JP2013162543A - 電源回生装置、電力変換装置および電源回生方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子にかかる負荷を低減することができる電源回生装置、電力変換装置および電源回生方法を提供すること。
【解決手段】電源回生装置は、電力変換部と、駆動制御部と、位相調整部とを備える。電力変換部は、直流電圧を交流電圧に変換出力するための複数のスイッチング素子を有し、交流電源に接続される。駆動制御部は、１２０度通電方式による電力変換部の駆動を行い、交流電源に同期した交流電圧を電力変換部から交流電源へ出力させる。位相調整部は、交流電圧の出力位相を、電力変換部と交流電源との間に流れる無効電流の増減に基づいて調整する。
【選択図】図５

Description

開示の実施形態は、電源回生装置、電力変換装置および電源回生方法に関する。

従来、電源回生装置として、例えば、モータを制御するインバータ装置と３相交流電源との間に配置される電源回生コンバータが知られている。電源回生コンバータは、モータの減速時に、モータからインバータ装置を介して供給される電力をスイッチング素子によって交流電力へ変換して３相交流電源へ供給する電源回生を行う。

電源回生装置における通電方式として、１２０度通電方式が広く採用されている。かかる１２０度通電方式では、例えば、３相交流電源の中で最も電圧が高い相と最も電圧が低い相の間に回生電流を流し込むようにスイッチング素子を制御する（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１１−２５４６８４号公報

しかしながら、上記従来の電源回生装置では、電源回生装置から３相交流電源に流れる電流において大きなスパイク電流が発生し、かかるスパイク電流が大きいとスイッチング素子にかかる負荷が大きくなる。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子にかかる負荷を低減することができる電源回生装置、電力変換装置および電源回生方法を提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係る電源回生装置は、電力変換部と、駆動制御部と、位相調整部とを備える。前記電力変換部は、直流電圧を交流電圧に変換出力するための複数のスイッチング素子を有し、交流電源に接続される。前記駆動制御部は、１２０度通電方式による前記電力変換部の駆動を行い、前記交流電源に同期した交流電圧を前記電力変換部から前記交流電源へ出力させる。前記位相調整部は、前記交流電圧の出力位相を、前記電力変換部と前記交流電源との間に流れる無効電流の増減に基づいて調整する。

実施形態の一態様によれば、スイッチング素子にかかる負荷を低減することができる電源回生装置、電力変換装置および電源回生方法を提供することができる。

図１は、第１の実施形態に係る電源回生装置および電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、３相交流電源と同位相で１２０度通電制御を行った場合の出力電流波形の模式図である。 図３は、出力電圧のｄ軸成分とｑ軸成分の状態を説明するための図である。 図４は、出力電圧ベクトルがｑ軸に対して−３０度、０度および＋３０度の位相差である場合の電源回生時の模式ベクトル図である。 図５は、第１の実施形態に係る電源回生装置の制御部のブロック図である。 図６は、１２０度通電制御についての説明図である。 図７は、位相調整部の構成を示すブロック図である。 図８は、正相接続時および逆相接続時における模式ベクトル図である。 図９は、第２の実施形態に係る電源回生装置の構成を示すブロック図である。 図１０は、第２の実施形態に係る電力変換部の構成を示す図である。

以下、図面を参照して、本願の開示する電源回生装置、電力変換装置および電源回生方法の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態に係る電源回生装置および電力変換装置を説明する。図１は、第１の実施形態に係る電源回生装置および電力変換装置の構成を示すブロック図である。なお、第１の実施形態に係る電源回生装置は、電源回生インバータ装置の一例に相当する。

図１に示すように、第１の実施形態に係る電源回生装置１は、３相交流電源２とインバータ装置３との間に配置され、３相交流電源２とインバータ装置３との間で双方向（交流⇔直流）に電力変換を行う。電源回生装置１およびインバータ装置３によって電力変換装置１００が構成され、かかる電力変換装置１００は、モータ４を駆動させる力行運転状態と、３相交流電源２へ電源回生を行う回生運転状態とを切り替えて実行する。

力行運転時には、電源回生装置１はコンバータ装置として機能し、３相交流電源２から供給される交流電力を一旦直流電力へ変換する。インバータ装置３は、電源回生装置１によって変換された直流電力を交流電力へ変換してモータ４へ供給することによってモータ４を駆動する。

一方、回生運転時には、インバータ装置３は、モータ４の減速によってモータ４に生じる誘導起電力を直流電力へ変換するように内部のスイッチング素子を駆動し、直流電力を電源回生装置１へ供給する。電源回生装置１は、直流電力を交流電力へ変換して３相交流電源２へ供給することによって電源回生を行う。

電源回生装置１は、３相交流電源２とインバータ装置３との間に配置される電力変換部１０と、電力変換部１０を制御する制御部２０と、３相交流電源２の各相と電力変換部１０との間に配置される各リアクタンス（Ｌｒ、Ｌｓ、Ｌｔ）を有するフィルタ３０とを備える。

電力変換部１０は、６個のダイオード（後述するダイオードＤ１〜Ｄ６）を三相ブリッジ接続し、それぞれのダイオードごとにスイッチング素子（後述するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６）を逆並列に接続した三相ブリッジ回路１２と、平滑コンデンサＣ１とを備える。

三相ブリッジ回路１２は、力行運転時において３相交流電源２から出力される交流電圧を整流し、三相ブリッジ回路１２によって整流された電圧は平滑コンデンサＣ１によって平滑される。かかる動作によって、平滑コンデンサＣ１に直流電力が蓄積され、インバータ装置３へ直流電力が供給される。

三相ブリッジ回路１２は、モータ４からインバータ装置３を介して供給される電力を３相交流電源２へ供給する電源回生を行う機能も備えており、インバータ装置３から供給されて平滑コンデンサＣ１に蓄積された直流電力を交流電力へ変換して３相交流電源２へ供給する。

三相ブリッジ回路１２は制御部２０によって制御される。制御部２０は、三相ブリッジ回路１２による３相交流電源２への電源回生を１２０度通電方式によって実行させる。かかる１２０度通電方式では、例えば３相交流電源２の電圧位相と同位相で通電を行う場合、３相交流電源２の中で最も電圧が高い相と最も電圧が低い相の間に回生電流を流し込むように三相ブリッジ回路１２内のスイッチング素子が制御される。

制御部２０は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相の各相の電圧値Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔに基づいて、３相交流電源２の電圧位相を検出し、かかる電圧位相に基づいて、三相ブリッジ回路１２による１２０度通電制御を行う。

３相交流電源２の電圧位相と同位相で１２０度通電制御を行った場合、図２に示すように、電力変換部１０から３相交流電源２へ流れる電流（以下、出力電流と記載する）に大きなスパイク電流が発生することがある。図２は、３相交流電源２と同位相で１２０度通電制御を行った場合の出力電流波形の一例を示す模式図である。

出力電流に含まれるスパイク電流が大きいと三相ブリッジ回路１２内のスイッチング素子への負荷が大きくなる。かかるスパイク電流は、電力変換部１０と３相交流電源２との間に流れる電流のうち無効電流として流れている。

３相交流電源２の電圧位相に同期して回転するｄｑ軸直交座標系（ｑ軸に対して９０度遅れた軸位置をｄ軸とする）を定義し、ｑ軸上に３相交流電源２の電源電圧ベクトルＶｓを設定した場合、スパイク電流は、ｄ軸成分の電流として現れる。なお、３相交流電源２のｄ軸成分は零であるものとする。

３相交流電源２および電力変換部１０から出力される交流電圧（以下、出力電圧と記載する）を含む電圧方程式は、相間抵抗値を小さいので無視すると、下記式（１）に示すように表現できる。

上記式（１）においては、出力電圧のｄ軸成分、ｑ軸成分をそれぞれＶ_{ｄ＿ｏｕｔ}、Ｖ_{ｑ＿ｏｕｔ}とし、リアクタンスをＬとしている。また、３相交流電源２と電力変換部１０との間に流れる電流のｄ軸成分、ｑ軸成分をそれぞれＩｄ、Ｉｑとし、３相交流電源２の電圧（以下、電源電圧と記載する）の角周波数をωとしている。

ここで、一般的には、力率は比較的良好な状態で運転されるので便宜上、Ｉｄ＝０とみなすことができ、ｑ軸の電圧成分は変動が少ないので、ｄ／ｄｔ・Ｉｑ＝０とみなすことができる。したがって、上記式（１）は、下記式（２）に示すように表現できる。

上記式（２）から、ｄ軸に関する電圧方程式は、下記式（３）に示すように表現でき、ｑ軸に関する電圧方程式は、下記式（４）に示すように表現できる。

図３は、出力電圧のｄ軸成分Ｖ_{ｄ＿ｏｕｔ}とｑ軸成分Ｖ_{ｑ＿ｏｕｔ}の状態を説明するための図である。図３に示すように、出力電圧のｄ軸成分Ｖ_{ｄ＿ｏｕｔ}は、３相交流電源２の電圧周期Ｔａの１／６の周期で負方向から正方向へ変化する。一方、出力電圧のｑ軸成分Ｖ_{ｑ＿ｏｕｔ}は、上記式（４）から分かるように、電源電圧ベクトルＶｓと一致する。なお、相間抵抗等の存在のために、図３に示すように出力電圧のｑ軸成分Ｖ_{ｑ＿ｏｕｔ}は電源電圧ベクトルＶｓとは完全には一致しないが、ここでは、説明の簡略化のために、かかる不一致を無視している。また、図３中の「Ｖ_RS」は、Ｒ相とＳ相との間の線間電圧を示す。

このように出力電圧のｄ軸成分Ｖ_{ｄ＿ｏｕｔ}が遷移するため、出力電圧のｄ軸成分とｑ軸成分の合成ベクトルである出力電圧ベクトルＶｏｕｔは、図４に示すように、ｑ軸に対する位相差が±３０度の範囲で遷移することになる。図４（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ出力電圧ベクトルＶｏｕｔがｑ軸に対して−３０度、０度および＋３０度の位相差である場合の電源回生時の模式ベクトル図である。

電源回生時においては、電力変換部１０から３相交流電源２へ電流が流れ、Ｉｑは負方向の電流である。そのため、図４（ａ）〜（ｃ）では、−ωＬＩｑは、ｄ軸において正方向のベクトルとなり、｜Ｖ_{ｄ＿ｏｕｔ}｜＜−ωＬＩｑである場合には、Ｌ・ｄ／ｄｔ・Ｉｄは、負方向のベクトルとなる。

図４（ａ）〜（ｃ）から分かるように、ｑ軸に対する出力電圧ベクトルＶｏｕｔの位相差が＋３０度に近づくほどＬ・ｄ／ｄｔ・Ｉｄが大きくなる。Ｌ・ｄ／ｄｔ・ＩｄのうちリアクタンスＬは一定値であり、したがって、ｑ軸に対する出力電圧ベクトルＶｏｕｔの位相差が＋３０度に近づくほど、ｄ／ｄｔ・Ｉｄが負方向に大きくなる。

このように、Ｉｄの微分成分であるｄ／ｄｔ・Ｉｄが負方向に大きくなると、その積分値であるｄ軸成分の電流値Ｉｄも負方向に増大することになり、大きなスパイク電流の発生要因となる。これは、換言すれば、ｄ／ｄｔ・Ｉｄの増加を防止することができれば、大きなスパイク電流を抑制することができるということである。

ｄ／ｄｔ・Ｉｄは、図４に示すように、ｑ軸に対する出力電圧ベクトルＶｏｕｔの位相差が正側（ｑ軸に対して遅れる方向）に大きくなる程、負方向に大きくなることから、ｄ軸成分Ｖ_{ｄ＿ｏｕｔ}をｄ軸の負側（ｑ軸に対して進む方向）へシフトさせることで、ｄ／ｄｔ・Ｉｄの負方向への増加（いいかえれば、Ｉｄの負方向への増加）を抑制することができる。逆の言い方をすれば、ｄ／ｄｔ・Ｉｄの負方向への増加（いいかえれば、Ｉｄの負方向への増加）に応じてｄ軸成分Ｖ_{ｄ＿ｏｕｔ}をｄ軸の負方向側へシフトさせることで、ｄ／ｄｔ・Ｉｄの増加を防止することができる。

出力電圧のｄ軸成分Ｖ_{ｄ＿ｏｕｔ}は、出力電圧のうち無効電圧に対応する成分であることから、例えば、３相交流電源２の電圧位相に対して出力電圧の位相を進ませることによって、出力電圧のｄ軸成分Ｖ_{ｄ＿ｏｕｔ}をｄ軸の負方向側へシフトさせることができる。

そこで、本実施形態に係る電源回生装置１は、３相交流電源２の電圧位相に対して出力電圧の位相を調整して１２０度通電を行うようにしている。これにより、ｄ／ｄｔ・Ｉｄの増加を防止するようにしている。

具体的には、電源回生装置１の制御部２０は、無効電流であるｄ軸成分の電流値Ｉｄに応じて出力電圧の位相を調整し、調整した位相に同期して１２０度通電方式による電力変換部１０の駆動を行う。例えば、制御部２０は、電流値Ｉｄの負方向への増加に応じて、出力電圧の位相を進ませたり、電流値Ｉｄの正方向への増加に応じて、出力電圧の位相を遅らせたりすることができる。

以下、第１の実施形態に係る電源回生装置１の制御部２０の構成について、図５を参照してさらに具体的に説明する。図５は、制御部２０のブロック図である。

図５に示すように、電源回生装置１の制御部２０は、交流電源電圧検出部２１と、直流母線電圧検出部２２と、位相検出部２３と、実効値算出部２４と、減算器２５と、回生制御選択部２６と、位相調整部２７と、駆動制御部２８と、乗算器２９とを備える。

交流電源電圧検出部２１は、３相交流電源２の電圧を検出する。具体的には、交流電源電圧検出部２１は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相の各相と各リアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔとの間の接続点を監視し、３相交流電源２の相電圧値Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔを検出する。交流電源電圧検出部２１は、検出した相電圧値Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電圧値Ｖαとβ軸方向の電圧値Ｖβとをベクトル成分とするαβ軸座標系の固定座標電圧ベクトルを求める。

直流母線電圧検出部２２は、電力変換部１０のインバータ装置３側の直流電圧を検出する。具体的には、直流母線電圧検出部２２は、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧値を直流電圧値Ｖｐｎとして検出し、減算器２５へ出力する。

位相検出部２３は、交流電源電圧検出部２１から出力される電圧値Ｖα、Ｖβに基づいて、３相交流電源２の電圧位相を検出し、電圧位相検出値θａとして出力する。例えば、位相検出部２３は、交流電源電圧検出部２１から出力されるαβ軸座標系の成分をｄｑ軸直交座標系のｄｑ成分へ変換した場合にｄ軸成分が零となるようにｄｑ軸直交座標系の位相を演算する。位相検出部２３は、このように演算したｄｑ軸直交座標系の位相を電圧位相検出値θａとして出力する。

実効値算出部２４は、交流電源電圧検出部２１から出力される電圧値Ｖα、Ｖβに基づいて、３相交流電源２の実効電圧値Ｖｓｅを検出する。例えば、実効値算出部２４は、位相検出部２３によって検出された電圧位相検出値θａに基づき、交流電源電圧検出部２１から出力されるαβ軸座標系の成分を変換することでｄｑ軸回転座標系のｑ軸成分を演算する。実効値算出部２４は、このように演算したｑ軸成分を３相交流電源２の実効電圧値Ｖｓｅとして出力する。なお、実効値算出部２４は、３相交流電源２の無効電圧を零とした場合、電圧位相検出値θａを用いずに、電圧値Ｖα、Ｖβから３相交流電源２の実効電圧値Ｖｓｅを算出することもできる。

減算器２５は、直流母線電圧検出部２２から出力される直流電圧値Ｖｐｎから、実効値算出部２４から出力される実効電圧値Ｖｓｅに√２を乗じる乗算器２９によって算出された値√２・Ｖｓｅを減算し、差分電圧値Ｖｇとして回生制御選択部２６へ出力する。

回生制御選択部２６は、減算器２５から出力される差分電圧値Ｖｇが予め設定された閾値Ｖ１以上となった場合に、駆動制御部２８へ回生指令を出力する。また、回生制御選択部２６は、回生指令を出力している状態で、減算器２５から出力される差分電圧値Ｖｇが予め設定された閾値Ｖ２以下となった場合に、駆動制御部２８へ停止指令を出力する。なお、閾値Ｖ２は、閾値Ｖ１よりも小さい値である。

位相調整部２７は、位相調整量演算部４０と、加算部５０とを備え、位相検出部２３によって検出された電圧位相検出値θａを、電力変換部１０と３相交流電源２との間に流れる無効電流であるｄ軸成分の電流値Ｉｄに応じて調整する。

位相調整量演算部４０は、電流検出部３１ｒ、３１ｔから出力されるＲ相電流値Ｉ_ＲおよびＴ相電流値Ｉ_Ｔに基づいて、出力電圧の位相シフト量γを演算し、加算部５０へ出力する。かかる位相調整量演算部４０については、後で詳述する。

加算部５０は、位相検出部２３によって検出された電圧位相検出値θａを位相調整量演算部４０によって演算された位相シフト量γだけシフトして生成した値を調整電圧位相値θｂとして、駆動制御部２８へ出力する。

駆動制御部２８は、位相調整部２７から出力される調整電圧位相値θｂに基づき、１２０度通電制御を行って、３相交流電源２に同期した交流電圧を変換出力する。具体的には、駆動制御部２８は、調整電圧位相値θｂに基づき、電力変換部１０の三相ブリッジ回路１２を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御端子へそれぞれ印加する６つの駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を生成して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６へ出力する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧形の半導体素子が用いられる。なお、駆動信号Ｓ１〜Ｓ６は、Ｈｉｇｈレベルのときにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオン状態にするオン指令となる。

ここで、制御部２０が行う１２０度通電制御について、図６を参照して具体的に説明する。図６は、１２０度通電制御についての説明図である。

駆動制御部２８は、位相調整部２７から出力される調整電圧位相値θｂに基づき、図６に示すように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。図６に示す駆動信号Ｓ１〜Ｓ６は、３相交流電源２の中で最も電圧が高い相と最も電圧が低い相の間に回生電流を流し込むようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する制御パターンに対して、位相シフト量γだけ位相が進んだ制御パターンである。

駆動制御部２８は、例えば、駆動信号Ｓ１、Ｓ６、Ｓ２、Ｓ４、Ｓ３、Ｓ５の順に１２０度の位相幅かつ６０度の位相間隔で順にＯＮになる基本制御パターンを出力する出力回路を設けることで構成することができる。この場合、例えば、入力される調整電圧位相値θｂが３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度、３３０度のときに、それぞれ駆動信号Ｓ１、Ｓ６、Ｓ２、Ｓ４、Ｓ３、Ｓ５を１２０度の位相幅でＨｉｇｈレベルにする。

このように、駆動制御部２８は、調整電圧位相値θｂに基づいて駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を生成することによって、出力電圧を位相シフト量γだけ位相をシフトするようにしている。これにより、ｄ軸成分の電流値Ｉｄが大きな値になることを抑制することができ、その結果、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にかかる負荷を低減することができる。

次に、上述した位相シフト量γを生成する位相調整量演算部４０について、図７を参照してさらに具体的に説明する。図７は、位相調整量演算部４０のブロック図である。

図７に示すように、位相調整量演算部４０は、周期算出器４１と、ｄｑ座標変換器４２と、積算器４３と、シフト量演算器４４とを備える。

周期算出器４１は、入力される電圧位相検出値θａに基づいて、３相交流電源２の電圧周期Ｔａ毎にリセット信号Ｓｒｅｔおよび制御信号Ｓｓを出力する。例えば、周期算出器４１は、電圧位相検出値θａが０度となる毎に、制御信号Ｓｓおよびリセット信号Ｓｒｅｔを順次出力する。

ｄｑ座標変換器４２は、電流検出部３１ｒ、３１ｔから出力されるＲ相電流値Ｉ_ＲおよびＴ相電流値Ｉ_Ｔに基づいて、ｄ軸成分の電流値Ｉｄを求める。具体的には、ｄｑ座標変換器４２は、Ｒ相電流値Ｉ_ＲおよびＴ相電流値Ｉ_ＴからＳ相電流値Ｉ_Ｓを求め、これらの相電流値Ｉ_Ｒ、Ｉ_Ｓ、Ｉ_Ｔを、固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流値Ｉαとβ軸方向の電流値Ｉβを求める。さらに、ｄｑ座標変換器４２は、電流値Ｉα、Ｉβを、電圧位相検出値θａに基づいて、３相交流電源２の電圧位相に応じて同期回転するｄｑ軸回転座標系のｄ軸成分へ変換し、ｄ軸成分の電流値Ｉｄを求める。

積算器４３は、ｄｑ座標変換器４２から出力されるｄ軸成分の電流値Ｉｄを積算して電流値Ｉｄの積算値Ｉｄ１を求め、シフト量演算器４４へ出力する。積算器４３は、周期算出器４１からのリセット信号Ｓｒｅｔが入力された場合、積算値Ｉｄ１をリセットして零にするように動作する。

シフト量演算器４４は、周期算出器４１から出力される制御信号Ｓｓに基づいて、３相交流電源２の電圧周期Ｔａ毎に動作し、積算器４３から出力される積算値Ｉｄ１に基づき、３相交流電源２の電圧周期Ｔａ毎に位相シフト量γを生成して出力する。かかるシフト量演算器４４は、サンプル＆ホールド（Ｓ／Ｈ）器４５と、符号判定器４６と、移動平均演算器４７と、乗算器４８と、積算器４９とを備える。

Ｓ／Ｈ器４５は、積算器４３から出力される積算値Ｉｄ１をサンプリングしてホールドする。Ｓ／Ｈ器４５がサンプリングするタイミングは、周期算出器４１から制御信号Ｓｓが出力されたタイミングである。この制御信号Ｓｓは、リセット信号Ｓｒｅｔの直前に周期算出器４１から出力されるため、Ｓ／Ｈ器４５がサンプリングする積算値Ｉｄ１は、積算器４３が電流値Ｉｄを電圧周期Ｔａ分積算した値である。

符号判定器４６は、Ｓ／Ｈ器４５によってサンプリングされた積算値Ｉｄ１の符号を判定し、判定結果を符号情報Ｓｆとして移動平均演算器４７へ出力する。例えば、符号判定器４６は、積算値Ｉｄ１が負である場合に符号情報Ｓｆとして「−１」を出力し、積算値Ｉｄ１が正である場合に符号情報Ｓｆとして「＋１」を出力する。また、符号判定器４６は、積算値Ｉｄ１が零である場合に符号情報Ｓｆとして「０」を出力する。

なお、積算値Ｉｄ１が閾値Ｉｄｘ（＞０）を超えている場合に、「＋１」を出力し、積算値Ｉｄ１が閾値Ｉｄｙ（＜０）を下回っている場合に、「−１」を出力し、積算値Ｉｄ１が閾値Ｉｄｘから閾値Ｉｄｙの範囲内である場合に、「０」を出力するようにしてもよい。

移動平均演算器４７は、符号判定器４６から出力される符号情報Ｓｆの移動平均を演算する。例えば、移動平均演算器４７は、符号判定器４６から今回出力された符号情報Ｓｆと前回出力された符号情報Ｓｆの平均値を移動平均値として演算する。これにより、符号情報Ｓｆの急激な変動を防止することができる。なお、ここでは、移動平均演算器４７において２点の移動平均を演算する例を説明したが、移動平均演算器４７において３点以上の移動平均を演算することもできる。

乗算器４８は、移動平均演算器４７から出力される移動平均値にゲインＫｐ［ｄｅｇ］を積算し、シフト値として積算器４９へ出力する。例えば、ゲインＫｐ＝３［ｄｅｇ］である場合、乗算器４８は、３相交流電源２の電圧周期Ｔａ毎に、＋３［ｄｅｇ］、−３［ｄｅｇ］、または０［ｄｅｇ］を出力する。なお、乗算器４８を設けずに、移動平均演算器４７から出力される移動平均値を積算器４９へ直接入力するようにしてもよい。この場合、符号情報Ｓｆを例えば、「＋３」、「０」、「−３」などとすることで、乗算器４８がある場合と同様の情報を積算器４９へ出力することができる。

積算器４９は、乗算器４８から入力されたシフト値［ｄｅｇ］を積算して、かかる積算した値を位相シフト量γとして出力する。積算器４９は、シフト値を積算した値が０〜３０［ｄｅｇ］の範囲となるように制限をかけている。また、位相シフト量γについては、積算値Ｉｄ１から直接演算により求める方式でもよい。

このように、位相調整部２７は、Ｒ相電流値Ｉ_ＲおよびＴ相電流値Ｉ_Ｔに基づいて、ｄ軸成分の電流値Ｉｄを検出し、この電流値Ｉｄの平均値が零になるように位相シフト量γを演算し、演算した位相シフト量γを電圧位相検出値θａに加算する。

そして、駆動制御部２８は、電圧位相検出値θａに位相シフト量γが加算されて生成された調整電圧位相値θｂに基づいて駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を生成し、これら駆動信号Ｓ１〜Ｓ６によって三相ブリッジ回路１２を駆動させることで、出力電圧の位相をずらす。これにより、ｄ軸成分の電流値Ｉｄの平均値が零になるように制御される。

したがって、電源回生装置１では、電流値Ｉｄが大きな値となることを抑制することができ、スパイク電流を抑えることが可能となる。その結果、三相ブリッジ回路１２内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にかかる負荷を低減することができる。

なお、上述では、制御部２０において、電流値Ｉｄの平均値（あるいは積算値）が零になるように位相シフト量γを演算することとしたが、位相シフト量γの演算方法はこれに限定されるものではない。例えば、制御部２０は、電流値Ｉｄの平均値が零に近い値になるにつれて位相シフト量γの調節量を小さく制限していくような演算をすることもできるし、また、Ｔａ／６毎の電流値Ｉｄの最終到達値に基づいてＩｄの大小を判断することでもよい。

また、上述では、周期算出器４１は、３相交流電源２の電圧周期Ｔａ毎に、位相シフト量γを更新するようにしたが、位相シフト量γの更新頻度はこれに限定されるものではない。例えば、周期算出器４１は、ｎＴａ／６毎（ｎは１以上の整数）に、位相シフト量γを更新するようにしてもよい。このように、周期算出器４１は、３相交流電源２の電圧周期Ｔａに同期して、位相シフト量γを更新することができる。

また、上述では、積算器４９において、シフト値を積算した値が０〜３０［ｄｅｇ］の範囲となるように制限をかけることとしたが、制限をかけないようにすることもできる。また、積算器４９は、シフト値を積算した値を制限する範囲を任意に設定することも可能である。

また、上述では、ｄｑ座標変換器４２を無効電流検出器として無効電流であるｄ軸成分の電流値Ｉｄを検出することとしたが、無効電流の検出方法はこれに限定されるものではない。例えば、電流検出部３１ｒによって検出されたＲ相電流値Ｉ_Ｒや電流検出部３１ｔによって検出されたＴ相電流値Ｉ_Ｔの変化量などから無効電流を推定する無効電流検出器を設け、かかる無効電流検出器によって推定した無効電流に基づいて位相シフト量γを演算するようにしてもよい。この場合、例えば、ｄ軸成分の電流値Ｉｄに代えて、推定した無効電流の電流値を積算器４３へ入力することによって位相シフト量γを演算することができる。

また、上述では、Ｓ相、Ｔ相、Ｒ相の順に位相が遅れるように電源回生装置１に３相交流電源２を接続する場合（以下、正相接続と記載する）について説明したが、逆に接続した場合においても同様に、スパイク電流を抑えることができる。すなわち、Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相の順に位相が遅れるように電源回生装置１に３相交流電源２を接続した場合（以下、逆相接続と記載する）においても、正相接続時の場合と同様に、スパイク電流を抑えることができる。なお、逆相接続にする場合、積算器４９において、例えば、シフト値を積算した値が０〜−３０［ｄｅｇ］の範囲となるように制限をかけてもよい。

図８（ａ）は、正相接続時における模式ベクトル図であり、図８（ｂ）は、逆相接続時における模式ベクトル図である。図８（ｂ）に示すように、逆相接続時の場合、出力電圧ベクトルＶｏｕｔが正相接続時の場合とは逆方向（正から負）へ遷移し、また、出力電圧の位相が進行する方向も正相接続時の場合とは逆方向になる。

したがって、逆相接続時の場合も、正相接続時の場合と同様に、位相シフト量γを演算し、３相交流電源２の電圧位相に対して位相シフト量γに応じた分だけ出力電圧の位相を移動させることで、スパイク電流を抑えることができる。

以上のように、第１の実施形態に係る電源回生装置１では、無効電流の増減に基づいて出力電圧の位相を調整し、調整した位相に同期して１２０度通電方式による電力変換部１０の駆動を行うことによって、無効電流に含まれるスパイク電流を抑制することができる。そのため、１２０度通電を行う電力変換部１０の三相ブリッジ回路１２に含まれるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にかかる負荷を低減させることができる。

なお、上述の例では、電源回生コンバータの一例である電源回生装置１に対して、一つのインバータ装置３が接続される電力変換装置１００について説明したが、電源回生装置１に対して接続されるインバータ装置は、一つに限られない。すなわち、電源回生装置１に対して複数のインバータ装置を接続して電力変換装置を構成することもできる。

また、上述の例では、調整電圧位相値θｂに基づいて生成した駆動信号Ｓ１〜Ｓ６によって三相ブリッジ回路１２を駆動させるようにしたが、三相ブリッジ回路１２を駆動させる信号を生成する方法はこれに限定されるものではない。例えば、電圧位相検出値θａに基づいて駆動信号を生成した後、かかる駆動信号を遅延回路によって位相シフト量γ分だけ遅延させた信号に基づいて三相ブリッジ回路１２を駆動させるようにしてもよい。このようにした場合であっても、３相交流電源２の電圧位相に対して位相シフト量γに応じた分だけ出力電圧の位相を移動させることができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る電源回生装置および電力変換装置について説明する。第１の実施形態に係る電源回生装置１では、力行運転時にコンバータとして機能する三相ブリッジ回路１２を備える構成を有するが、第２の実施形態に係る電源回生装置では、力行運転時にコンバータとして動作する機能を有しない。

図９は、第２の実施形態に係る電源回生装置の構成を示すブロック図であり、図１０は、第２の実施形態に係る電力変換部の構成を示す図である。なお、図９および図１０において、図１および図５と同様の機能を有するものに関しては同一符号を付し、重複説明を省略する。

図９に示すように、第２の実施形態に係る電源回生装置１Ａは、電力変換部１０Ａと、制御部２０と、フィルタ３０とを備える。また、図１０に示すように、電力変換部１０Ａは、三相ブリッジ回路１２、平滑コンデンサＣ１およびダイオードＤ７を有するが、ダイオードＤ７の働きにより、力行運転時にコンバータとして動作する機能は有していない。すなわち、電力変換部１０Ａは、電源回生のみを行い、コンバータとして機能しない。

かかる電源回生装置１Ａは、３相交流電源２とコンバータ装置６との接続点とコンバータ装置６とインバータ装置３との接続点の間に接続され、モータ４の減速時にモータ４に発生する誘導起電力を３相交流電源２へ供給する電源回生を主とするものである。

モータ４の減速時、インバータ装置３は、モータ４に発生する誘導起電力をコンバータ装置６側へ出力する。インバータ装置３からコンバータ装置６側へ出力された電力は平滑コンデンサＣ１に蓄積される。電源回生装置１Ａは、平滑コンデンサＣ１に直流電力が所定以上蓄積されると、１２０度通電方式によって三相ブリッジ回路１２を駆動する。

このとき、電源回生装置１Ａの制御部２０は、第１の実施形態に係る電源回生装置１の制御部２０と同様に、無効電流の増減に基づいて出力電圧の位相を調整し、調整した位相に同期して１２０度通電方式による電力変換部１０Ａの駆動を行う。

したがって、電源回生装置１Ａも電源回生装置１と同様に、無効電流の増減に基づいて出力電圧の位相を調整し、調整した位相に同期して１２０度通電方式による電力変換部１０Ａの駆動を行うことによって、無効電流に含まれるスパイク電流を抑制することができる。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１、１Ａ 電源回生装置
２ ３相交流電源
３ インバータ装置
４ モータ
１０、１０Ａ 電力変換部
１２ 三相ブリッジ回路
２０ 制御部
２１ 交流電源電圧検出部
２２ 直流母線電圧検出部
２３ 位相検出部
２４ 実効値算出部
２５ 減算器
２６ 回生制御選択部
２７ 位相調整部
２８ 駆動制御部
２９、４８ 乗算器
３０ フィルタ
３１ｒ、３１ｔ 電流検出部
４０ 位相調整量演算部
４１ 周期算出器
４２ ｄｑ座標変換器
４３、４９ 積算器
４４ シフト量演算器
４５ サンプル＆ホールド（Ｓ／Ｈ）器
４６ 符号判定器
４７ 移動平均演算器
５０ 加算器
１００ 電力変換装置

Claims (10)

1. 直流電圧を交流電圧に変換出力するための複数のスイッチング素子を有し、交流電源に接続された電力変換部と、
   １２０度通電方式による前記電力変換部の駆動を行い、前記交流電源に同期した交流電圧を前記電力変換部から前記交流電源へ出力させる駆動制御部と、
   前記交流電圧の出力位相を、前記電力変換部と前記交流電源との間に流れる無効電流の増減に基づいて調整する位相調整部と
   を備えることを特徴とする電源回生装置。
2. 前記位相調整部は、
   前記無効電流の負方向への増加に応じて、前記交流電圧の出力位相を進ませることを特徴とする請求項１に記載の電源回生装置。
3. 前記位相調整部は、
   前記無効電流の正方向への増加に応じて、前記交流電圧の出力位相を遅らせることを特徴とする請求項１または２に記載の電源回生装置。
4. 前記位相調整部は、
   前記無効電流の電流値を検出する無効電流検出器と、
   前記無効電流検出器によって検出された前記無効電流の電流値を積算し、積算値として出力する積算器と、
   前記積算器から出力される前記積算値に基づいて、前記無効電流の増加方向を判定する判定器と、
   前記判定器による判定結果に基づいて、前記交流電圧の出力位相を調整するための位相シフト量を演算する演算器と
   を備えることを特徴とする請求項２または３に記載の電源回生装置。
5. 前記判定器から出力される判定値の移動平均を演算する移動平均演算器を備え、
   前記演算器は、
   前記移動平均演算器によって演算された移動平均値または当該移動平均値に応じた値を積算して、前記位相シフト量を演算することを特徴とする請求項４に記載の電源回生装置。
6. 前記位相調整部は、
   前記交流電源の電圧周期に同期して、前記交流電圧の出力位相の調整を行うことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一つに記載の電源回生装置。
7. 前記電力変換部と前記交流電源との間に流れる電流の値を検出する電流検出部と、
   前記交流電源の電圧位相に同期して回転するｄｑ軸直交座標系において前記交流電源の電圧ベクトル方向をｑ軸方向と定義し、前記電流検出部によって検出された電流値を前記ｄｑ軸直交座標系上の成分に変換することによって、前記電力変換部と前記交流電源との間に流れるｄ軸成分の電流値を検出する座標変換器と
   を備え、
   前記位相調整部は、
   前記ｄ軸成分の電流値の増減に基づき、前記交流電圧の出力位相を調整することを特徴とする請求項１ないし６のいずれか一つに記載の電源回生装置。
8. 前記電力変換部は、
   前記交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する機能を備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の電源回生装置。
9. 電源回生装置と、前記電源回生装置に接続されたインバータ装置とを備え、
   前記電源回生装置は、
   直流電圧を交流電圧に変換出力するための複数のスイッチング素子を有し、交流電源に接続された電力変換部と、
   １２０度通電方式による前記電力変換部の駆動を行い、前記交流電源に同期した交流電圧を前記電力変換部から前記交流電源へ出力させる駆動制御部と、
   前記交流電圧の出力位相を、前記電力変換部と前記交流電源との間に流れる無効電流の増減に基づいて調整する位相調整部と
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
10. 直流電圧を交流電圧に変換出力するための複数のスイッチング素子を有して交流電源に接続された電力変換部を１２０度通電方式によって駆動し、前記交流電源に同期した交流電圧を前記電力変換部から前記交流電源へ出力させる駆動制御工程と、
    前記交流電圧の出力位相を、前記電力変換部と前記交流電源との間に流れる無効電流の増減に基づいて調整する位相調整工程と
    を含むことを特徴とする電源回生方法。

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