JP2013106389A - 電力変換装置とこれを利用する車載用電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧に接続不良や偶発的に導通が絶たれた場合、ロードダンプサージが発生し、電圧が急上昇する。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ内のスイッチング回路を構成するスイッチング素子の耐圧を超えた電圧がかかってしまい、スイッチング素子に不具合が生じる。また、ロードダンプサージを考慮して高耐圧型のスイッチング素子を用いると、高耐圧型スイッチング素子はオン抵抗が高いためスイッチング損失も高くなる問題も生じる。
【解決手段】スイッチング回路はスイッチング素子を用いて構成されたフルブリッジ型スイッチング回路から構成される電力変換装置において、フルブリッジ型スイッチング回路は少なくとも４つのスイッチング素子から構成され、スイッチング素子はそれぞれにブリーダ抵抗を並列に接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置とこれを利用するハイブリッド自動車や電気自動車等に使用する車載用電力変換装置のスイッチング回路構成に関するものである。

従来より、ハイブリッド自動車や電気自動車等において、走行用のモータを駆動させる高圧バッテリが搭載されているが、高電圧バッテリの高電圧を用いて電動パワーステアリングや電動ミラー等の車載電装品を使用する際には、これらの車載電装品の定格電圧に電力変換する必要がある。

上記のような高電圧バッテリから車載電装品への電力供給は、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて行われるが、高電圧バッテリの端子の接続不良や偶発的に導通が絶たれた場合、通常時にＤＣ／ＤＣコンバータに流れている電圧の数倍の電圧が一瞬かかるロードダンプサージが発生し、電圧が急上昇する。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ内のスイッチング回路を構成するスイッチング素子の耐圧を超えた電圧がかかってしまい、スイッチング素子に不具合が生じた。しかし、ロードダンプサージを考慮して高耐圧型のスイッチング素子を用いると、高耐圧型スイッチング素子はオン抵抗が高いためスイッチング損失も高くなるので、できる限り耐圧の低いスイッチング素子で構成したい。このような問題を解決するために、従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチング回路への入力電圧が所定値を超えた場合にスイッチング回路の動作を停止させることより、回路を保護することが行われており、例えば特開２００５−１１０３９７号公報（以下「特許文献１」）が知られている。

上記特許文献１とするＤＣ／ＤＣコンバータを含む電源システムの構成図を図４に示す。図４において、スイッチング電源装置105は、高圧バッテリ102の高電位端子に接続される第１のスイッチング素子111，122と、前記高圧バッテリ102の低電位端子に接続され前記第１のスイッチング素子111，122とは同時にオンにならない第２のスイッチング素子112，121とが直列に接続されたスイッチング回路110と、補助電源190と、前記第１のスイッチング素子111，122に接続されて前記補助電源190から電力供給を受け前記第１のスイッチング素子111，122をオンにする第１のスイッチ駆動手段130と、前記第２のスイッチング素子112，121に接続されて前記補助電源190から電力供給を受け前記第２のスイッチング素子112，121をオンにする第２のスイッチ駆動手段132とを有し、前記第１及び第２のスイッチング素子間111，112，121，122の接続点に負荷が接続されるスイッチング電源装置105であって、前記スイッチング電源装置105の入力側で発生する異常を検出する検出手段180と、前記異常が検出された時に、前記補助電源190から前記第１及び第２のスイッチ駆動手段130，132に供給する電圧を低下させて前記第１及び第２のスイッチング素子111，112，121，122を強制的にオフにする給電制御手段170とを有することを特徴とする。

また、上記構成のスイッチング電源装置105は、高圧バッテリ102からスイッチング回路110に入力された電力を、第１及び第２のスイッチング素子111，112，121，122によるオン・オフのスイッチング動作により調整して、２つのスイッチング素子の接続点から負荷に向けて出力する。第１及び第２のスイッチング素子111，112，121，122は、スイッチング動作において同時にオンになることはない。一方、第１及び第２のスイッチング素子111，112，121，122に第１及び第２のスイッチ駆動手段130，132が接続され、第１及び第２のスイッチ駆動手段130，132は、補助電源190から電力が供給されて、対応するスイッチング素子をオンにしている。

また、スイッチング電源装置105の入力側で異常が発生した場合、この異常は、検出手段180によって検出される。給電制御手段170は、異常の検出に応答して、補助電源190からスイッチ駆動手段へ供給される電圧を低下させる。これによって、第１及び第２のスイッチ駆動手段130，132から出力される制御パルスの電圧レベルが下がる。さらに、電圧レベルが低い制御パルスでは、第１及び第２のスイッチング素子111，112，121，122をオンにすることができなくなる。故に、第１及び第２のスイッチング素子111，112，121，122は、オフになってこの状態を維持するスイッチング電源装置105が提案されている。

特開２００５−１１０３９７号公報

しかしながら、上記従来の電力変換装置では次のような問題が生じている。即ち、特許文献１において、スイッチング電源装置の入力側に異常を検出した時、補助電源から各スイッチ駆動手段に供給する電圧を低下させているので、第１及び第２のスイッチ駆動手段は、対応するスイッチング素子をオン状態にすることができなくなる。従って、第１及び第２のスイッチング素子を短時間で且つ確実にオフに移行させて、スイッチング電源装置の動作を短時間で停止させることができる。これによって、第１及び第２のスイッチング素子の破壊を防止することもできるが、補助電源を備え、補助電源を各スイッチング駆動手段とを結ぶ構成が必要なため、部品点数の増加及び構造の複雑化が生じる。このためガソリン車と比較して重量が増加してしまうハイブリッド自動車では、市場で要求されている軽量化に応えることができない。

本発明は上記課題に鑑みなされたもので、スイッチング素子の耐圧を上げる事なく、ロードダンプサージに耐えることができる電力変換装置を提供することを目標とする。

上記課題を解決するために本発明は次のような構成とする。即ち、請求項１の発明において、１次側コイル及び２次側コイル、コアとから構成されるトランスと、当該トランスの１次側に接続されるスイッチング回路と、当該トランスの２次側に接続される整流回路とを備え、当該スイッチング回路はスイッチング素子を用いて構成されたフルブリッジ型スイッチング回路である電力変換装置において、前記フルブリッジ型スイッチング回路は少なくとも４つの前記スイッチング素子から構成され、前記スイッチング素子はそれぞれにブリーダ抵抗を並列に接続したことを特徴とする電力変換装置とする。

上記構成においては、請求項１に記載の電力変換装置によって構成され、ハイブリッド自動車又は電気自動車の高電圧バッテリの電力変換を行うことを特徴とする車載用電力変換装置としてもよい。

上記の通り、フルブリッジ型スイッチング回路を構成するスイッチング素子のそれぞれにブリーダ抵抗を並列に接続することでロードダンプサージ電圧を分圧させ、スイッチング素子を保護するため、スイッチング素子の耐圧を上げる事なく、ロードダンプサージに耐えることができる電力変換装置が実現できる。

本発明の第1の実施例とする車載用ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 第1の実施例とする電界効果トランジスタのオン抵抗と耐圧の特性を示した図である。 ロードダンプサージの波形を示すタイムチャートである。 特許文献１のＤＣ／ＤＣコンバータを含む電源システムの構成図である。

以下に本発明の実施の形態を示す実施例を図１乃至図３に基づいて説明する。ここでは、電力変換装置の一例として降圧型の車載用ＤＣ／ＤＣコンバータを取り上げる。

本発明の第1の実施例とする車載用ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を図１に、第1の実施例とする電界効果トランジスタのオン抵抗と耐圧の特性を示した図を図２に、ロードダンプサージの波形を示すタイムチャートを図３にそれぞれ示す。

図１において、ハイブリッド自動車や電気自動車には、走行用のモータを駆動させるために用いられる高電圧バッテリ40が備えられており、当該高電圧バッテリ40からパワーウインドウや電動ミラー等の車載用電装機器への電力供給をする際には、車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ60を用いて当該車載電装機器の定格電圧に降圧している。当該車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ60は、1次側高圧ラインＶ１Ｈと１次側低圧ラインＶ１Ｌとの間に構成されるスイッチング回路50と、1次側コイル12及び２次側コイル14、コア16から構成されるトランス10と、当該トランス10の２次側に備えられた整流回路52と、２次側電源ラインＶ２に備えられた平滑回路54と、当該スイッチング回路50のスイッチング動作を行う制御部56を備えている。

また、前記高電圧バッテリ40及び前記スイッチング回路50は前記トランス10の１次側に配置され、前記整流回路52及び前記平滑回路54は前記トランス10の２次側に配置される。さらに、前記２次側電源ラインＶ２は前記車載用電装機器へ接続され、グランドに接続されている。

また、前記スイッチング回路50は前記高電圧バッテリ40から入力された直流電圧を交流電圧に変換している。また、前記トランス10は前記スイッチング回路50によって直流電圧から交流電圧に変換された電圧を降圧し、前記２次側コイル14から出力している。さらに、前記トランス10の降圧性能は前記１次側コイル12及び前記２次側コイル14の巻数によって決定される。

また、前記スイッチング回路50は耐圧が２５０Ｖの電界効果トランジスタを２個並列に接続した電界効果トランジスタ群（以下「ＭＯＳ−ＦＥＴ群」）20a，20b，20c，20dから構成され、当該ＭＯＳ−ＦＥＴ群20aは前記１次側高圧ラインＶ１Ｈと前記トランス10の前記１次側コイル12の一端12aとの間に接続され、当該ＭＯＳ−ＦＥＴ群20bは前記１次側低圧ラインＶ１Ｌと前記１次側コイル12の当該一端12aとの間に接続され、当該ＭＯＳ−ＦＥＴ群20cは前記１次側高圧ラインＶ１Ｈと前記１次側コイル12の他端12bとの間に接続され、当該ＭＯＳ−ＦＥＴ群20dは前記１次側低圧ラインＶ１Ｌと前記１次側コイル12の当該他端12bとの間に接続されている。さらに、前記１次側高圧ラインＶ１Ｈと前記１次側コイル12の当該一端12aとの間にブリーダ抵抗30aを接続し、前記１次側低圧ラインＶ１Ｌと前記１次側コイル12の当該一端12aの間にブリーダ抵抗30bを接続し、前記１次側高圧ラインＶ１Ｈと前記１次側コイル12の当該他端12bとの間にブリーダ抵抗30cを接続し、前記１次側低圧ラインＶ１Ｌと前記１次側コイル12の当該他端12bとの間にブリーダ抵抗30dを接続している。即ち、当該ブリーダ抵抗30a，30b，30c，30dは当該ＭＯＳ−ＦＥＴ群20a，20b，20c，20dに並列に接続されている。

また、前記整流回路52はダイオード42a，42bから構成され、当該ダイオード42aの一端は前記２次側コイル14の一端14aと接続され、当該ダイオード42bの一端は前記２次側コイル14の他端42bと接続され、当該ダイオード42a，42bの他端は結合されてグランドに接続されている。さらに、前記平滑回路54はチョークコイル44及びコンデンサ46から構成され、当該チョークコイル44の一端は前記２次側ｌコイル14の中点14cと接続され、当該チョークコイル44の他端は当該コンデンサ46の一端及び前記車載電装機器と接続され、当該コンデンサ46の他端はグランドに接続されている。

また、前記整流回路52は前記トランス10から入力された交流電圧を前記ダイオード42a，42bによって整流し、直流電圧を前記車載用電装機器に出力している。

上記構成から、前記制御部56が前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20a，20bをオンにすることによって、前記高電圧バッテリ40から前記１次側高圧ラインＶ１Ｈ及び前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20a、前記１次側コイル12、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20d、前記１次側低圧ラインＶ１Ｌを通って電流が流れる。また、前記制御部56が前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20b，20cをオンにすることによって、前記高電圧バッテリ40から前記１次側低圧ラインＶ１Ｌ及び前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20b、前記１次側コイル12、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20c、前記１次側高圧ラインＶ１Ｈを通って電流が流れる。

次に、第1の実施例とする電界効果トランジスタのオン抵抗と耐圧の特性を図２に基づいて説明する。

図２において、定格電流３０Ａのトランジスタのオン抵抗と耐圧の特性は実線で示されるような波形となり、耐圧２５０Ｖのトランジスタのオン抵抗は４０ｍΩとなり、耐圧６００Ｖのトランジスタのオン抵抗は１１０ｍΩとなる。これらから、トランジスタのスイッチング損失はＰ＝Ｒ・Ｉ・Ｉから導き出され、耐圧２５０Ｖのトランジスタのスイッチング損失は３６Ｗ、耐圧６００Ｖのトランジスタのスイッチング損失は９９Ｗとなり、トランジスタの耐圧が約２倍となるとスイッチング損失は約３倍となり、耐圧の高いトランジスタを使用するほど前記車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ60の効率が低下する。

次に、ロードダンプサージを図３に基づいて説明する。

図３において、入力電圧１００Ｖにおけるロードダンプサージは実線で示されるような波形となり、図１における前記高電圧バッテリ40が端子の接触不良等によって導通が絶たれた場合に、前記１次側高圧ラインＶ１Ｈと前記１次側低圧ラインＶ１Ｌ間に発生する。また、ロードダンプサージは前記高電圧バッテリ40の導通が絶たれる他、前記車載用電装機器の導通が絶たれることでも発生する。さらに、前記１次側高圧ラインＶ１Ｈと前記１次側低圧ラインＶ１Ｌの電位は通常、前記高電圧バッテリ40の電圧１００Ｖであるが、ロードダンプサージによって５００Ｖ前後まで急上昇し、すぐさま通電が絶たれて０Ｖとなる。

即ち、ロードダンプサージによって一瞬５００Ｖの電圧が前記車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ60にかかることになり、耐圧が２５０Ｖの前記スイッチング回路50の前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20a，20b，20c，20dに５００Ｖの電圧がかかり、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20a，20b，20c，20dが故障する。しかし、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20a，20b，20c，20dに備えた前記ブリーダ抵抗30a，30b，30c，30dに電流を流し、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ群20a，20b，20c，20dにかかるロードダンプサージ電圧を前記ブリーダ抵抗30a，30b，30cに分圧させている。

なお上記実施例１の変形例として、電力変換装置の一例を前記車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ60を取り上げたが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、他の電力変換装置に実施してもよい。また、前記車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ60は、前記高電圧バッテリ40から前記車載用電装機器に電力変換する以外にも、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の回生ブレーキ等から発電を行う発電機からバッテリへの電力変換又は自動車等のエンジンから発電を行うオルタネータからバッテリへの電力変換に用いてもよいし、前記車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ60は前記高電圧バッテリ40からの電力を低電圧バッテリを介して前記車載用電装機器に供給する構成としてもよい。さらに、前記車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ60の回路構成は設計事情によって任意に変更してもよい。

また、前記スイッチング回路50は定格電流３０Ａ且つ耐圧が２５０Ｖのトランジスタを用いたが、前記車載用ＤＣ／ＤＣコンバータの用途に応じた耐圧のトランジスタに変更してもよい。さらに、ロードダンプサージ電圧は、前記高電圧バッテリ40又は発電機等の容量又は回転数等によって上昇電圧の大きさが異なるため、前記ブリーダ抵抗30a，30b，30c，30dの構成はロードダンプサージ電圧の大きさによって任意に変更してもよい。

10：トランス
12：１次側コイル
12a：一端
12b：他端
14：２次側コイル
14a：一端
14b：他端
14c：中点
16：コア
20a，20b，20c，20d：電界効果トランジスタ群（ＭＯＳ−ＦＥＴ群）
30a，30b，30c，30d：ブリーダ抵抗
40：高電圧バッテリ
42a，42b：ダイオード
44：チョークコイル
46：コンデンサ
50：スイッチング回路
52：整流回路
54：平滑回路
56：制御部
60：車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ
V1H：１次側高圧電源ライン
V1L：１次側低圧電源ライン
V2：２次側電源ライン

Claims (2)

1. １次側コイル及び２次側コイル、コアとから構成されるトランスと、
   当該トランスの１次側に接続されるスイッチング回路と、
   当該トランスの２次側に接続される整流回路とを備え、
   当該スイッチング回路はスイッチング素子を用いて構成されたフルブリッジ型スイッチング回路である電力変換装置において、
   前記フルブリッジ型スイッチング回路は少なくとも４つの前記スイッチング素子から構成され、
   前記スイッチング素子はそれぞれにブリーダ抵抗を並列に接続したことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置によって構成され、ハイブリッド自動車又は電気自動車の高電圧バッテリの電力変換を行うことを特徴とする車載用電力変換装置。

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