ｆpと、入力されるビート信号ＳＺの周波数ｆbと
を比較する。また、位相検出回路１０は、周波数ｆpと
周波数ｆbとの位相差に対応した図３（ｂ）に示す比較
信号ＳＰをコンパレータ１２へ出力する。図３（ａ）及
び図３（ｂ）は、ビート信号ＳＺの周波数と比較信号Ｓ
Ｐの電圧値との関係を示しており、ビート信号ＳＺの周
波数ｆbが周波数ｆpを通過したときに、比較信号ＳＰが
出力される関係を示す。 【００２０】さらに、位相検出回路１０は、位相比較器
１０ａ、ＶＣＯ１０ｂ及びローパスフィルタ１０ｃで構
成されている。ＶＣＯ１０ｂは、所定の高度で得られる
ビート信号ＳＺのビート周波数ｆbと同じ値の周波数ｆp
で発振し、発振信号ＳＳを出力している。また、位相比
較器１０ａは、イクスクルーシブオア回路から構成さ
れ、入力されるビート信号ＳＺの位相と、ＶＣＯ１０ｂ
が発振する発振信号ＳＳの位相とを比較する。 【００２１】ローパスフィルタ１０ｃは、位相比較器１
０ａから入力される、ビート信号ＳＺ位相と発振信号Ｓ
Ｓとの比較結果の信号から高周波成分を取り除いて、結
果として比較信号ＳＰをコンパレータ１２へ出力する。 【００２２】コンパレータ１２は、入力される比較信号
ＳＰの電圧値ＶSCと、リファレンスとしての所定の電圧
値ＶR（図３参照）とを比較して、例えば「ＶSC＞ＶR」
であれば検出信号ＳＫをフリップフロップ１３へ出力す
る。このとき、検出信号ＳＫは、例えば「Ｌ→Ｈ→Ｌ」
のパルスとして、フリップフロップ１３及び高度演算回
路１７へ出力される。 【００２３】フリップフロップ１３は、起動時には出力
信号ＳＱが「Ｌ」であるが、検出信号ＳＫが入力される
と、検出信号ＳＫの「Ｈ→Ｌ」（立ち下がり時）に同期
して、出力信号ＳＱを「Ｈ」として出力する。 【００２４】また、ＶＣＯドライバ３は、三角波信号Ｓ
Ｃの周期を示す図２（ｂ）に示す基本波形信号ＳＴＤを
ドップラ検出回路１１へ出力する。ドップラ検出回路１
１は、ＶＣＯドライバ３から入力される基本波形信号Ｓ
ＴＤと、アンプ９から入力されるビート信号ＳＺとに基
づき、ＶＣＯドライバからのドップラ周波数ｆdの図２
（ｆ）に示すドップラ波形信号ＳＤを出力する。 【００２５】このドップラ検出回路１１の構成を、図２
及び図４を用いて詳細に説明する。図４は、ドップラ検
出回路１１の構成を示すブロック図である。この図にお
いて、１００はワンショットマルチバイブレータであ
り、時刻ｔ10における基本波形信号ＳＴＤの立ち上がり
に同期して、パルス幅Ｔ１（時刻ｔ10から時刻ｔ11の
間）のタイミング信号ＳＴ１（図２（ｃ））をワンショ
ットマルチバイブレータ１０１へ出力する。 【００２６】ワンショットマルチバイブレータ１０１
は、入力されるタイミング信号ＳＴ１の時刻ｔ11におけ
る立ち下がりに同期して、パルス幅Ｔ２のタイミング信
号ＳＴ２（図２（ｄ））をアナログスイッチ１０２へ出
力する。アナログスイッチ１０２は、入力されるタイミ
ング信号ＳＴ２のパルス幅Ｔ２（時刻ｔ11から時刻ｔ12
の間）の時間の間ゲートを開く。また、アナログスイッ
チ１０２は、ゲートの開くＴ２の時間の間、入力される
ビート信号ＳＺを積分回路１０３へ出力する。 【００２７】積分回路１０３は、アナログスイッチ１０
２が時刻ｔ14から時刻ｔ15の間でもゲートを開くので、
時間Ｔ３の間入力されるビート信号ＳＺを積分し、積分
結果としてドップラ波形信号ＳＤをコンパレータ１４へ
出力する。すなわち、アンテナ８（図１）と地表Ｅとの
相対距離が変化すると、ビート信号ＳＺの位相は、アン
テナ８（図１）と地表Ｅとの相対速度に比例した変化量
を有する。 【００２８】時間Ｔ１毎のビート信号ＳＺの位相の変化
量は、ドップラ波形信号ＳＤに相当する。従って、ドッ
プラ波形信号ＳＤは、時間Ｔ１毎のビート信号ＳＺの位
相を抽出することにより得られる。このとき、パルス幅
Ｔ２は、位相の変化を検出するため、ビート信号ＳＺの
周期に比較して充分短くする。 【００２９】図１に戻り、コンパレータ１４は、入力さ
れるドップラ波形信号ＳＤの電圧値ＶSDと、リファレン
スとしての所定の電圧値ＶS（図２（ｆ）参照）とを比
較して、例えば「ＶSD＞ＶS」であれば検出信号ＳＲを
アンド回路１５へ出力する。このとき、検出信号ＳＲ
は、例えば「Ｌ→Ｈ→Ｌ」のパルスとして、コンパレー
タ１４から出力される。 【００３０】アンド回路１５は、フリップフロップ１３
の出力信号ＳＱが「Ｈ」の場合に、コンパレータ１４か
らの検出信号ＳＲをカウンタ１６へ出力する。カウンタ
１６は、入力される検出信号ＳＲのパルス数を積算し、
積算結果を積算信号ＳＡとして高度演算回路１７へ出力
する。 【００３１】高度演算回路１７は、コンパレータ１２か
ら検出信号ＳＫが入力された時点において、予め設定さ
れている高度データＤＨを出力する。また、高度演算回
路１７は、カウンタ１６から入力される積算信号ＳＡに
基づき距離データＤＫを求める。 【００３２】ここで、ドップラ波形信号ＳＤの波長「λ
0」は、以下に示す式で求める。 λ0＝ｃ／２Ｆ0 上述の式において、ｃは光速度「３×１０8（ｍ）」で
あり、Ｆ0は送信波ＳＴの送信周波数である。例えば、
「Ｆ0＝２.４（ＧＨｚ）」とすると、波長「λ0」は、
「６２.４（ｍｍ）」となる。 【００３３】予め設定された高度データＤＨが５（ｍ）
であるとすると、地表Ｅまでのドップラ波形信号ＳＤの
波数「ＤＭ」は、以下の式で計算される。 ＤＭ＝５０００（ｍｍ）／６２.４（ｍｍ） 従って、波数「ＤＭ」は「８０」となる。 【００３４】この結果、高度演算回路１７は、この波数
「８０」から、入力される積算信号ＳＡを差し引き、６
２.４（ｍｍ）を乗算することで、５（ｍ）から地表Ｅ
までの距離を６２.４（ｍｍ）単位において計測するこ
とが可能となる。 【００３５】次に、図１および図２を参照し、上記一実
施形態の動作の説明を行う。例えば、送信波ＳＴの送信
周波数の中心周波数は２.４ＧＨｚであり、被変調信号
ＳＨの発信周波数ｆtの変調幅は８０ＭＨｚであり、三
角波信号ＳＣの周波数は１００ＫＨｚであるとする。ま
た、ＶＣＯ１０ｂの発信周波数ｆpは、上述の条件にお
いて５（ｍ）の地表Ｅからの高度で得られるビート信号
ＳＹのビート周波数ｆbと等しい値で設定されていると
する。上述の条件におけるビート周波数ｆbは、５３３
ＫＨｚとなる。 【００３６】すなわち、ビート信号ＳＹのビート周波数
ｆbは、以下の式により求められる。 ｆb＝４・ｒ・ｆ3・Δｆ／ｃ ここで、ｒは地表Ｅからの高度であり、５（ｍ）であ
る。ｆ3は三角波信号ＳＣの周波数であり、１００ＫＨ
ｚである。Δｆは発信周波数ｆtの変調幅であり、８０
ＭＨｚである。ｃは光速度である。 【００３７】ＶＣＯ・２は、ＶＣＯドライバ３から入力
される１００ＫＨｚの三角波信号ＳＣにより、図２
（ａ）に示す２.４ＧＨｚを中心周波数として２.３６Ｇ
Ｈｚから２.４４ＧＨｚまでの変調幅を有する被変調信
号ＳＨを生成する。そして、ＶＣＯ・２は、アイソレー
タ４を介して被変調信号ＳＨをカプラ５へ出力する。こ
れにより、カプラ５は、入力される被変調信号ＳＨをサ
ーキュレータ６とミキサ７とに分岐する。 【００３８】そして、サーキュレータ６に入った被変調
信号ＳＨは、アンテナ８で電波に変換して、変換結果と
して送信波ＳＴを地表Ｅに向けて空間に放射する。この
結果、反射波ＳＲは、送信波ＳＴが地表Ｅに到達し、送
信波ＳＴが地表Ｅにおいて反射されることによりアンテ
ナ８へ入射される。そして、アンテナ８は、入射される
反射波ＳＲを電気信号に変換し、変換結果として反射信
号ＰＨをミキサ７へ出力する。 【００３９】次に、ミキサ７は、入力される反射信号Ｐ
Ｈと、カプラ５により分岐されて入力される被変調信号
ＳＨとのミキシングを行い、ミキシング結果としてビー
ト周波数ｆbのビート信号ＳＹをアンプ９へ出力する。
そして、アンプ９は、入力されるビート信号ＳＹを増幅
して、増幅結果としてビート信号ＳＺを位相検出回路１
０及びドップラ検出回路１１へ出力する。 【００４０】次に、位相検出回路１０は、入力されるビ
ート信号ＳＺの位相と、ＶＣＯ１０ｂから入力される発
振信号ＳＳの位相との比較を行い、比較結果の比較信号
ＳＰをコンパレータ１２へ出力する。そして、ビート信
号ＳＺの位相と発振信号ＳＳの位相との一致が検出され
るまで、位相検出回路１０は上述の比較操作を繰り返
す。 【００４１】例えば、電波式高度計１が地表Ｅから５
（ｍ）の位置に落下してきたとすると、ビート信号ＳＺ
の位相と発振信号ＳＳの位相とが一致し、コンパレータ
１２は、検出信号ＳＫをフリップフロップ１３へ出力す
る。同時に、コンパレータ１２は、高度演算回路１７へ
検出信号ＳＫを出力する。これにより、高度演算回路１
７は、電波式高度計１が地表Ｅから５（ｍ）の位置に落
下してきたことを検知する。 【００４２】そして、フリップフロップ１３は、入力さ
れる検出信号ＳＫの「Ｈ→Ｌ」の立ち下がりに同期し
て、出力信号ＳＱを「Ｌ→Ｈ」とする。これにより、ア
ンド回路１３の一方の端子には、「Ｈ」の出力信号ＳＱ
が入力される。 【００４３】そして、ドップラ検出回路１１は、入力さ
れるビート信号ＳＺに基づきドップラ波形信号ＳＤを生
成し、生成されたドップラ波形信号ＳＤをコンパレータ
１４へ出力する。これにより、コンパレータ１４は、入
力されるドップラ波形信号ＳＤの電圧値ＶDSと、リファ
レンス電圧ＶSとの比較を行う。そして、コンパレータ
１４は、リファレンス電圧値ＶSより高い電圧値を有す
るドップラ周波数ＳＤから検出信号ＳＲを生成し、この
検出信号ＳＲをアンド回路１５の他方の端子へ出力す
る。 【００４４】この結果、アンド回路１５は、一方の端子
にフリップフロップ１３から出力信号ＳＱが「Ｈ」で入
力された時点から、他方の端子から入力される検出信号
ＳＲをパルスとしてカウンタ１６へ出力する。すなわ
ち、フリップフロップ１３は、電波式高度計１が地表Ｅ
から５（ｍ）の位置になった時点から、検出信号ＳＲの
積算を開始する。そして、カウンタ１６は、入力される
検出信号ＳＲのパルス数を積算し、積算結果として積算
信号ＳＡを高度演算回路１７へ出力する。 【００４５】また、高度演算回路１７は、コンパレータ
１２から入力される検出信号ＳＫの立ち下がりにより、
５（ｍ）の位置になったことを確認する。これにより、
高度演算回路１７は、５（ｍ）の位置から地表Ｅまでの
ドップラ波形信号ＳＤの波数「ＤＭ」の演算を行う。 【００４６】これにより、高度演算回路１７は、求めら
れた波数「ＤＭ」、例えば５（ｍ）地点とすると波数
「８０」から積算信号ＳＡを差し引き、ドップラ波形信
号ＳＤの波長６２.４（ｍｍ）を乗算することで、地表
Ｅからの電波式高度計１の高度を６２.４（ｍｍ）単位
で測定する。そして、高度演算回路１７は、この演算さ
れた高度のデータを外部回路へ出力する。 【００４７】以上説明したように、上述した一実施形態
の電波式高度計１によれば、前述した条件において、三
角波ＳＣの周波数を１００ＫＨｚとしたため、ビート信
号ＳＺのビート周波数ｆbは５３３ＫＨｚとなり、ドッ
プラ波形信号ＳＤのドップラ周波数ｆdの４.８ＫＨｚに
比較して充分大きくなる。 【００４８】これにより、送信波ＳＴに対する反射波Ｓ
Ｒのドップラシフトの効果は、無視できる程度に減少す
る。すなわち、電波式高度計１は、５（ｍ）の高度の測
定において、測定される高度のドップラ効果による誤差
を０.９％とすることができる。この結果、電波式高度
計１は、前述した条件において、５（ｍ）の高度の測定
時に±２０（ｃｍ）の誤差で測定が可能である。 【００４９】また、電波式高度計１は、カウンタ１６に
よるドップラ波形信号ＳＤの波数の積算値である積算信
号ＳＡを、コンパレータ１２の検出信号ＳＫと併用する
ことで、高度演算回路１７がドップラ波形信号ＳＤの波
長単位毎に地表からの高度を演算することができる。 【００５０】さらに、電波式高度計１は、地表Ｅからの
高度の測定において、三角波ＳＣの周波数を増加させる
ことにより、ビート信号ＳＺのビート周波数ｆbを増加
でき、測定される高度のドップラ効果による誤差をさら
に減少させることができる。 【００５１】また、上述の説明において、予め設定する
高度として、地表Ｅからの高度を５（ｍ）として説明し
たが、電波式高度計１は、ＶＣＯ１０ｂの発信周波数ｆ
pを変更することにより、検出信号ＳＫを出力する高度
を任意に設定できる。 【００５２】以上、本発明の一実施形態を図面を参照し
て詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限ら
れるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設
計変更等があっても本発明に含まれる。例えば、図１に
示す一実施形態において、位相検出回路１０及びコンパ
レータ１２を複数設けて、それぞれの位相検出回路１０
に例えば、５（ｍ）、４（ｍ）、３（ｍ）、・・・等の高
度に対応した周波数ｆpを設定しておき、降下物体が対
応する高度ななった場合に検出信号ＳＫを出力させるよ
うにすることも可能である。 【００５３】 【発明の効果】請求項１に記載の発明によれば、所定の
変調信号によって周波数変調されると共に降下物から地
表に対して送信される送信波と、該送信波が地表に反射
して受信された反射波との周波数差からビート信号を検
出し、このビート信号のビート周波数に基づいて降下物
の高度を測定する電波式高度計において、降下物が所定
の高度となったことを検出すると、前記ビート信号の一
部分を前記変調信号に同期して順次取り出して積分する
ことによってドップラ波形信号を生成し、このドップラ
波形信号の波数をカウントし、このカウント値と前記ド
ップラ波形信号の波長との乗算によって得られる距離を
前記所定の高度から減算することによって降下物の高度
を演算するため、降下物の降下速度により発生するドッ
プラ周波数に対して前記ビート周波数を充分高くするこ
とにより、ドップラ周波数の影響を減少させることがで
き、高度の測定における測定誤差を減少させることが可
能となる効果がある。 【００５４】 【００５５】
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態による電波式高度計の構
成を示すブロック図である。 【図２】 図１に示す電波式高度計の動作を説明する各
部における信号のタイミングチャートを示す図である。 【図３】 図１に示す位相検出回路１０の動作を説明す
る比較信号ＳＰのタイミングチャートを示す図である。 【図４】 図１に示すドップラ検出回路１１の構成を示
すブロック図である。 【図５】 放射波の周波数及び測定される反射波の周波
数と、時間関係とを示したタイミングチャートである。 【符号の説明】 １ 電波式高度計 ２ ＶＣ
Ｏ ３ ＶＣＯドライバ ４ アイ
ソレータ ５ カプラ ６ サー
キュレータ ７ ミキサ ８ アン
テナ ９ アンプ １０ 位相
検出回路 １０ａ 位相比較器 １０ｂ Ｖ
ＣＯ １０ｃ ローパスフィルタ １１ ド
ップラ検出回路 １２、１４ コンパレータ １３ フ
リップフロップ １５ アンド回路 １６ カ
ウンタ １７ 高度演算回路 Ｅ 地
表
成を示すブロック図である。 【図２】 図１に示す電波式高度計の動作を説明する各
部における信号のタイミングチャートを示す図である。 【図３】 図１に示す位相検出回路１０の動作を説明す
る比較信号ＳＰのタイミングチャートを示す図である。 【図４】 図１に示すドップラ検出回路１１の構成を示
すブロック図である。 【図５】 放射波の周波数及び測定される反射波の周波
数と、時間関係とを示したタイミングチャートである。 【符号の説明】 １ 電波式高度計 ２ ＶＣ
Ｏ ３ ＶＣＯドライバ ４ アイ
ソレータ ５ カプラ ６ サー
キュレータ ７ ミキサ ８ アン
テナ ９ アンプ １０ 位相
検出回路 １０ａ 位相比較器 １０ｂ Ｖ
ＣＯ １０ｃ ローパスフィルタ １１ ド
ップラ検出回路 １２、１４ コンパレータ １３ フ
リップフロップ １５ アンド回路 １６ カ
ウンタ １７ 高度演算回路 Ｅ 地
表
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01S 7/00 - 7/42
G01S 13/00 - 13/95
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 所定の変調信号によって周波数変調され
ると共に降下物から地表に対して送信される送信波と、
該送信波が地表に反射して受信された反射波との周波数
差からビート信号を検出し、このビート信号のビート周
波数に基づいて降下物の高度を測定する電波式高度計に
おいて、降下物が所定の高度となったことを検出すると、前記ビ
ート信号の一部分を前記変調信号に同期して順次取り出
して積分することによってドップラ波形信号を生成し、
このドップラ波形信号の波数をカウントし、このカウン
ト値と前記ドップラ波形信号の波長との乗算によって得
られる距離を前記所定の高度から減算することによって
降下物の高度を演算する ことを特徴とする電波式高度
計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09556299A JP3415472B2 (ja) | 1999-04-01 | 1999-04-01 | 電波式高度計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09556299A JP3415472B2 (ja) | 1999-04-01 | 1999-04-01 | 電波式高度計 |
Publications (2)
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|---|---|
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|---|
| US7239266B2 (en) * | 2004-08-26 | 2007-07-03 | Honeywell International Inc. | Radar altimeter |
| JP2011058836A (ja) * | 2009-09-07 | 2011-03-24 | Alps Electric Co Ltd | 無線センサ装置 |
| JP2011242199A (ja) * | 2010-05-17 | 2011-12-01 | Japan Radio Co Ltd | 測距環境模擬装置 |
-
1999
- 1999-04-01 JP JP09556299A patent/JP3415472B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030218 |
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