JP2003033015A

JP2003033015A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2003033015A
Application number: JP2001211228A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Yamashita; 剛山下
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-07-11
Filing date: 2001-07-11
Publication date: 2003-01-31
Anticipated expiration: 2021-07-11
Also published as: JP4247653B2

Abstract

(57)【要約】【課題】簡素な回路構成で入力過電圧保護が可能なＤＣ
−ＤＣコンバータを提供すること。【解決手段】インバータ回路５への入力過電圧を、トラ
ンス６の二次側からチョークコイル８までのいずれかの
部位の電圧に基づいて判定するので、コントローラ１０
に過電圧検出のための入力信号を入力する際に、従来の
ようにフォトカプラ（又はトランス）を用いる入出力絶
縁回路を用いる必要がなく、更に、このフォトカプラ回
路などの駆動のために入出力絶縁した制御電源電圧形成
用のＤＣ−ＤＣコンバータを必要としないので、従来よ
り極めて簡素な回路構成により上記入力過電圧を検出す
ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関し、詳しくは入力直流電圧が過電圧状態となる
場合にインバータ回路の作動を停止させて回路保護を行
うＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の二バッテリ型車両のＤＣ−ＤＣコ
ンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータにより高圧バッテ
リから低圧バッテリへ電力を供給している。このＤＣ−
ＤＣコンバータでは、充電用の発電機の出力電圧が過大
となった場合などにおいて、高圧バッテリの電圧すなわ
ちインバータ回路の入力直流電圧がインバータ回路のス
イッチング素子の耐圧を超えて過大となり、インバータ
回路のスイッチング素子に不具合が生じる可能性があ
る。

【０００３】このため、従来の二バッテリ型車両のＤＣ
−ＤＣコンバータでは、インバータ回路の入力直流電圧
が所定値を超えた場合にインバータ回路の上アーム側ス
イッチング素子及び下アーム側スイッチング素子の両方
を遮断することにより、入力直流電圧をこれら両スイッ
チング素子の耐圧の和で負担してその耐圧破壊を阻止す
ることが行われている。

【０００４】図１３を参照して更に具体的に説明する。
１は高圧バッテリ、２はＤＣ−ＤＣコンバータ、３は低
圧バッテリ、４は高圧バッテリ管理用のECU（電池管理
用電子制御装置）であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、
インバータ回路５、降圧トランス６、整流回路７、チョ
ークコイル８、入力過電圧検出回路９、コントローラ１
０、入力側平滑コンデンサ１１、出力側平滑コンデンサ
１２、低圧バッテリ３の電圧を定電圧化してコントロー
ラ１０に電源電圧として供給する定電圧回路１３を有し
ている。

【０００５】入力過電圧検出回路９は、インバータ回路
５のスイッチング素子をオフしてその耐圧を確保するた
めに、高圧バッテリ１の電圧が所定値を超えたかどうか
を判定する回路であって、高圧バッテリ１の電圧を分圧
する抵抗分圧回路９１、所定のしきい値電圧を発生する
定電圧回路（ツェナダイオードでもよい）９２、抵抗分
圧回路の出力分圧とこのしきい値電圧とを比較するコン
パレータ９３、コンパレータ９３の出力を入出力絶縁可
能に出力するフォトカプラ回路９４、低圧バッテリ３の
電圧から入出力絶縁された直流電源電圧を形成してコン
パレータ９３及びフォトカプラ回路９４に電源電圧とし
て印加する制御用電源電圧形成回路９５を有している。
制御用電源電圧形成回路９５は、平滑コンデンサ９５
１、整流ダイオード９５２、入出力絶縁分離用のトラン
ス９５３、スイッチング素子９５４、スイッチング素子
９５４のゲートに一定周期のパルス電圧を印加してスイ
ッチング素子９５４を断続するパルス発生回路９５５を
有している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
インバータ回路の入力過電圧保護方式は、上記したよう
に複雑な入力過電圧検出回路が必要であるため、装置の
大型化や消費電力及び製造工数の増大といった問題を有
していた。

【０００７】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、簡素な回路構成で入力過電圧保護が可能なＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することをその目的としている。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、高圧バッテリからの入力直流電圧を交
流電圧に変換するインバータ回路と、前記交流電圧を変
圧するトランスと、前記トランスの出力電圧を整流する
整流器と、前記整流回路の出力電圧を平滑して低圧バッ
テリに給電す平滑回路と、前記低圧バッテリ側から電源
電力を給電されて前記インバータ回路のスイッチングを
制御するコントローラとを備え、前記コントローラは、
前記インバータ回路へ入力する前記直流電圧が所定値以
上となる場合に前記入力直流電圧が過電圧であると判定
して前記インバータ回路の上アーム側スイッチング素子
及び下アーム側スイッチング素子の両方をオフするＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、前記コントローラは、前記
入力直流電圧が過電圧であるとの判定を前記整流器の入
力電圧又は出力電圧に基づいて行うことを特徴としてい
る。

【０００９】すなわち、本構成によれば、インバータ回
路への入力過電圧を、トランスの二次側、特にトランス
の二次コイルから平滑回路までのいずれかの部位の電圧
に基づいて判定するので、低圧バッテリ側から電源電圧
を印加される（低圧バッテリの負極電圧を基準とする電
源電圧により作動する）コントローラに過電圧検出のた
めの入力信号を入力する際に、従来のようにフォトカプ
ラ（又はトランス）を用いる入出力絶縁回路を用いる必
要がなく、更に、このフォトカプラ回路などの駆動のた
めに入出力絶縁した制御電源電圧形成用のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを必要としないので、従来より極めて簡素な回
路構成により上記入力過電圧を検出することができる。

【００１０】請求項２記載の構成によれば請求項１記載
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて更に、前記入力直流電
圧を定期的にモニタするモニタ手段を有し、前記コント
ローラは、前記インバータ回路のスイッチング制御を開
始するに前に、前記モニタ手段と交信することにより前
記入力直流電圧が過電圧でないことを示すデータを受信
した場合に、前記インバータ回路のスイッチングを開始
することを特徴としている。

【００１１】本構成によれば、インバータ回路のすべて
のスイッチング素子がオフされているＤＣ−ＤＣコンバ
ータの停止状態において既に高圧バッテリの電圧（すな
わちインバータ回路の入力直流電圧）が過大である場合
でも、高圧バッテリの電圧をモニタするモニタ手段との
交信によりインバータ回路の入力直流電圧が過大ではな
く、インバータ回路のスイッチング素子をオンしてもよ
いことを判断することができる。

【００１２】その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの停止状
態においてインバータ回路の入力直流電圧が過大である
場合にインバータ回路のスイッチング素子をオンせず
に、スイッチング素子を過電圧破壊から保護することが
できる。

【００１３】これにより、互いに直列接続され、かつ、
両方ともオフしている上アーム側スイッチング素子と下
アーム側スイッチング素子との一方を初めてオンするこ
とにより、他方のオフしているスイッチング素子の主電
極間耐圧に入力直流電圧がすべて掛かって、インバータ
回路のスイッチング素子の耐圧破壊が生じるのを防止す
ることができる。

【００１４】なお、上記モニタ手段からの入力過電圧が
許容レベルでないことを示す信号に基づいてインバータ
回路のスイッチング素子の動作禁止を行うことも考えら
れるが、モニタ手段による高圧バッテリの電圧測定周期
は比較的長いので、インバータ回路の動作開始時を除い
てモニタ手段の出力信号による入力過電圧検出は動作遅
れによる耐圧保護性能の低下を招くため、現実的ではな
い。

【００１５】請求項３記載の構成は請求項２記載のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて更に、前記モニタ手段は、前
記インバータ回路に直流電圧を印加する車両用高圧バッ
テリを管理する電子制御装置からなることを特徴として
いる。

【００１６】本構成によれば、モニタ手段は、既存の車
両用高圧バッテリの電圧を管理する電子制御装置からな
るので、回路の増設が不要となる。なお、電子制御装置
は、高圧バッテリの電圧や電流を検出することにより高
圧バッテリ充電用の発電機の出力を制御することにより
高圧バッテリのSOCを所定範囲に制御するためのコント
ローラであって、二バッテリ型車両には通常、常備され
ている。

【００１７】なお、高圧バッテリを車両用とするという
ことは、低圧バッテリも車両用となり、ＤＣ−ＤＣコン
バータは車両用二バッテリ型電源装置における高圧バッ
テリから低圧バッテリへの電力給電用ということにな
る。

【００１８】この車両用二電源装置では、低圧バッテリ
は車両用電気負荷に所定値以上の消費電流を給電するの
が通常であるため、インバータ回路のスイッチング素子
は運転中はかならず動作するので、このために運転中
は、トランスの二次側には必ず高圧バッテリの電圧にほ
ぼ比例した交流電圧が出力されることになる。すなわ
ち、上記車両用二電源装置では、通常時にはＤＣ−ＤＣ
コンバータのトランスの二次側においてトランスの二次
側の交流電圧の振幅は高圧バッテリの電圧に比例すると
考えてよいので、本発明の過電圧検出方式が可能となる
ものである。

【００１９】請求項４記載の構成は請求項１記載のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて更に、前記コントローラは、
読み込んだ前記整流器の入力電圧又は出力電圧に基づい
て前記スイッチング素子の動作又は停止のモニタを行う
ことを特徴としている。

【００２０】本構成によれば、入力過電圧検出のために
読み込む上記整流器の入力電圧又は出力電圧により更に
スイッチング装置のモニタリング（実際にスイッチング
素子が動作しているかどうか）を行うので、整流器の入
力電圧又は出力電圧をコントローラに読み込むための配
線や回路素子（逆流防止ダイオードや高周波バイパス用
コンデンサや抵抗器など）を共用することができ、回路
構成を簡素化することができる。もしくは、共通の回路
構成で入力過電圧検出とスイッチング素子の動作モニタ
リングとを実施することができる。

【００２１】請求項５記載の構成は請求項１記載のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて更に、前記コントローラは、
前記過電圧検出による前記インバータ回路の遮断後、所
定期間待機した後、前記スイッチング素子のスイッチン
グを再開することを特徴としている。

【００２２】本構成によれば、過電圧検出によるインバ
ータ回路の遮断後、所定期間待機した後、スイッチング
素子のスイッチングを再開するので、回路構成又は信号
処理の複雑化を回避しつつインバータ回路の動作再開を
行うことができる。

【００２３】請求項６記載の構成は請求項１記載のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて更に、前記コントローラは、
前記整流器の入力電圧又は出力電圧のピーク値又は定常
値に基づいて前記過電圧の判定を行うことを特徴として
いる。なお、ここでいう、定常値とは、パルス状電圧の
定常部分の振幅を言うものとする。

【００２４】すなわち、本構成では従来の高圧バッテリ
の直流電圧を検出するのではなく、トランスの二次コイ
ル以降の交流電圧波形の振幅に基づいてインバータ回路
への入力過電圧を検出するので、サンプリングタイミン
グの設定が簡単でなく、また、各種の高周波ノイズ電圧
（たとえばインバータ回路のスイッチングノイズ）など
により、検出精度の低下が生じるおそれがある。

【００２５】そこで、本構成では、整流器の入力電圧又
は出力電圧のピーク値又は波高値を抽出する波形成形を
行うことにより、これらの問題を改善する。これによ
り、整流器の入力電圧又は出力電圧による入力過電圧
（インバータ回路への)を高精度におこなうことができ
る。

【００２６】請求項７記載の構成は請求項１記載のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて更に、前記コントローラは、
前記過電圧検出による前記インバータ回路の全遮断後で
前記インバータ回路のスイッチング制御の再開に先行し
て前記モニタ手段と交信することにより、前記入力直流
電圧が過電圧でないことを示すデータを受信し、前記受
信後に前記インバータ回路のスイッチングを再開するこ
とを特徴としている。

【００２７】本構成によれば、過電圧検出によるインバ
ータ回路の遮断した場合には、モニタ手段から入力直流
電圧が過電圧でないことを示すデータを受信した後、イ
ンバータ回路のスイッチングを再開するので、入力直流
電圧が適正範囲となるまではインバータ回路のスイッチ
ング禁止を維持することができるので、回路規模の増大
を抑止しつつ優れた入力過電圧保護性能を得ることがで
きる。

【００２８】請求項８記載の構成は請求項１記載のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて更に、前記コントローラが、
前記低圧バッテリの電圧をフィードバックし、前記イン
バータ回路のスイッチング素子をオンオフ制御して前記
低圧バッテリの電圧を所定範囲に維持し、かつ、前記イ
ンバータ回路の各スイッチング素子が前記フィードバッ
ク制御によりすべてオフされている場合には、その後、
前記低圧バッテリの電圧低下による前記インバータ回路
のスイッチング制御の再開に先行して前記モニタ手段と
交信することにより前記入力直流電圧が過電圧でないこ
とを示すデータを受信し、前記受信後に前記インバータ
回路のスイッチングを再開することを特徴としている。

【００２９】本構成によれば、なんらかの原因により、
トランスの二次側にインバータ回路の入力直流電圧に比
例した交流電圧振幅を発生できない場合でも、前記モニ
タ手段との通信により、入力電圧が過電圧か否かを判断
することができるので、入力過電圧の検出不能という事
態を回避することができる。

【００３０】

【発明の実施の形態】上記説明した本発明のＤＣ−ＤＣ
コンバータを車両用二電源装置に適用した好適な実施態
様を図１を参照して説明する。ただし、図１１に示す従
来のＤＣ−ＤＣコンバータと主要機能が共通する構成要
素には同一符号を付す場合もある。

【００３１】（全体構成）１は高圧バッテリ、２はＤＣ
−ＤＣコンバータ、３は低圧バッテリ、４は高圧バッテ
リ管理用のECU（電池管理用電子制御装置）であり、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２は、インバータ回路５、降圧トラ
ンス６、整流回路７、チョークコイル８、波形成形回路
９０、コントローラ１０、入力側平滑コンデンサ１１、
出力側平滑コンデンサ１２、低圧バッテリ３の電圧を定
電圧化してコントローラ１０に電源電圧として供給する
定電圧回路１３を有している。

【００３２】ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、インバータ回
路５、降圧トランス６、整流回路７、チョークコイル
８、波形成形回路９０、コントローラ１０、入力側平滑
コンデンサ１１、出力側平滑コンデンサ１２、低圧バッ
テリ３の電圧を定電圧化してコントローラ１０に電源電
圧として供給する定電圧回路１３を有している。

【００３３】インバータ回路５は一対の上アーム側ＭＯ
Ｓトランジスタ５１、５２と一対の下アーム側ＭＯＳト
ランジスタ５３、５４とを有する通常の単相インバータ
回路であり、高圧バッテリ１の直流電圧を単相の交流電
圧（略矩形波交流電圧）に変換する。トランス６はこの
交流電圧を降圧する。トランス６の一対の二次コイルか
ら出力される互いに１８０度位相が異なる交流電圧は、
単相全波整流回路７を構成する一対のダイオード７１、
７２により半波期間ごとに個別に整流され、チョークコ
イル８で平滑されて低圧バッテリ３に給電される。

【００３４】コントローラ１０は、低圧バッテリ３から
給電される電圧を所定の定電圧に変換する定電圧回路１
３より電源電圧を給電されるマイコン内蔵の制御装置で
あって、イグニッションスイッチのオンにより起動され
る。コントローラ１０は、低圧バッテリ３の電圧と所定
の目標電圧とを比較するコンパレータを内蔵しており、
低圧バッテリ３の電圧が目標電圧よりも小さい場合にこ
のコンパレータは所定の基準電圧をアップし、低圧バッ
テリ３の電圧が目標電圧よりも小さい場合にこのコンパ
レータは所定の基準電圧をダウンする。この基準電圧と
三角波電圧とがＰＷＭ電圧形成用コンパレータに入力さ
れて、ＰＷＭパルス電圧が形成され、その結果、このＰ
ＷＭ電圧形成用コンパレータは、低圧バッテリ３の電圧
が目標電圧よりも小さい場合にこのＰＷＭパルス電圧の
デューティ比を増大し、低圧バッテリ３の電圧が目標電
圧よりも大きい場合にこのＰＷＭパルス電圧のデューテ
ィ比を減少する。このＰＷＭパルス電圧は、インバータ
回路の上アーム側ＭＯＳトランジスタ５１と下アーム側
ＭＯＳトランジスタ５４とがオンする期間と、インバー
タ回路の上アーム側ＭＯＳトランジスタ５２と下アーム
側ＭＯＳトランジスタ５３とがオンする期間とを決定す
る。これにより、インバータ回路５は低圧バッテリ３の
電圧が一定となるようにその出力電流を制御される。

【００３５】電池管理コントローラ（ＥＣＵ）４は、高
圧バッテリ１の電圧、電流、温度を検出し、検出データ
に基づいて高圧バッテリ１のＳＯＣを算出し、算出した
ＳＯＣを図示しない車両制御用ＥＣＵに送信し、車両制
御用ＥＣＵは、入力された高圧バッテリ１のＳＯＣに基
づいて、高圧バッテリ１のＳＯＣ制御及びそれを充電す
る発電機の制御を行う。また、電池管理コントローラ
（ＥＣＵ）４は、通信線１４を通じて必要に応じてコン
トローラ１０と定期的に又はコントローラ１０の要求に
応じて電池管理コントローラ（ＥＣＵ）４に高圧バッテ
リ１の電圧を送信し、コントローラ１０は同じくＤＣ−
ＤＣコンバータ２の動作状態などを定期的に又は電池管
理コントローラ（ＥＣＵ）４の要請に応じて電池管理コ
ントローラ（ＥＣＵ）４に送信する。なお、電池管理コ
ントローラ（ＥＣＵ）４と上述の車両制御用ＥＣＵとを
一体化してもよい。なお、電池管理コントローラ（ＥＣ
Ｕ）４は、高圧バッテリ１の電圧検出に際して入出力絶
縁方式の信号伝送方式を採用している。

【００３６】（波形成形回路９０）波形成形回路９０
は、互いに直列接続された逆流防止ダイオードＤ１、抵
抗r1、r2と、抵抗r1と並列接続されたコンデンサＣ１、
抵抗r2と並列接続されたコンデンサＣ２を有している。
コンデンサＣ２は高周波ノイズバイパス機能を有してい
る。波形成形回路９０は、整流用ダイオード７２のアノ
ード電圧すなわちトランス６の一対の二次コイルの一方
の出力電圧の正ピーク値をダイオードを通じてコンデン
サＣ１にホールドさせ、コンデンサＣ１の充電電圧は抵
抗r1、r2を通じてその後、緩やかに放電する。ただし、
二次コイルの一方の出力電圧の高周波ノイズ電圧はコン
デンサＣ２によりより速やかに放電される。その結果、
高周波ノイズ電圧がある程度除去された定常値がコンデ
ンサＣ２にホールドされる。

【００３７】コンデンサＣ１の端子電圧であるこの波形
成形回路９０の出力電圧Ｖsは、図２に示すインバータ
全停止用のコンパレータ１０１に入力され、コンパレー
タ１０１は、波形成形回路９０の出力電圧Ｖsと、予め
設定されたしきい値電圧Ｖthとを比較し、波形成形回路
９０の出力電圧Ｖsがしきい値電圧Ｖthより大きくなっ
た場合に、インバータ全停止信号を出力する。コントロ
ーラ１０はインバータ回路５の各ＭＯＳトランジスタ５
１〜５４へのＰＷＭゲート制御電圧をすべてローレベル
として、それらをオフさせる。なお、コンパレータ１０
１はコントローラ１０に内蔵されている。

【００３８】このようにすれば、高圧バッテリ１の電圧
がインバータ回路のＭＯＳトランジスタ５１〜５４の耐
圧からみて危険水準を超えた場合に単純な波形成形回路
９０とコンパレータ１０１だけといった極めて単純な回
路構成でコントローラ１０によるインバータ回路５の駆
動を全停止させて、インバータ回路の耐圧を各ＭＯＳト
ランジスタ個々の耐圧の２倍とすることにより、インバ
ータ回路５の耐圧破壊を防止することができる。

【００３９】また、この実施例によれば、図１３の従来
方式のようなフォトカプラ回路や制御用電源電圧発生回
路が不要となるので、回路構成の簡素化、小型化を実現
し、経済性を向上することができる。

【００４０】なお、上記実施例では、インバータ回路５
の入力過電圧への高速対応のためにアナログ回路処理と
したが、デジタル回路又はソフトウエア処理してもよい
ことは勿論である。

【００４１】（コントローラ１０による入力過電圧保護
動作）上記構成では、インバータ回路５の運転により、
ダイオード７２のアノード電圧の振幅が高圧バッテリ１
の電圧に略比例する場合に有効であるが、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の作動開始時点又は運転中に低圧バッテリ３
の電圧上昇によりインバータ回路５の各ＭＯＳトランジ
スタが全部遮断された（デューティ比＝０％）場合に
は、高圧バッテリ１の電圧上昇を検出できないという問
題がある。

【００４２】しかし、車両用二電源装置では、主として
車両走行エネルギーの蓄電を行う高圧バッテリ１の電圧
は、高圧バッテリ１の容量算出などのために電池管理コ
ントローラ（ＥＣＵ）４により所定時間ごとに計測され
ている。そこで、この実施例では、インバータ回路５が
全停止した場合には、電池管理コントローラ（ＥＣＵ）
４が検出した高圧バッテリ１の直後の計測値を用いてそ
れが許容範囲である場合にのみ、インバータ回路５の運
転を再開する制御方式を採用する。これにより、トラン
ス７の二次側で入力過電圧を検出する際の唯一の問題点
であるインバータ回路５の全停止時の入力過電圧検出不
能という問題を回路規模の増大をほとんど必要とするこ
となく実用レベルで解決することができた。

【００４３】以下、図３に示すフローチャートを参照し
て以下に説明する。

【００４４】まず、イグニッションキーのオンによりコ
ントローラ１０に電源電圧が印加されると、内部初期化
がなされると（Ｓ１００）、電池管理コントローラ（Ｅ
ＣＵ）４から高圧バッテリ１の電圧ＶＨを読み込む（Ｓ
１０２）。

【００４５】次に、電圧ＶＨが所定のしきい値Ｖthより
大きいかどうかを調べ（Ｓ１０４）、大きければ過電圧
と判定してステップＳ１０２に戻り、大きくなければイ
ンバータ回路５の運転を許可して（Ｓ１０６）、インバ
ータ回路５がＰＷＭの一周期より長い期間にわたって全
停止しているかどうかを調べる（Ｓ１０８）。全停止し
ていれば、電池管理コントローラ（ＥＣＵ）４にＤＣ−
ＤＣコンバータ停止を報せて（Ｓ１１０）、ステップＳ
１０２に戻り、ステップＳ１０８にてどれかのＭＯＳト
ランジスタが動作中であれば、ステップＳ１０６に戻
る。

【００４６】これにより、なんらかの原因でインバータ
回路５が長期に渡って全停止状態となっていた場合に
は、インバータ回路５の運転再開の前に高圧バッテリ１
の電圧をモニタして運転再開の安全性を確認することが
できる。

【００４７】また、波形成形回路９０は、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の運転停止を検出する回路と共用することが
できる。なお、ステップＳ１０８において、インバータ
回路５の全停止はコントローラ１０の内部でも検出する
ことができるが、波形成形回路９０の出力信号Ｖsを図
２よりも低いしきい値をもつ第二のコンパレータで比較
した結果により検出してもよく、あるいは波形成形回路
９０の出力信号ＶsをＡ／Ｄ変換してコントローラ１０
の内部で同様の処理を行ってもよい。

【００４８】（変形態様）変形態様を図４に示す。

【００４９】この変形態様では、インバータ回路５が長
期にわたって全停止した場合（Ｓ１０８）には、一定時
間待機後（Ｓ１１０）、ステップＳ１０６へリターンし
てインバータ回路５の運転再開を許可する。

【００５０】このようにすれば、入力過電圧発生要因が
車両モータ制御での回生動作におけるオーバーシュート
等に限定される用途において、ＥＣＵ４の許可を待つこ
となく、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を即座に再起動するこ
とができ、Ａ／Ｃブロワ等の車両補機負荷への電源供給
停止期間を短縮することができるという効果を奏する。

【００５１】（変形態様）波形成形回路９０の変形態様
を図５〜図１２に示す。

【００５２】図５は、図１の波形成形回路９０において
抵抗r２とコンデンサＣ２とを省略したものであり、純
粋なピークホールド回路とした変形態様を示す。

【００５３】図６は、図１の波形成形回路９０において
コンデンサＣ１を省略したものであり、トランス６から
出力されるパルス電圧の高周波ノイズを除去した振幅
（定常値という）を検出するものである。

【００５４】図７は、図５に示す波形成形回路を一対設
け、一方をダイオード７１のアノードに、他方をダイオ
ード７２のアノードに接続して交流半周期ごとに過電圧
（又は全停止）の検出が可能としたものである。

【００５５】図８は、図７に示す波形成形回路におい
て、コンデンサＣ１、Ｃ１’の電圧をダイオードＤ２、
Ｄ２’を通じて抵抗rに放電するものである。このよう
にすれば、出力信号をＯＲ回路方式により一本化するこ
とができる。

【００５６】図９は、図５に示すピークホールド型波形
成形回路をダイオード７１、７２のカソード側に設けた
ものであり、交流半周期ごとに過電圧検出を行うことが
でき、かつ、出力信号を一本化することができる。

【００５７】図１０は、図９に示すピークホールド型波
形成形回路をエミッタ接地トランジスタＴ１を通じて接
地したものである。トランジスタＴ１は、コントローラ
１０が作動状態となった場合にのみコントローラ１０に
よりオンされる。このようにすれば、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２が停止しているにもかかわらず、低圧バッテリ３
からダイオードＤ１、抵抗r１を通じてＤＣ電流が流れ
るのを阻止することができる。

【００５８】図１１は、図５に示すピークホールド型波
形成形回路の出力電圧Ｖsを抵抗r１、r２の分圧により
圧縮したものである。

【００５９】図１２は、ダイオードＤ１’、コンデンサ
Ｃ１’、抵抗r１’からなるピークホールド回路により
過電圧を検出し、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、抵
抗r１、r2からなる定常値検出回路により、出力電圧０
すなわちインバータ回路５の全停止を検出するものであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回
路図である。

【図２】図１のコントローラに内蔵されるコンパレータ
を示す回路図である。

【図３】図１のコントローラの動作を示すフローチャー
トである。

【図４】図１のコントローラの他の動作を示すフローチ
ャートである。

【図５】図１の波形成形回路の他例を示す回路図であ
る。

【図６】図１の波形成形回路の他例を示す回路図であ
る。

【図７】図１の波形成形回路の他例を示す回路図であ
る。

【図８】図１の波形成形回路の他例を示す回路図であ
る。

【図９】図１の波形成形回路の他例を示す回路図であ
る。

【図１０】図１の波形成形回路の他例を示す回路図であ
る。

【図１１】図１の波形成形回路の他例を示す回路図であ
る。

【図１２】図１の波形成形回路の他例を示す回路図であ
る。

【図１３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回
路図である。

【符号の説明】

１高圧バッテリ、２ＤＣ−ＤＣコンバータ、３低
圧バッテリ、４高圧バッテリ管理用のECU、５イン
バータ回路、６降圧トランス、７整流回路、８チ
ョークコイル、９０波形成形回路、１０コントロー
ラ１０

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高圧バッテリからの入力直流電圧を交流電
圧に変換するインバータ回路と、前記交流電圧を変圧するトランスと、前記トランスの出力電圧を整流する整流器と、前記整流回路の出力電圧を平滑して低圧バッテリに給電
する平滑回路と、前記低圧バッテリ側から電源電力を給電されて前記イン
バータ回路のスイッチングを制御するコントローラとを
備え、前記コントローラは、前記インバータ回路へ入力する前
記直流電圧が所定値以上となる場合に前記入力直流電圧
が過電圧であると判定して前記インバータ回路の上アー
ム側スイッチング素子及び下アーム側スイッチング素子
の両方をオフするＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記コントローラは、前記入力直流電圧が過電圧であるとの判定を前記整流器
の入力電圧又は出力電圧に基づいて行うことを特徴とす
るＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記入力直流電圧を定期的にモニタするモニタ手段を有
し、前記コントローラは、前記インバータ回路のスイッチング制御を開始するに前
に、前記モニタ手段と交信することにより前記入力直流
電圧が過電圧でないことを示すデータを受信した場合
に、前記インバータ回路のスイッチングを開始すること
を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記モニタ手段は、前記インバータ回路の入力端に前記直流電圧を印加する
前記高圧バッテリを管理する電子制御装置からなること
を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記コントローラは、読み込んだ前記整流器の入力電圧又は出力電圧に基づい
て前記スイッチング素子の動作又は停止のモニタを行う
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記コントローラは、前記過電圧検出による前記インバータ回路の遮断後、所
定期間待機した後、前記スイッチング素子のスイッチン
グを再開することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記コントローラは、前記整流器の入力電圧又は出力電圧のピーク値及び定常
値の少なくとも一つに基づいて前記過電圧の判定を行う
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記コントローラは、前記過電圧検出による前記インバータ回路の全遮断後で
前記インバータ回路のスイッチング制御の再開に先行し
て前記モニタ手段と交信することにより、前記入力直流
電圧が過電圧でないことを示すデータを受信し、前記受
信後に前記インバータ回路のスイッチングを再開するこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記コントローラは、前記低圧バッテリの電圧或いは前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧をフィードバックし、前記インバータ回路
のスイッチング素子をオンオフ制御して前記低圧バッテ
リの電圧を所定範囲に維持し、かつ、前記インバータ回
路の各スイッチング素子が前記フィードバック制御によ
りすべてオフされている場合には、その後、前記低圧バ
ッテリの電圧低下による前記インバータ回路のスイッチ
ング制御の再開に先行して前記モニタ手段と交信するこ
とにより前記入力直流電圧が過電圧でないことを示すデ
ータを受信し、前記受信後に前記インバータ回路のスイ
ッチングを再開することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。