JP2013172612A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】無効電力制御時における交流電流の歪みを抑制する。
【解決手段】交流電源、すなわち系統に向けて電力を供給する逆潮流において、無効電力を供給することが求められることがある。このとき、交流電圧ｖａｃがゼロクロスした直後に、一時的に、フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる。フィードフォワード制御量ＦＦは、同時期に演算されるフィードバック制御量ＦＢより大きい。フィードフォワード制御量ＦＦに応答して、リアクトル電流ｉＬは、ゼロクロスの直後に、急激に増加する。その後、フィードバック制御量ＦＢに応答して、リアクトル電流ｉＬが滑らかに制御される。フィードフォワード制御量ＦＦによって、フィードバック制御量ＦＢによる制御遅れが補償される。この結果、交流電流ｉａｃが滑らかに変化するから、交流電流ｉａｃの歪みが抑制される。
【選択図】図８

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

特許文献１は、交流電力と直流電力との間で電力を変換する電力変換装置を開示する。電力変換装置は、スイッチ素子をスイッチング制御することにより、電力変換を提供する。また、電流が正弦波となるようにフィードバック制御することにより、電流に含まれる高調波を抑制する。

実開平５−１８２８７号公報

従来技術の構成では、直流電力を交流電力に変換する構成を採用すると、交流電流に歪みを生じることがあった。交流電流の歪みは、交流電源の品質、例えば電力網における電力品質を低下させる。よって、交流電流の歪みはできるだけ小さく抑制することが望ましい。また、電力網に接続される電力変換装置には、自主的な、または公的な規制によって、交流電流の歪みの許容上限値が設定される場合がある。

例えば、電池などの直流電源から、大規模電力網のような交流電源へ、電力を逆潮流させる場合、無効電流を制御するために、交流電流に歪みを生じることがあった。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電流の歪みを抑制することができる電力変換装置を提供することである。

本発明の他の目的は、無効電力制御を実行するときに、交流電流の歪みを抑制することができる電力変換装置を提供することである。

本発明は上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。

請求項１に記載の発明は、交流電源（３）と直流電源（４）との間に配置され、複数のスイッチ素子（１１−１４）を有するブリッジ回路（６）と、ブリッジ回路（６）と直流電源（４）との間に配置され、複数のスイッチ素子（１５−１８）とリアクトル（１９）とを有するコンバータ回路（７）と、交流電源の交流電圧（ｖａｃ）を検出する電圧検出部（２１）と、リアクトルを流れるリアクトル電流（ｉＬ）を検出する電流検出部（２４）と、直流電源から交流電源に電力を供給するときに、無効電力を注入するように、ブリッジ回路とコンバータ回路とに含まれる複数のスイッチ素子を制御する制御装置（９）とを備え、制御装置（９）は、交流電圧のゼロクロスを判定する判定部（５７）と、リアクトル電流を指令値（ｉＬ＊）にフィードバック制御するように、複数のスイッチ素子を制御するフィードバック制御部（７１、３７１ａ、３７１ｂ）と、リアクトル電流を急激に変化させるように、複数のスイッチ素子を制御するフィードフォワード制御部（７８）と、ゼロクロスを判定した直後の一時的な期間だけ、フィードフォワード制御部によるスイッチ素子の制御を有効とする有効化部（７９、８２、３７９ｂ、３８２、４７９）とを備えることを特徴とする。

この構成によると、交流電圧のゼロクロスが判定された直後の一時的な期間だけ、フィードフォワード制御部によるスイッチ素子の制御が有効とされる。この結果、ゼロクロスの直後に、フィードフォワード制御部によって、リアクトル電流が急激に増加される。このため、無効電力が注入されているときであっても、交流電流の歪みが抑制される。

なお、特許請求の範囲および上記手段の項に記載した括弧内の符号は、ひとつの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

本発明を適用した第１実施形態に係る電力変換装置の回路図である。 第１実施形態の制御装置の構成を示すブロック図である。 第１実施形態の制御装置の構成を示すブロック図である。 第１実施形態の整流部を示すブロック図である。 第１実施形態の指令部を示すブロック図である。 第１実施形態の制御部を示すブロック図である。 第１実施形態の制御部の演算処理を示すフローチャートである。 第１実施形態の各部の波形を示すタイミング図である。 第１実施形態の各部の波形を示すタイミング図である。 図９の部分拡大図である。 第１実施形態の高調波歪率を示すグラフである。 第１比較例の各部の波形を示すタイミング図である。 図１２の部分拡大図である。 第１比較例の高調波歪率を示すグラフである。 本発明を適用した第２実施形態に係る制御部のブロック図である。 第２実施形態の各部の波形を示すタイミング図である。 第２実施形態の各部の波形を示すタイミング図である。 図１７の部分拡大図である。 第２実施形態の高調波歪率を示すグラフである。 第２比較例の各部の波形を示すタイミング図である。 図２０の部分拡大図である。 第３実施形態の制御装置の構成を示すブロック図である。 第３実施形態の指令部を示すブロック図である。 第３実施形態の制御部を示すブロック図である。 第３実施形態の制御部の演算処理を示すフローチャートである。 第３実施形態の各部の波形を示すタイミング図である。 本発明を適用した第４実施形態の制御部を示すブロック図である。

以下に、図面を参照しながら本発明を実施するための複数の形態を説明する。各形態において先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。各形態において構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については先行して説明した他の形態を適用することができる。また、後続の実施形態においては、先行する実施形態で説明した事項に対応する部分に百以上の位だけが異なる参照符号を付することにより対応関係を示し、重複する説明を省略する場合がある。各実施形態で具体的に組合せが可能であることを明示している部分同士の組合せばかりではなく、特に組合せに支障が生じなければ、明示してなくとも実施形態同士を部分的に組み合せることも可能である。

（第１実施形態）
図１において、本発明を適用した第１実施形態は、充電回路１である。充電回路１は、電力変換装置２を備える。充電回路１は、交流電力を供給する交流電源３と、電力変換装置２から供給される直流電力によって充電される二次電池によって提供される直流電源４とを備える。電力変換装置２は、交流電源３の電力を直流電力に変換する。また、電力変換装置２は、直流電源４の電力を交流電力に変換する。充電回路１は、負荷としての直流電源４に電力を供給する電源回路を構成する。交流電源３は、大規模な電力網を通じて供給される電源、例えば商用電源、または発電機によって提供される。直流電源４は、二次電池である。二次電池は、車両に搭載された車載型の二次電池、可搬型の二次電池、または地上に固定された定置型の二次電池である。二次電池は、例えばリチウムイオン電池によって提供される。

電力変換装置２は、フィルタ回路５と、ブリッジ回路６と、昇降圧型のコンバータ回路７と、直流用の平滑コンデンサ８と、制御装置９とを備える。フィルタ回路５は、高周波ノイズを除去する。

ブリッジ回路６は、交流電源３と直流電源４との間に配置されている。ブリッジ回路６は、複数のスイッチ素子１１−１４を有するフルブリッジ回路である。ブリッジ回路６は、交流から直流へのＡＣ／ＤＣ変換と、直流から交流へのＤＣ／ＡＣ変換とを提供する。例えば、ブリッジ回路６は、交流電力を整流し全波整流電圧を出力する。ブリッジ回路６は双方向の整流回路とも呼ぶことができる。

ブリッジ回路６は、ブリッジ回路のそれぞれのアームに、第１スイッチ素子１１（以下、Ｑ１と呼ぶ）、第２スイッチ素子１２（以下、Ｑ２と呼ぶ）、第３スイッチ素子１３（以下、Ｑ３と呼ぶ）、および第４スイッチ素子１４（以下、Ｑ４と呼ぶ）を備える。Ｑ１とＱ２との間、およびＱ３とＱ４との間が、一対の交流端とされる。Ｑ１とＱ３との間、およびＱ２とＱ４との間が、一対の直流端とされる。

コンバータ回路７は、ブリッジ回路６と直流電源４との間に配置されている。コンバータ回路７は、複数のスイッチ素子１５−１８とリアクトル１９とを有するＨブリッジ型のコンバータ回路である。コンバータ回路７は、双方向に電圧を昇降圧変換することが可能である。

コンバータ回路７は、交流電源３側に配置され、直列接続された第５スイッチ素子１５（以下、Ｑ５と呼ぶ）と、第６スイッチ素子１６（以下、Ｑ６と呼ぶ）とを備える。Ｑ５とＱ６とは、ブリッジ回路６から供給される電圧に対して順方向に直列に接続されている。さらに、コンバータ回路７は、直流電源４側に配置され、直列接続された第７スイッチ素子１７（以下、Ｑ７と呼ぶ）と、第８スイッチ素子１８（以下、Ｑ８と呼ぶ）とを備える。Ｑ７とＱ８とは、直流電源４の電圧に対して順方向に直列に接続されている。

Ｑ５とＱ６との間と、Ｑ７とＱ８との間との間には、インダクタンス素子がリアクトル１９（以下、Ｌと呼ぶ）として設けられている。さらに、Ｑ７とＱ８とに対して並列となるように、出力キャパシタとしてのコンデンサ８が設けられている。

コンバータ回路７は、昇降圧チョッパ回路とも呼ぶことができる。コンバータ回路７は、昇圧コンバータ回路としての構成要素と、降圧コンバータ回路としての構成要素とを備える。交流電源３から直流電源４へ電力が供給されるとき、Ｑ８は昇圧コンバータ回路のスイッチ素子を提供する。交流電源３から直流電源４へ電力が供給されるとき、Ｑ５は降圧コンバータ回路のスイッチ素子を提供する。直流電源４から交流電源３へ電力が供給されるとき、Ｑ６は昇圧コンバータ回路のスイッチ素子を提供する。直流電源４から交流電源３へ電力が供給されるとき、Ｑ７は降圧コンバータ回路のスイッチ素子を提供する。

Ｑ１−Ｑ８は、ＩＧＢＴ素子（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ素子）である。よって、Ｑ１−Ｑ８は、スイッチングトランジスタと、逆接続ダイオードとの並列回路として構成されている。

制御装置９は、ブリッジ回路６およびコンバータ回路７の複数のスイッチ素子１１−１８を制御する。制御装置９は、ブリッジ回路６およびコンバータ回路７のＱ１−Ｑ８を制御する制御手段を提供する。制御装置９は、コンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を備えるマイクロコンピュータによって提供される。記憶媒体は、コンピュータによって読み取り可能なプログラムを非一時的に格納している。記憶媒体は、半導体メモリまたは磁気ディスクによって提供されうる。プログラムは、制御装置９によって実行されることによって、制御装置９をこの明細書に記載される装置として機能させ、この明細書に記載される制御方法を実行するように制御装置９を機能させる。制御装置９が提供する手段は、所定の機能を達成する機能的ブロック、またはモジュールとも呼ぶことができる。

電力変換装置２は、交流電圧ｖａｃを検出する交流電圧検出部としての電圧検出器２１を備える。電力変換装置２は、直流電圧ｖｂを検出する直流電圧検出部としての電圧検出器２２を備える。電力変換装置２は、交流電流ｉａｃを検出する交流電流検出部としての電流検出器２３を備える。電力変換装置２は、リアクトル電流ｉＬを検出するリアクトル電流検出部としての電流検出器２４を備える。ブリッジ回路６とコンバータ回路７との間における入力電圧は、交流電圧ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜として求められる。なお、交流電圧ｖａｃを検出する代わりに、入力電圧を検出してもよい。これら複数の検出器２１、２２、２３、２４からの検出信号は、制御装置９に入力される。

制御装置９は、交流電源３から直流電源４へ電力を供給する順方向モードを提供するように複数のスイッチ素子１１−１８を制御する。順方向モードは、交流電源３から供給される交流電力によって直流電源４を充電するための充電モードとも呼ぶことができる。制御装置９は、交流電圧ｖａｃを直流電圧ｖｂに変換するために、昇圧制御、および降圧制御を切換えて、または同時に提供する。昇圧制御においては、ブリッジ回路６およびコンバータ回路７は昇圧コンバータ回路として機能する。降圧制御においては、ブリッジ回路６およびコンバータ回路７は降圧コンバータ回路として機能する。さらに、制御装置９は、昇圧制御と降圧制御との両方において、交流電圧ｖａｃと交流電流ｉａｃとの位相をほぼ一致させる力率改善制御（ＰＦＣ制御）を実行することができる。交流電流ｉａｃの目標電流ｉａｃ＊は、交流電圧ｖａｃに基づいて生成することができる。また、Ｌに流れる電流を制御することによって交流電流ｉａｃの位相を制御することができる。そこで、制御装置９は、コンバータ回路７のＬに流れるリアクトル電流ｉＬが目標値ｉＬ＊に一致するように、コンバータ回路７の少なくともひとつのスイッチ素子を制御する。リアクトル電流ｉＬの目標値ｉＬ＊は、入力電流ｉａｃの目標電流ｉａｃ＊から生成される。

制御装置９は、直流電源４から交流電源３へ電力を供給する逆方向モードを提供するように複数のスイッチ素子１１−１８を制御する。逆方向モードは、逆潮流モードとも呼ぶことができる。制御装置９は、直流電圧ｖｂを交流電圧ｖａｃに変換するために、昇圧制御、および降圧制御を切換えて、または同時に提供する。昇圧制御においては、ブリッジ回路６およびコンバータ回路７は昇圧コンバータ回路として機能する。降圧制御においては、ブリッジ回路６およびコンバータ回路７は降圧コンバータ回路として機能する。

逆潮流モードにおいて、制御装置９は、Ｑ７およびＱ８をスイッチング制御、すなわちオンオフ制御することにより降圧制御を提供する。このとき、Ｑ７とＱ８とは、互いに反転駆動される。また、逆潮流モードにおいて、制御装置９は、Ｑ６をスイッチング制御することにより昇圧制御を提供する。昇圧制御においては、Ｑ５とＱ６とは、互いに反転駆動することができる。代わりに、昇圧制御においては、Ｑ５は、継続的にＯＦＦ状態においてもよい。制御装置９は、Ｑ６およびＱ７のスイッチング制御により直流電圧ｖｂを昇降圧制御して交流電圧ｖａｃと同等の電圧をＱ１のエミッタとＱ３のエミッタとの間に発生させる。

逆潮流モードにおいて、制御装置９は、ブリッジ回路６によって直流電圧から交流電圧への変換を行うようにＱ１−Ｑ４を制御する。具体的には、制御装置９は、交流電圧ｖａｃの極性に応じて、Ｑ１とＱ４との対と、Ｑ２とＱ３との対とをスイッチング制御する。Ｑ１とＱ４との対と、Ｑ２とＱ３との対とは、反転駆動される。この結果、Ｑ１−Ｑ４は、交流電圧ｖａｃの周波数でスイッチング制御される。なお、ハイサイドのスイッチ素子とローサイドのスイッチ素子が反転駆動される場合、デッドタイムが付与される。

逆潮流モードにおいて、制御装置９は、交流電源３の電源品質を損なわないために、無効電力制御を実行する。制御装置９は、逆潮流モードにおいて、無効電力を注入するように、ブリッジ回路６とコンバータ回路７とに含まれる複数のスイッチ素子１１−１８を制御する。無効電力制御においては、例えば、交流電源３の電圧上昇を抑制するように、交流電源３へ無効電流が供給される。以下の説明では、逆潮流モードを提供するための制御装置９の構成を説明する。

図２は、Ｑ５およびＱ６を制御するための制御装置９の部分的な構成を示す。制御装置９は、複数の機能的なブロック３１−３９を備える。入力部３１は、直流電圧ｖｂを入力する。１／Ｎ変換部３２は、直流電圧ｖｂを１／ｖｂに変換する。入力部３３は、交流電圧ｖａｃを入力する。ピーク検出部（ＰＫＤＴ）３４は、交流電圧ｖａｃのピーク電圧ＰＫＶを検出し、出力する。乗算部３５は、１／ｖｂとＰＫＶとを乗算し、ＰＫＶ／ｖｂを算出する。定数部３６は、定数１を出力する。加算部３７は、定数１と−ＰＫＶ／ｖｂとを加算する。この結果、１−ＰＫＶ／ｖｂが得られる。パルス幅変調部（ＰＷＭ）３８は、１−ＰＫＶ／ｖｂに対応するデューティ比をもつパルス信号を出力する。このパルス信号は、Ｑ６のための駆動信号として利用される。Ｑ６の駆動信号は、Ｑ６ｄｕｔｙと呼ばれる。反転部３９は、Ｑ６ｄｕｔｙを反転することにより、Ｑ５のための駆動信号を出力する。Ｑ５の駆動信号は、Ｑ５ｄｕｔｙと呼ばれる。この結果、交流電圧ｖａｃと直流電圧ｖｂで決まる時比率でＯＮとＯＦＦとが反転する信号によってＱ６が駆動される。Ｑ６のスイッチング動作によって、昇圧制御が提供される。

図３は、Ｑ１−Ｑ４、およびＱ７−Ｑ８を制御するための制御装置９の部分的な構成を示す。制御装置９は、複数の機能的なブロック４１−６１を備える。

発生部４１は、正弦波ｓｉｎθを出力する。発生部４２は、有効電流指令値Ｉａｃｐ＊を発生し、出力する。乗算部４３は、Ｉａｃｐ＊にｓｉｎθを乗算することにより、ｉａｃｐ＊を算出する。発生部４４は、余弦波ｃｏｓθを出力する。発生部４５は、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊を発生し、出力する。乗算部４６は、Ｉａｃｑ＊にｃｏｓθを乗算することにより、ｉａｃｑ＊を算出する。加算部４７は、ｉａｃｐ＊とｉａｃｑ＊とを加算することにより、電流の指令値ｉａｃ＊を算出する。この結果、指令値ｉａｃ＊は、ｉａｃ＊＝（Ｉａｃｐ＊×ｓｉｎθ）＋（Ｉａｃｑ＊×ｃｏｓθ）として求められる。

入力部４８は、Ｑ６ｄｕｔｙを入力する。定数部４９は、定数１を出力する。加算部５０は、定数１と−Ｑ６ｄｕｔｙとを加算する。この結果、１−Ｑ６ｄｕｔｙが得られる。入力部５１は、交流電圧ｖａｃを入力する。指令部（ＲＴＣＭ）５２は、リアクトル電流の指令値ｉＬ＊を設定する。指令部５２は、ｉａｃ＊、１−Ｑ６ｄｕｔｙ、およびｖａｃを入力する。指令部５２は、これらの入力に基づいて指令値ｉＬ＊を設定し、出力する。

入力部５３は、Ｌに流れるリアクトル電流ｉＬを入力する。加算部５４は、指令値ｉＬ＊と、−ｉＬとを加算する。この結果、偏差ｄｉＬが求められる。偏差ｄｉＬは、ｄｉＬ＝ｉＬ＊−ｉＬである。

入力部５５は、Ｑ５ｄｕｔｙを入力する。入力部５６は、直流電圧ｖｂを入力する。判定部（ＺＣＤＴ）５７は、交流電圧ｖａｃがゼロになっていること、すなわち交流電圧ｖａｃのゼロクロスを判定し、ゼロクロスを示す判定信号ＺＣを出力する。判定部５７は、交流電圧ｖａｃの極性の反転を判定する判定部でもある。

制御部（ＣＮＴＭ）５８は、リアクトル電流ｉＬが指令値ｉＬに一致するようにＱ７およびＱ８を制御する。制御部５８は、ｄｉＬ、１−Ｑ６ｄｕｔｙ、Ｑ５ｄｕｔｙ、ｉａｃｑ＊、ｖｂ、およびｖａｃを入力する。制御部５８は、これらの入力に基づいてリアクトル電流ｉＬを指令値ｉＬに制御する。制御部５８は、フィードバック制御およびフィードフォワード制御によってリアクトル電流ｉＬを指令値ｉＬに制御する。

制御部５８は、パルス幅変調された信号を出力する。制御部５８の出力は、Ｑ７のための駆動信号として利用される。反転部５９は、Ｑ７のための駆動信号を反転することにより、Ｑ８のための駆動信号を出力する。なお、ハイサイドのＱ７とローサイドのＱ８が反転駆動される場合、デッドタイムが付与される。

発生部４５は、通常は、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊を０に設定する。交流電源３の電圧が正弦波を超えて上昇した場合、発生部４５は、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊を所定の値に設定する。所定の値は、交流電源３の交流電圧の変動分、例えば正弦波からの上昇を抑制するように、所定の無効電流を注入するように設定される。この結果、交流電源３に無効電流が注入され、交流電圧の上昇が抑制される。

この構成によると、ブロック４１−４７は、無効電流制御、すなわち無効電力制御を提供するための設定部を提供する。ブロック４１-４７は、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊に応じて指令値ｉａｃ＊を設定する。指令部５２は、交流電流の指令値ｉａｃ＊に基づいてリアクトル電流の指令値ｉＬ＊を設定する。ブロック４４−５２は、逆潮流モードにおいて交流電圧ｖａｃの上昇を検知したときに、無効電流ｉａｃｑ＊を注入するように指令値ｉＬ＊を設定する無効電流注入部を提供する。

さらに、制御部５８は、指令値ｉＬ＊と、実際のリアクトル電流ｉＬとの偏差ｄｉＬを小さくするようにデューティ比を設定し、このディーティ比をもつ駆動信号を出力する。この結果、Ｑ７およびＱ８は、リアクトル電流ｉＬを指令値ｉＬ＊に維持しながら、直流電圧ｖｂを交流電圧ｖａｃに降圧する。Ｑ７およびＱ８のスイッチング動作によって、降圧制御が提供される。

整流部（ＲＣＴＭ）６０は、交流電圧ｖａｃに基づいてＱ１−Ｑ４の駆動信号を出力する。整流部６０は、交流電圧ｖａｃの極性に応じて、Ｑ１−Ｑ４を駆動する。言い換えると、整流部６０は、交流電圧ｖａｃが正であるか負であるかに応じて、Ｑ１−Ｑ４を駆動する。整流部６０の出力は、Ｑ１およびＱ４のための駆動信号として利用される。反転部６１は、Ｑ１のための駆動信号を反転することにより、Ｑ２およびＱ３のための駆動信号を出力する。

図４は、整流部６０を詳細に示す。整流部６０は、ｖａｃ＞０であるとき、すなわち交流電圧ｖａｃが正であるとき、Ｑ１およびＱ４をＯＮ状態に駆動するための信号を出力する。整流部６０は、ｖａｃ≦０であるとき、すなわち交流電圧ｖａｃが負または０であるとき、Ｑ１およびＱ４をＯＦＦ状態に駆動するための信号を出力する。

図５は、指令部５２を詳細に示す。指令部５２は、指令値ｉａｃ＊に基づいて指令値ｉＬを設定する。指令部５２は、交流電圧ｖａｃと指令値ｉａｃ＊との関係に基づいて、指令値ｉＬの極性を決定する。指令部５２は、（１）、（２）、および（３）を含む３つの場合を判別する。（１）ｓｉｇｎ（ｉａｃ＊）＝ｓｉｇｎ（ｖａｃ）の場合、すなわち、指令値ｉａｃ＊の極性と、交流電圧ｖａｃの極性とが同じである場合、指令値ｉＬ＊は、ｉＬ＊＝｜ｉａｃ＊｜×１／（１−Ｑ６ｄｕｔｙ）で与えられる。すなわち、指令値ｉＬ＊は、指令値ｉａｃ＊の絶対値に、Ｑ６のスイッチングによる影響を考慮した係数を掛けることによって求められる。（２）ｖａｃ＞０ ＡＮＤ ｉａｃ＊≦０の場合、すなわち、交流電圧ｖａｃが正であり、かつ、指令値ｉａｃ＊が０以下、すなわち０または負である場合、指令値ｉＬ＊は、ｉＬ＊＝ｉａｃ＊×１／（１−Ｑ６ｄｕｔｙ）で与えられる。
（３）ｖａｃ≦０ ＡＮＤ ｉａｃ＊＞０の場合、すなわち、交流電圧ｖａｃが０以下、すなわち０または負であり、かつ、指令値ｉａｃ＊が正である場合、指令値ｉＬ＊は、ｉＬ＊＝−ｉａｃ＊×１／（１−Ｑ６ｄｕｔｙ）で与えられる。

図６は、制御部５８を示す。制御部５８は、フィードバック制御とフィードフォワード制御とを切り替えて実行する。制御部５８は、複数のブロック７１−８３を備える。

フィードバック制御部（ＦＢＣＭ）７１は、フィードバック制御量ＦＢを設定する。入力部７２は、偏差ｄｉＬを入力する。ＰＩ演算部７３は、偏差ｄｉＬを小さくするための制御量を算出する。ＰＩ演算部７３は、比例積分制御に基づいて制御量ＰＩ（ｄｉＬ）を算出する。ＰＩ演算部７３は、フィードバック量を演算する演算部でもある。比例積分制御に代えて、Ｐ制御、ＰＩＤ制御、ヒステリシス制御などの種々のフィードバック制御方法を利用することができる。発生部７４は、｜ｖａｃ｜×Ｑ５ｄｕｔｙを出力する。加算部７５は、ＰＩ（ｄｉＬ）と｜ｖａｃ｜×Ｑ５ｄｕｔｙとを加算する。発生部７６は、１／ｖｂを出力する。乗算部７７は、｜ｖａｃ｜×Ｑ５ｄｕｔｙ＋ＰＩ（ｄｉＬ）に、１／ｖｂを乗算する。この結果、フィードバック制御量ＦＢは、ＦＢ＝（｜ｖａｃ｜×Ｑ５ｄｕｔｙ＋ＰＩ（ｄｉＬ））／ｖｂで与えられる。

フィードバック制御部７１は、リアクトル電流ｉＬを指令値ｉＬ＊にフィードバック制御するように、複数のスイッチ素子１１−１８を制御する。フィードバック制御部７１は、リアクトル電流ｉＬと指令値ｉＬ＊との偏差ｄｉＬに基づいてリアクトル電流ｉＬを指令値ｉＬ＊に接近させるように設定されるデューティ比ＦＢで少なくともひとつのスイッチ素子をスイッチング制御する。よって、リアクトル電流ｉＬを指令値ｉＬ＊に接近させることができる。

フィードフォワード制御部（ＦＦＣＭ）７８は、フィードフォワード制御量ＦＦを設定する。フィードフォワード制御部７８は、リアクトル電流ｉＬを急激に変化させるように、複数のスイッチ素子１１−１８を制御する。フィードフォワード制御量ＦＦは、Ｑ７を駆動する信号のデューティ値にインパルス状の所定値Ｆｄｕｔｙを与える。所定値Ｆｄｕｔｙは、同じ時期に、偏差ｄｉＬに基づいてフィードバック制御部７１によって与えられるフィードバック制御量ＦＢよりも十分に大きく設定されている。所定値Ｆｄｕｔｙは、リアクトル電流ｉＬが最小値から急激に増加するように設定されている。所定値Ｆｄｕｔｙは、固定値とすることができる。所定値Ｆｄｕｔｙは、ゼロクロスにおいて、リアクトル電流ｉＬが負の所定値から正の所定値へほぼ反転するように設定することができる。

所定値Ｆｄｕｔｙは、Ｆｄｕｔｙ＝（Ｌ×ΔｉＬ×ｆ／ｖｂ）×Ｃ×１００（％）によって与えられる値とすることができる。上式において、Ｌはリアクトルのインダクタンス、ΔｉＬはゼロクロス直後において実現すべきリアクトル電流の変化量、ｆはＱ７のスイッチング周波数、ｖｂは直流電圧、Ｃは１以下の係数である。所定値Ｆｄｕｔｙを採用することにより、ゼロクロスの直後に、フィードフォワード制御部７８によって、リアクトル電流ｉＬが、望ましい所定の応答ΔｉＬを示す。

係数Ｃは、所定値Ｆｄｕｔｙをわずかに小さくするために設定することができる。所定値Ｆｄｕｔｙを（Ｌ×ΔｉＬ×ｆ）／ｖｂ×１００（％）よりわずかに小さくすることにより、フィードフォワード制御からフィードバック制御への移行を滑らかに実施することができる。この結果、リアクトル電流ｉＬを滑らかに制御することができる。

フィードフォワード制御部７８は、リアクトル電流ｉＬと指令値ｉＬ＊との偏差ｄｉＬに依存することなく設定される所定のデューティ比Ｆｄｕｔｙで少なくともひとつのスイッチ素子をスイッチング制御する。この結果、フィードバック制御部７１における制御手法に制約されることなく、リアクトル電流ｉＬを急激に増加させることができる。

選択部（ＳＬＴＭ）７９は、フィードバック制御量ＦＢとフィードフォワード制御量ＦＦとのいずれか一方だけを選択的に出力する。入力部８０は、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊を入力する。入力部８０は、判定部５７からゼロクロスを示す信号ＺＣを入力する。

選択制御部（ＳＬＣＭ）８２は、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊と、ゼロクロスＺＣとに基づいて、選択部７９を制御する。選択制御部８２は、ゼロクロスが検出され（ＺＣ）、かつ、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊がある（Ｉａｃｑ＊≠０）場合に、選択部７９を一時的に（１）に切換える。この結果、選択部７９は、無効電流を流すことが求められており、かつ、ゼロクロスが検出された直後の一時的な期間だけ、フィードフォワード制御量ＦＦを出力する。上記以外の期間においては、選択部７９は、フィードバック制御量ＦＢを出力する。以下の説明では、無効電流を流すことが求められており、かつ、ゼロクロスが検出された直後の一時的な期間を、過渡制御期間と呼ぶ。

選択部７９と選択制御部８２とは、過渡制御期間にフィードフォワード制御部７８がスイッチ素子をスイッチング制御し、残りの期間においては、フィードバック制御部７１がスイッチ素子をスイッチング制御するように、フィードフォワード制御部７８とフィードバック制御部７１とを切換える切換部を提供する。

言い換えると、切換部は、逆潮流モードにおいて、無効電流が注入されるときに、ゼロクロスを判定した直後の一時的な期間だけ、フィードフォワード制御部７９によるスイッチ素子の制御を有効とする有効化部を提供する。具体的には、有効化部は、フィードフォワード制御部７９によるスイッチ素子の制御を有効とする。有効化部は、上記の一時的な期間以外の残りの期間においては、フィードフォワード制御部７９によるスイッチ素子の制御を無効化する。フィードフォワード制御部７８、選択部７９、および選択制御部８２は、無効電流を流すことが求められており、かつ、ゼロクロスが検出されたことに応答して、リアクトル電流ｉＬを急上昇させるようにインパルス状の制御量を与える過渡的な制御手段を提供している。無効電流を流すことが求められており、かつ、ゼロクロスが検出されたことは、過渡制御条件と呼ぶことができる。

逆潮流モードにおいて、無効電流が注入されると、交流電流ｉａｃの位相にずれが発生する。交流電流ｉａｃの歪みを抑制するためには、リアクトル電流ｉＬを急激に変化させる必要がある。逆潮流モードにおいて、無効電流が注入されるときは、リアクトル電流ｉＬは、フィードバック制御部７１による制御だけでは望ましい応答を示さないことがある。この構成では、ゼロクロス直後に、フィードフォワード制御部７８によるスイッチ素子の制御を有効とするから、リアクトル電流ｉＬを急激に増加させることができる。

パルス幅変調部（ＰＷＭ）８３は、選択部７９から出力される制御量ＦＦまたはＦＢに対応するデューティ比をもつパルス信号を出力する。このパルス信号は、Ｑ７のための駆動信号として利用される。

図７は、制御部５８を提供する演算処理を示す。制御処理１９０は、無効電流を出力することが求められている期間における、ゼロクロスの直後の短期間だけに、フィードフォワード制御量ＦＦによるスイッチング制御を有効化させる。ステップ１９１では、制御装置９は、過渡制御時期が到来したか否かを判定する。具体的には、制御装置９は、ゼロクロスが検出され、かつ、無効電流の出力が求められているか否かを判定する。ステップ１９１の判定処理は、ＺＣ ＡＮＤ Ｉａｃｑ＊≠０と表すことができる。

過渡制御時期が到来した場合、ステップ１９２へ進む。ステップ１９２では、制御装置９は、フィードフォワード制御量ＦＦを算出する。過渡制御時期が到来していない場合、ステップ１９３へ進む。ステップ１９３では、制御装置９は、フィードバック制御量ＦＢを算出する。

ステップ１９４では、制御装置９は、パルス幅変調処理（ＰＷＭ）を実行する。ステップ１９４では、フィードフォワード制御量ＦＦまたはフィードバック制御量ＦＢに応じたデューティ比をもつパルス信号が設定される。ステップ１９５では、制御装置９は、パルス信号を出力する。

この実施形態によると、Ｑ７は、フィードフォワード制御量ＦＦまたはフィードバック制御量ＦＢに基づいて制御される。この結果、無効電流を出力中に、ゼロクロスが検出された場合に限り、フィードバック制御量ＦＢが無効化され、フィードフォワード制御量ＦＦが有効化される。

図８は、無効電流を出力しているときの電力変換回路２の作動状態を示している。直流電圧ｖｂは、交流電圧ｖａｃの最大値より小さい。交流電流ｉａｃは、交流電圧ｖａｃの位相よりわずかに進んだ位相をもっている。リアクトル電流ｉＬは、交流電圧ｖａｃがゼロクロスするタイミング、例えば時刻ｔａにおいて急激に増加している。リアクトル電流ｉＬは、残部の期間においては、交流電流ｉａｃに対応して滑らかに変化している。Ｑ１−Ｑ４は、交流電圧ｖａｃの極性に対応するようにスイッチングされている。Ｑ６（Ｑ５）は、図示されるように所定の周期でスイッチングされる。Ｑ７およびＱ８は、直流電圧ｖｂを交流電圧ｖａｃに変換するようにスイッチングされる。

Ｑ７は、逆潮流時に降圧のためのスイッチング素子を提供する。Ｑ７の駆動信号のデューティ比Ｑ７ｄｕｔｙは、図示されるように変化する。Ｑ７ｄｕｔｙは、ゼロクロスの直後に、フィードフォワード制御量ＦＦによって急激に増加する。図示の例では、フィードフォワード制御量ＦＦは、ゼロクロスの後の時刻ｔａと時刻ｔｂとの間に与えられている。

フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる期間は、ゼロクロスの直後である。フィードフォワード制御量ＦＦは、短時間だけ与えられる。フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる期間は、交流電圧ｖａｃのゼロクロス後の増加過程、またはゼロクロス後の減少過程より短い。フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる期間は、交流電圧ｖａｃがゼロクロスの後にピーク値に到達するまでの期間より短い。フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる期間は、リアクトル電流ｉＬのゼロクロス後の増加過程より短い。フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる期間は、リアクトル電流ｉＬが最小値に到達してから、再び最大値に到達するまでの期間より短い。フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる期間は、フィードバック制御部７１がリアクトル電流ｉＬを安定的に制御できる程度の大きさにリアクトル電流ｉＬが到達するように設定することができる。

フィードバック制御部７１とフィードフォワード制御部７８とは、スイッチ素子１１−１８を所定の周期でスイッチング制御する。選択部７９と選択制御部８２とがフィードフォワード制御部７８によるスイッチ素子の制御を有効とする期間は、１回の所定の周期に対応する。言い換えると、フィードフォワード制御量ＦＦは、Ｑ７ｄｕｔｙの１周期だけ与えられる。よって、スイッチ素子は、ゼロクロス後の１周期だけ、フィードフォワード制御部７８によって制御される。１周期のフィードフォワード制御によって、リアクトル電流ｉＬは、急激に変化する。また、１周期のフィードフォワード制御は、リアクトル電流ｉＬの過剰な応答を抑制する。さらに、１周期のフィードフォワード制御は、他の制御、すなわちフィードバック制御部７１による制御への滑らかな移行を可能とする。

Ｑ７ｄｕｔｙは、ゼロクロスの直後以外の大部分の期間において、フィードバック制御量ＦＢによって滑らかに増加し、減少する。図示の例では、フィードバック制御量ＦＢは、時刻ｔｂと時刻ｔｅとの間に与えられている。

図中には、フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる期間、すなわち時刻ｔａと時刻ｔｂとの間における、フィードバック制御量ＦＢに起因するＱ７ｄｕｔｙが破線によって図示されている。時刻ｔａと時刻ｔｂとの間においては、フィードフォワード制御量ＦＦは、フィードバック制御量ＦＢより大きい。特に、ゼロクロスの直後においては、フィードフォワード制御量ＦＦは、フィードバック制御量ＦＢより十分に大きい。

図９は、無効電流を出力しているときの電力変換回路２の作動状態を示している。図中には、電力変換回路２の各部の観測波形が図示されている。交流電圧ｖａｃは正弦波である。交流電圧ｖａｃは、時刻ｔａと時刻ｔｅとにおいてゼロクロスＺＣを迎えている。交流電流ｉａｃは、交流電圧ｖａｃに対してややずれた位相を有している。無効電力制御に起因して、交流電流ｉａｃは、交流電圧ｖａｃに対いてやや進んだ位相を有している。交流電流ｉａｃは、スイッチング素子のスイッチングに起因する微小な変動を伴っている。交流電流ｉａｃは、時刻ｔａと時刻ｔｅとにおいて、わずかに歪みＤＳＴを生じている。

リアクトル電流ｉＬは、スイッチング素子のスイッチングに起因する変動を伴っている。リアクトル電流ｉＬは、ゼロクロスＺＣにおいてステップ状に増加している。無効電力を出力しない場合は、リアクトル電流ｉＬは交流電圧ｖａｃと同位相に制御される。よって、無効電力を出力しない場合は、リアクトル電流ｉＬは、図示されるような急激に変化した波形とならない。

Ｑ７の駆動信号のデューティ比Ｑ７ｄｕｔｙは、フィードバック制御量ＦＢに対応してゆるやかに変化している。交流電流ｉａｃの歪みＤＳＴを抑制し、交流電流ｉａｃを正弦波に一致させるためには、リアクトル電流ｉＬを急激に変化させるように、Ｑ７をスイッチング制御する必要がある。このような急激な応答を生じさせるために、フィードフォワード制御量ＦＦが与えられる。Ｑ７ｄｕｔｙは、ゼロクロスＺＣの直後に、一時的に、フィードフォワード制御量ＦＦに対応する値Ｆｄｕｔｙになる。図示の例では、フィードフォワード制御量ＦＦが与えられることにより、ゼロクロスＺＣの直後にリアクトル電流ｉＬが急激に増加し、歪みＤＳＴが小さく抑制されている。

図１０に図示されるように、時刻ｔａの前において、偏差ｄｉＬが小さくなると、フィードバック制御量ＦＢはほぼゼロになる。Ｑ７のスイッチングのための１周期だけ、フィードフォワード制御量ＦＦが与えられている。時刻ｔａの後、すなわちゼロクロスＺＣの後の第２番目の周期から、フィードバック制御量ＦＢが与えられている。フィードバック制御量ＦＢは、マイクロコンピュータによる離散系での演算処理に起因して、やや遅れた応答を示す。また、ゼロクロスＺＣの直後は偏差ｄｉＬが小さいので、比例成分が小さい。また、ゼロクロスＺＣの直後は偏差ｄｉＬの継続期間も短いので、積分成分が小さい。よって、フィードバック制御量ＦＢは、ＰＩ制御にも起因して遅れた応答を示す。フィードフォワード制御量ＦＦは、フィードバック制御量ＦＢの遅れを補償して、リアクトル電流ｉＬを急激に増加させるために貢献している。

図１１は、電力変換回路２の高調波歪率ＨＤＲを示すグラフである。横軸は、高調波の次数ＨＯ、すなわちｎ次高調波のｎを示す。この実施形態によると、３次高調波から３９次高調波までの各高調波の歪率ＨＤＲは、３％を下回る。３次高調波から３９次高調波の総合高調波歪率ＴＨＤは、５％を下回る。この実施形態によると、系統連系機器に求められる多くの規制が要求する要求値を満足することができる。

以上に述べた実施形態によると、交流電圧ｖａｃのゼロクロスＺＣが判定された直後の一時的な期間だけ、フィードフォワード制御部７９によるスイッチ素子の制御が有効とされる。この結果、ゼロクロスＺＣの直後に、フィードフォワード制御部７９によって、リアクトル電流ｉＬが急激に増加される。このため、無効電流指令値ｉａｃｑ＊が注入されているときであっても、交流電流ｉａｃの歪みが抑制される。

（第１比較例）
第１比較例は、フィードバック制御量ＦＢだけをパルス幅変調部８３に出力するように構成されている。したがって、第１比較例では、逆潮流モードにおいて無効電流を出力しているときに、フィードバック制御量ＦＢだけでスイッチング制御を実行している。すなわち、第１比較例では、フィードフォワード制御量ＦＦを与えない。

図１２は、第１比較例の観測波形を示す。第１比較例では、ゼロクロスＺＣが検出される時刻ｔａ、ｔｅにおいて、交流電流ｉａｃに大きな歪みＤＳＴが表れている。

図１３に図示されるように、フィードバック制御量ＦＢは、時刻ｔａの後に、制御遅れＤＬｃだけ経過した後に、増加する。このため、リアクトル電流ｉＬは、時刻ｔａの後に、応答遅れＤＬｒだけ経過した後に、所定の目標値付近まで増加する。さらに、フィードバック制御量ＦＢは、制御遅れＤＬｃの後に、偏差ｄｉＬの大きさに起因してオーバーシュートおよびアンダーシュートを生じる。この結果、リアクトル電流ｉＬには、振動的な波形ＯＳＣが表れる。これらの応答遅れＤＬｒと、振動的な波形ＯＳＣに起因して、交流電流ｉａｃに大きな歪みＤＳＴが表れる。

図１４に図示されるように、第１比較例によると、歪率ＨＤＲが３％を上回る高調波が存在する。また、総合高調波歪率ＴＨＤは、１０％を上回っている。

（第２実施形態）
上記実施形態では、ＰＩ演算部７３は、予め設定された固定のゲインに基づいて比例積分制御のための演算を実行した。これに代えて、この実施形態では、可変のゲインが用いられる。フィードバック制御のためのゲインは、フィードフォワード制御からフィードバック制御への切換え時に小さく抑制され、その後に徐々に増加するように調節される。

図１５は、制御部５８の構成を示す。フィードバック制御部２７１は、ゲイン制御部２８４を備える。ゲイン制御部２８４は、選択部７９から切換信号を入力する。切換信号は、フィードフォワード制御量ＦＦからフィードバック制御量ＦＢへの切換えを示す。ゲイン制御部２８４は、切換信号に応答して、ＰＩ演算部２７３におけるゲインを変化させる。ゲイン制御部２８４は、比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉの少なくとも一方を変化させる。

ゲイン制御部２８４は、切換信号に応答して、ゲインを減少させ、その後に、ゲインを再び増加させる。ゲイン制御部２８４は、切換信号に応答して、ゲインを最小値に減少させる。その後、ゲイン制御部２８４は、短時間だけゲインを最小値に維持する。さらに、その後に、ゲイン制御部２８４は、ゲインを徐々に増加させる。ゲインが最小値に向けて減少するときの減少速度は、ゲインが徐々に増加されるときの増加速度より速い。

ゲイン制御部２８４は、交流電圧ｖａｃがゼロクロスした後の短い期間だけ、ゲインを抑制する。ゲイン制御部２８４は、ゼロクロスの後、交流電圧ｖａｃ、交流電流ｉａｃ、またはリアクトル電流ｉＬがピーク値に到達するまでの期間だけ、ゲインを抑制するように構成することができる。

ゲインが小さく調節されている期間は、フィードバック制御量ＦＢが抑制される。また、ゲインが徐々に増加する期間は、フィードバック制御量ＦＢが徐々に増加する。この結果、ゲインが小さく調節されている期間、すなわちゼロクロスの直後においては、フィードバック制御量ＦＢによる制御は緩慢な応答性を提供する。この結果、リアクトル電流ｉＬおよび交流電流ｉａｃは、安定的に制御される。一方、ゲインが徐々に増加する期間においては、フィードバック制御量ＦＢによる制御は、徐々に速い応答性を提供する。この結果、リアクトル電流ｉＬおよび交流電流ｉａｃは、目標値に追従して正確に制御される。

図１６に図示されるように、ゲインＫｐおよび／またはゲインＫｉは、最大値Ｇｍａｘと最小値Ｇｍｉｎとの間で調節される。以下、ゲインＫｐが調節される場合を説明する。ゲイン制御部２８４は、ゼロクロスに対応する時刻ｔａにおいて、ゲインＫｐを、最大値Ｇｍａｘから最小値Ｇｍｉｎに向けて急激に減少させる。ゲイン制御部２８４は、時刻ｔａの後、ゲインＫｐを徐々に増加させる。ゲインＫｐは、時刻Ｔｆにおいて最大値Ｇｍａｘに復帰する。よって、ゲイン制御部２８４は、時刻ｔａと時刻ｔｆとの間の期間において、ゲインＫｐを最大値Ｇｍａｘより小さい値に抑制する。

ゲイン制御部２８４は、ゼロクロスが判定された後に、フィードバック制御部７１におけるフィードバック制御のための制御ゲインＫｐ、Ｋｉを徐々に増加させる。この結果、フィードバック制御部７１による制御量が、抑制状態から徐々に増加する。この結果、ゼロクロス後に、フィードバック制御部７１による過剰な制御が抑制される。しかも、フィードバック制御部７１による制御を徐々に効かせることができる。

ゲイン制御部２８４は、ゼロクロスが判定された直後に、フィードバック制御部７１におけるフィードバック制御のための制御ゲインＫｐ、Ｋｉを極小値に設定する。この結果、フィードバック制御部による制御量が抑制される。この結果、ゼロクロス後に、フィードバック制御部７１による過剰な制御が抑制される。

図示されるように、ゲイン制御部２８４は、フィードフォワード制御からフィードバック制御に切り換わった直後は、ゲインを低く設定し、その後に、徐々にゲインを増加させる。ゲインが最小値Ｇｍｉｎにあるときに、この低いゲインに基づいて算出されたフィードバック制御量ＦＢに基づいて少なくとも１周期のスイッチングが実行される。ゲイン制御部２８４は、低いゲインに基づく制御が実行された後に、ゲインを徐々に上昇させる。ゲインの上昇につれて、フィードバック制御量ＦＢが徐々に増加する。

フィードバック制御、すなわちＰＩ制御のためのゲインは、ほとんどの期間において大きい値に設定される。ゲインは、交流電圧ｖａｃ、交流電流ｉａｃ、またはリアクトル電流ｉＬが極大値に到達する前に、最小値Ｇｍｉｎより大きい値に増加される。言い換えると、ゲインが小さいのはゼロクロス付近のみとされる。このため、すべての期間にわたってゲインを小さく設定する場合よりも、制御偏差を小さくできる。

図１７および図１８に図示されるように、この実施形態でも、フィードフォワード制御量ＦＦとフィードバック制御量ＦＢとの両方が与えられる。フィードバック制御量ＦＢは、時刻ｔａの後、徐々に増加する。フィードバック制御量ＦＢは、時刻ｔｆの後に急速に増加する。この結果、フィードフォワード制御量ＦＦからフィードバック制御量ＦＢへ移行した直後、すなわちフィードバック制御の開始時において、リアクトル電流ｉＬおよび交流電流ｉａｃの変動が抑制される。特に、フィードバック制御量ＦＢに起因するリアクトル電流ｉＬおよび交流電流ｉａｃの過剰な応答、例えばオーバーシュートまたはアンダーシュートが抑制される。また、時刻ｔｆの後は、大きいゲインに基づいて高い応答性が提供される。

図１９に図示されるように、この実施形態によると、各高調波の歪率ＨＤＲは、３％を下回る。総合高調波歪率ＴＨＤは、５％を下回る。この実施形態によると、系統連系機器のために規定された多くの規制が要求する要求値を満足することができる。

この実施形態によると、先行する実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、この実施形態によると、ゲインの調節によって、ゼロクロスの直後における交流電流の歪み抑制と、リアクトル電流の制御性の向上とが両立される。

（第２比較例）
第２比較例は、ＰＩ演算部７３（２７３）におけるゲインを最大値に固定している。第２比較例では、フィードフォワード制御量ＦＦが与えられている。

図２０に図示されるように、第２比較例では、ゼロクロスＺＣが検出される時刻ｔａ、ｔｅにおいて、交流電流ｉａｃに大きな歪みＤＳＴが表れている。

図２１に図示されるように、リアクトル電流ｉＬは、時刻ｔａの直後に、フィードフォワード制御量ＦＦに応答して急激に増加する。フィードバック制御量ＦＢは、偏差ｄｉＬの大きさに起因してオーバーシュートおよびアンダーシュートを生じる。この結果、リアクトル電流ｉＬには、振動的な波形ＯＳＣが表れる。さらに、交流電流ｉａｃには大きな歪みＤＳＴが表れる。このため、第２比較例では、交流電流ｉａｃの高調波歪率ＨＤＲが十分に抑制されない。

（第３実施形態）
先行する実施形態では、Ｑ６による昇圧制御と、Ｑ７による降圧制御とを同時に実行した。これに代えて、交流電圧ｖａｃと直流電圧ｖｂとの絶対値の大小関係に基づいて、Ｑ６による昇圧制御と、Ｑ７による降圧制御とを切換えて実行してもよい。

図２２は、Ｑ１−Ｑ４、およびＱ６−Ｑ８を制御するための制御装置９の部分的な構成を示す。１／Ｎ変換部３６２は、Ｑ５ｄｕｔｙを１／Ｑ５ｄｕｔｙに変換する。指令部３５２は、先行する実施形態の１／（１−Ｑ６ｄｕｔｙ）の代わりに１／Ｑ５ｄｕｔｙを利用して指令値ｉＬ＊を設定する。制御部３５８は、ｄｉＬ、ｉａｃｑ＊、ｖｂ、およびｖａｃを入力する。制御部３５８は、これらの入力に基づいてリアクトル電流ｉＬを指令値ｉＬに制御する。制御部３５８は、フィードバック制御およびフィードフォワード制御によってリアクトル電流ｉＬを指令値ｉＬに制御する。

制御部３５８は、パルス幅変調された信号を出力する。制御部３５８は、Ｑ６のための駆動信号と、Ｑ７のための駆動信号とを出力する。

図２３に図示されるように、指令部３５２は、指令値ｉａｃ＊に基づいて指令値ｉＬを設定する。指令部３５２は、（１）、（２）、および（３）を含む３つの場合を判別する。（１）ｓｉｇｎ（ｉａｃ＊）＝ｓｉｇｎ（ｖａｃ）の場合、すなわち、指令値ｉａｃ＊の極性と、交流電圧ｖａｃの極性とが同じである場合、指令値ｉＬ＊は、ｉＬ＊＝｜ｉａｃ＊｜×１／Ｑ５ｄｕｔｙで与えられる。すなわち、指令値ｉＬ＊は、指令値ｉａｃ＊の絶対値に、Ｑ５のスイッチングによる影響を考慮した係数を掛けることによって求められる。（２）ｖａｃ＞０ ＡＮＤ ｉａｃ＊≦０の場合、指令値ｉＬ＊は、ｉＬ＊＝｜ｉａｃ＊｜×１／Ｑ５ｄｕｔｙで与えられる。（３）ｖａｃ≦０ ＡＮＤ ｉａｃ＊＞０の場合、指令値ｉＬ＊は、ｉＬ＊＝｜ｉａｃ＊｜×１／Ｑ５ｄｕｔｙで与えられる。

図２４に図示されるように、制御部３５８は、Ｑ６によるフィードバック制御と、Ｑ７によるフィードバック制御とを切換えて実行するように構成されている。

Ｑ６のためのフィードバック制御部（ＦＢＣＭ（Ｑ６））３７１ａは、Ｑ６のためのフィードバック制御量ＦＢａを設定する。入力部７２ａは、偏差ｄｉＬを入力する。ＰＩ演算部７３ａは、偏差ｄｉＬを小さくするための制御量を算出する。ＰＩ演算部７３ａは、比例積分制御に基づいて制御量ＰＩ（ｄｉＬ）を算出する。入力部７４ａは、ｖｂを入力する。加算部７５ａは、−ＰＩ（ｄｉＬ）とｖｂとを加算する。発生部７６ａは、１／｜ｖａｃ｜を出力する。乗算部７７ａは、ｖｂ−ＰＩ（ｄｉＬ）に、１／｜ｖａｃ｜を乗算する。この結果、フィードバック制御量ＦＢａは、ＦＢａ＝（ｖｂ−ＰＩ（ｄｉＬ））／｜ｖａｃ｜で与えられる。

設定部３８７は、Ｑ６をＯＦＦ状態に維持するための信号ＯＦＦを出力する。Ｑ６のための選択部（ＳＬＴＭ（Ｑ６））３７９ａは、フィードバック制御量ＦＢａと信号ＯＦＦとのいずれか一方だけを選択的に出力する。選択部３７９ａは、３つの場合に応じて切換え可能に構成されている。後述する選択制御部３８２からの指令が（１）の場合に、選択部３７９ａは、信号ＯＦＦを出力する。選択制御部３８２からの指令が（２）の場合に、選択部３７９ａは、信号ＯＦＦを出力する。選択制御部３８２からの指令が（３）の場合に、選択部３７９ａは、フィードバック制御量ＦＢａを出力する。

Ｑ７のためのフィードバック制御部（ＦＢＣＭ（Ｑ７））３７１ｂは、Ｑ７のためのフィードバック制御量ＦＢｂを設定する。入力部７２ｂは、偏差ｄｉＬを入力する。ＰＩ演算部７３ｂは、偏差ｄｉＬを小さくするための制御量を算出する。ＰＩ演算部７３ｂは、比例積分制御に基づいて制御量ＰＩ（ｄｉＬ）を算出する。発生部７４ｂは、｜ｖａｃ｜を出力する。加算部７５ｂは、ＰＩ（ｄｉＬ）と｜ｖａｃ｜とを加算する。発生部７６ｂは、１／ｖｂを出力する。乗算部７７ｂは、｜ｖａｃ｜＋ＰＩ（ｄｉＬ）に、１／ｖｂを乗算する。この結果、フィードバック制御量ＦＢｂは、ＦＢｂ＝（｜ｖａｃ｜＋ＰＩ（ｄｉＬ））／ｖｂで与えられる。

設定部３８８は、Ｑ７をＯＮ状態に維持するための信号ＯＮを出力する。Ｑ７のための選択部（ＳＬＴＭ（Ｑ７））３７９ｂは、フィードフォワード制御量ＦＦと、フィードバック制御量ＦＢｂと、信号ＯＮとのいずれかを選択的に出力する。選択部３７９ｂは、３つの場合に応じて切換え可能に構成されている。選択制御部３８２からの指令が（１）の場合に、選択部３７９ｂは、フィードフォワード制御量ＦＦを出力する。選択制御部３８２からの指令が（２）の場合に、選択部３７９ｂは、フィードバック制御量ＦＢｂを出力する。選択制御部３８２からの指令が（３）の場合に、選択部３７９ｂは、信号ＯＮを出力する。

発生部３８５は、｜ｖａｃ｜を出力する。入力部３８６は、ｖｂを入力する。選択制御部（ＳＬＣＭ）３８２は、｜ｖａｃ｜、ｖｂ、Ｉａｃｑ＊、およびＺＣに基づいて、選択部３７９ａおよび選択部３７９ｂを制御する。選択制御部３８２は、（１）、（２）、および（３）を含む３つの場合を判別する。

（１）選択制御部８２は、｜ｖａｃ｜＜ｖｂであるときに、ゼロクロスが検出され（ＺＣ）、かつ、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊がある（Ｉａｃｑ＊≠０）場合に、選択部３７９ａ、３７９ｂを一時的に（１）に切換える。｜ｖａｃ｜＜ｖｂであるときは、Ｑ７による降圧制御が実行される。よって、Ｑ６はＯＦＦ状態に維持される。一方、無効電流を流すことが求められており、かつ、ゼロクロスが検出された直後にだけ、選択部３７９ｂは、フィードフォワード制御量ＦＦを出力する。この結果、Ｑ７はフィードフォワード制御量ＦＦに基づいて制御される。

（２）選択制御部８２は、｜ｖａｃ｜＜ｖｂであるときに、ゼロクロスが検出されない（Ｎｏ ＺＣ）、または、無効電流指令値Ｉａｃｑ＊がない（Ｎｏ Ｉａｃｑ＊≠０）場合に、選択部３７９ａ、３７９ｂを（２）に切換える。｜ｖａｃ｜＜ｖｂであるときは、Ｑ７による降圧制御が実行される。よって、Ｑ６はＯＦＦ状態に維持される。一方、無効電流を流すことが求められておらず、または、ゼロクロスが検出された直後ではない場合には、選択部３７９ｂは、フィードバック制御量ＦＢｂを出力する。この結果、Ｑ７はフィードバック制御量ＦＢｂに基づいて制御される。

（３）選択制御部８２は、｜ｖａｃ｜≧ｖｂであるときに、選択部３７９ａ、３７９ｂを（３）に切換える。｜ｖａｃ｜≧ｖｂであるときは、Ｑ６による昇圧制御が実行される。選択部３７９ａは、フィードバック制御量ＦＢａを出力する。この結果、Ｑ６はフィードバック制御量ＦＢａに基づいて制御される。一方、Ｑ７はＯＮ状態に維持される。

図２５は、制御部３５８を提供する演算処理を示す。制御処理３９０は、｜ｖａｃ｜がｖｂを下回るか否かに基づいて、Ｑ６による昇圧制御と、Ｑ７による降圧制御とを切換える。ステップ１９１、１９４、１９５は、先行する実施形態と同じである。ステップ３９６では、制御装置９は、｜ｖａｃ｜がｖｂを下回るか否かを判定する。

ステップ３９６の判定が｜ｖａｃ｜＜ｖｂである場合、ステップ１９１へ進む。ステップ１９１、３９２、３９３では、制御装置９は、Ｑ７によって降圧制御を実行する。制御時期が到来した場合、ステップ３９２へ進む。ステップ３９２では、制御装置９は、フィードフォワード制御量ＦＦを算出する。同時に、ステップ３９２では、制御装置９は、Ｑ６をＯＦＦ状態に維持するための信号ＯＦＦを設定する。制御時期が到来していない場合、ステップ３９３へ進む。ステップ３９３では、制御装置９は、フィードバック制御量ＦＢｂを算出する。同時に、ステップ３９３では、制御装置９は、Ｑ６をＯＦＦ状態に維持するための信号ＯＦＦを設定する。

ステップ３９６の判定が｜ｖａｃ｜≧ｖｂである場合、ステップ３９７へ進む。ステップ３９７では、制御装置９は、Ｑ６によって昇圧制御を実行する。ステップ３９７では、制御装置９は、フィードバック制御量ＦＢａを算出する。同時に、ステップ３９７では、制御装置９は、Ｑ７をＯＮ状態に維持するための信号ＯＮを設定する。

図２６に図示されるように、この実施形態では、Ｑ７（Ｑ８）と、Ｑ６（Ｑ５）とが、交互にスイッチングされている。この結果、スイッチング回数が抑制される。

ゼロクロスの後の短時間、時刻ｔａと時刻ｔｂとの間において、Ｑ７は、フィードフォワード制御量ＦＦによって制御される。このとき、Ｑ６はＯＦＦ状態に維持されている。時刻ｔｂと時刻ｔｃとの間においては、Ｑ７はフィードバック制御量ＦＢｂによって制御される。このとき、Ｑ６はＯＦＦ状態に維持されている。

時刻ｔｃと時刻ｔｄとの間においては、Ｑ６はフィードバック制御量ＦＢａによって制御される。このとき、Ｑ７はＯＮ状態に維持されている。

時刻ｔｄと時刻ｔｅとの間においては、Ｑ７は、再びフィードバック制御量ＦＢｂによって制御される。このとき、Ｑ６はＯＦＦ状態に維持されている。

この実施形態によると、交流電圧ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜が直流電圧ｖｂよりも小さい場合は、Ｑ７をスイッチングすることにより、降圧制御が実行される。このとき、無効電流の供給が求められ、かつ、交流電圧ｖａｃがゼロクロスした場合は、一時的に、フィードフォワード制御が実施される。無効電流の供給が求められていない場合、または、ゼロクロスの後に一時的なフィードフォワード制御が実行された後は、フィードバック制御、すなわちＰＩ制御が実行される。

交流電圧ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜が直流電圧ｖｂよりも大きい場合は、Ｑ６をスイッチングすることにより、昇圧制御が実行される。このとき、フィードバック制御、すなわちＰＩ制御が実行される。

この実施形態では、｜ｖａｃ｜＝ｖｂである場合、Ｑ６による昇圧制御が選択される。これに代えて、｜ｖａｃ｜＝ｖｂである場合、Ｑ７による降圧制御が選択されてもよい。

この実施形態によると、先行する実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、この実施形態によると、スイッチ素子１５−１８のスイッチング回数を抑制することができる。

（第４実施形態）
上記実施形態では、選択部７９、３７９ａ、３７９ｂは、選択制御部８２、３８２に応答して、一時的にフィードバック制御量ＦＢからフィードフォワード制御量ＦＦへの切換えを実行した。これに代えて、選択制御部８２、３８２に応答して、一時的にフィードバック制御量ＦＢに、フィードフォワード制御量ＦＦを加算して出力してもよい。

例えば、図２７に図示される構成を採用することができる。この実施形態では、選択部４７９は、加算部４７９ａと、スイッチ部４７９ｂとを備える。加算部４７９ａは、フィードバック制御量ＦＢとフィードフォワード制御量ＦＦとを加算する。スイッチ部４７９ｂは、選択制御部８２からの指令に応じてフィードフォワード制御量ＦＦの伝達を断続する。この構成では、フィードバック制御量ＦＢは、遮断されることなく、継続的に出力される。過渡制御期間だけ、フィードバック制御量ＦＢにフィードフォワード制御量ＦＦが加算される。無効電流指令値Ｉａｃｑ＊があり、かつゼロクロスが検出された直後においては、フィードフォワード制御量ＦＦは、フィードバック制御量ＦＢより十分に大きい。よって、この構成においても、過渡制御期間だけ、フィードフォワード制御量ＦＦが有効化される。

（他の実施形態）
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。上記実施形態の構造は、あくまで例示であって、本発明の範囲はこれらの記載の範囲に限定されるものではない。本発明の範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含むものである。

例えば、制御装置が提供する手段と機能は、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、制御装置をアナログ回路によって構成してもよい。

上記実施形態では、複数のスイッチ素子１１−１８は、ＩＧＢＴによって提供した。これに代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ、またはバイポーラトランジスタなどの種々の半導体スイッチ素子を採用することができる。

上記実施形態では、フィードフォワード制御部７８は一定のフィードフォワード制御量ＦＦを発生する。また、選択部７９、３７９ａ、３７９ｂはフィードフォワード制御量ＦＦの伝達を遮断、または許容することにより、フィードフォワード制御部７８を無効化、または有効化した。これに代えて、フィードフォワード制御部７８が、選択制御部８２からの信号に応答してフィードフォワード制御量ＦＦの大きさを調節するように構成してもよい。例えば、フィードフォワード制御部７８に、選択制御部８２からの指令をパラメータとしてフィードフォワード制御量ＦＦの大きさを調節するマップ、または関数機能を設けることができる。この場合、フィードバック制御量ＦＢとフィードフォワード制御量ＦＦとを加算してパルス幅変調部８３に出力する構成を採用することができる。このような構成においても、過渡制御期間だけ、フィードフォワード制御量ＦＦが有効化される。

ゲイン制御部２８４は、第３実施形態のフィードバック制御部３７１ｂに採用してもよい。

１ 充電回路、 ２ 電力変換装置、 ３ 交流電源（系統）、
４ 直流電源（二次電池）、 ５ フィルタ回路、 ６ ブリッジ回路、
７ コンバータ回路、 ８ コンデンサ、 ９ 制御装置、
１１−１８ スイッチ素子、 ２１ 電圧検出器、 ２２ 電圧検出器、
２３ 電流検出器、 ２４ 電流検出器、 ５２、３５２ 指令部、
５７ ゼロクロス判定部、 ５８、３５８ 制御部、 ６０ 整流部、
７１、３７１ａ、３７１ｂ フィードバック制御部、
７８ フィードフォワード制御部、
７９、３７９ａ、３７９ｂ、４７９ 選択部、
８２、３８２ 選択制御部、 ２８４ ゲイン制御部。

Claims (9)

1. 交流電源（３）と直流電源（４）との間に配置され、複数のスイッチ素子（１１−１４）を有するブリッジ回路（６）と、
   前記ブリッジ回路（６）と前記直流電源（４）との間に配置され、複数のスイッチ素子（１５−１８）とリアクトル（１９）とを有するコンバータ回路（７）と、
   前記交流電源の交流電圧（ｖａｃ）を検出する電圧検出部（２１）と、
   前記リアクトルを流れるリアクトル電流（ｉＬ）を検出する電流検出部（２４）と、
   前記直流電源から前記交流電源に電力を供給するときに、無効電力を注入するように、前記ブリッジ回路と前記コンバータ回路とに含まれる複数の前記スイッチ素子を制御する制御装置（９）とを備え、
   前記制御装置（９）は、
   前記交流電圧のゼロクロスを判定する判定部（５７）と、
   前記リアクトル電流を指令値（ｉＬ＊）にフィードバック制御するように、複数の前記スイッチ素子を制御するフィードバック制御部（７１、３７１ａ、３７１ｂ）と、
   前記リアクトル電流を急激に変化させるように、複数の前記スイッチ素子を制御するフィードフォワード制御部（７８）と、
   前記ゼロクロスを判定した直後の一時的な期間だけ、前記フィードフォワード制御部による前記スイッチ素子の制御を有効とする有効化部（７９、８２、３７９ｂ、３８２、４７９）とを備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記フィードバック制御部は、前記リアクトル電流（ｉＬ）と前記指令値（ｉＬ＊）との偏差（ｄｉＬ）に基づいて前記リアクトル電流（ｉＬ）を前記指令値（ｉＬ＊）に接近させるように設定されるデューティ比（ＦＢ、ＦＢｂ）で少なくともひとつの前記スイッチ素子をスイッチング制御することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記フィードフォワード制御部は、前記リアクトル電流（ｉＬ）と前記指令値（ｉＬ＊）との偏差（ｄｉＬ）に依存することなく設定される所定のデューティ比（Ｆｄｕｔｙ）で少なくともひとつの前記スイッチ素子をスイッチング制御することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記有効化部は、前記ゼロクロスを判定した直後の一時的な期間だけ、前記フィードフォワード制御部が前記スイッチ素子をスイッチング制御し、残りの期間においては、前記フィードバック制御部が前記スイッチ素子をスイッチング制御するように、前記フィードフォワード制御部と前記フィードバック制御部とを切換えることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項３または請求項４に記載の電力変換装置において、
   Ｌをリアクトルのインダクタンスとし、ΔｉＬをゼロクロス直後において実現すべきリアクトル電流の変化量とし、ｆをスイッチング周波数とし、ｖｂを直流電圧、Ｃを１以下の係数として、
   前記フィードフォワード制御部により与えられる前記所定のデューティ比Ｆｄｕｔｙが、
   Ｆｄｕｔｙ＝（Ｌ×ΔｉＬ×ｆ）／ｖｂ×Ｃ×１００（％）
   によって与えられることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれかに記載の電力変換装置において、
   前記ゼロクロスが判定された後に、前記フィードバック制御部におけるフィードバック制御のための制御ゲイン（Ｋｐ、Ｋｉ）を徐々に増加させるゲイン制御部（２８４）を備えることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれかに記載の電力変換装置において、
   前記ゼロクロスが判定された直後に、前記フィードバック制御部におけるフィードバック制御のための制御ゲイン（Ｋｐ、Ｋｉ）を極小値に設定するゲイン制御部（２８４）を備えることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１から請求項７のいずれかに記載の電力変換装置において、
   前記フィードバック制御部と前記フィードフォワード制御部とは、前記スイッチ素子を所定の周期でスイッチング制御し、
   前記有効化部が前記フィードフォワード制御部による前記スイッチ素子の制御を有効とする前記期間は、１回の前記所定の周期に対応することを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１から請求項８のいずれかに記載の電力変換装置において、
   前記制御装置は、前記交流電源から前記直流電源に電力を供給する順方向モードと、前記直流電源から前記交流電源に電力を供給する逆潮流モードとを提供するように複数の前記スイッチ素子を制御し、
   さらに、前記制御装置は、前記逆潮流モードにおいて前記交流電圧の上昇を検知したときに、無効電流（ｉａｃｑ＊）を注入するように前記指令値（ｉＬ＊）を設定する無効電流注入部（４４−５２）を備え、
   前記有効化部は、前記逆潮流モードにおいて、前記無効電流が注入されるときに、前記フィードフォワード制御部による前記スイッチ素子の制御を有効とすることを特徴とする電力変換装置。

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