JP2013032977A - 絶縁抵抗低下検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コストおよび回路実装面積が改善された自己診断可能な絶縁抵抗低下検出装置を提供する。
【解決手段】本実施の形態に係る装置は、高圧バッテリＢ１と高圧バッテリＢ１の電圧を変換する電圧コンバータ１１とを備えた電源装置の絶縁抵抗Ｒｉの低下を検出する絶縁抵抗低下検出装置である。絶縁抵抗低下検出装置は、車両の筐体と高圧バッテリＢ１によって電源が供給される部分との間の絶縁抵抗Ｒｉを検出する絶縁抵抗検出部７０と、絶縁抵抗検出部７０の自己診断のための制御を行なう制御装置３０とを備える。制御装置３０は、自己診断を実行する際に電圧コンバータ１１に対して電圧変動を発生させ、電圧変動の有無に対する絶縁抵抗検出部７０の検出結果の変化に基づいて絶縁抵抗検出部７０の自己診断を実行する。
【選択図】図１

Description

この発明は、絶縁抵抗低下検出装置に関し、特に、蓄電装置と蓄電装置の電圧を変換する電圧コンバータとを備えた電源装置の絶縁抵抗の低下を検出する絶縁抵抗低下検出装置に関する。

高電圧を使用する装置では、動作中の絶縁抵抗を正確に検出することが漏電防止に重要である。このような高電圧を使用する装置は、電源装置の絶縁抵抗を正確に検出する検出装置を備えている。たとえば、ハイブリッドカーや電気自動車等の電動車両では、モータを駆動する電源装置の絶縁抵抗を正確に検出する検出装置を備えている。

特開２００４−３５４２４７号公報（特許文献１）は、擬似漏電状態を作り、擬似漏電状態で漏電が検出されないと検出異常であると判断することで、漏電検出器の自己診断を行なう技術が開示されている。

特開２００４−３５４２４７号公報 特開２００７−１８７４５４号公報 国際公開第２００７／０２６６０３号パンフレット 特開２００３−２１９５５１号公報

上記特開２００４−３５４２４７号公報に記載された技術では、自己診断時にしか使用しない擬似漏電状態を作るための専用回路が必要であり、コストおよび回路実装面積の点で不利である。

この発明の目的は、コストおよび回路実装面積が改善された自己診断可能な絶縁抵抗低下検出装置を提供することである。

この発明は、要約すると、蓄電装置と蓄電装置の電圧を変換する電圧コンバータとを備えた電源装置の絶縁抵抗の低下を検出する絶縁抵抗低下検出装置であって、筐体と蓄電装置によって電源が供給される部分との間の絶縁抵抗を検出する抵抗検出部と、抵抗検出部の自己診断のための制御を行なう制御装置とを備える。制御装置は、自己診断を実行する際に電圧コンバータに対して電圧変動を発生させ、電圧変動の有無に対する抵抗検出部の検出結果の変化に基づいて抵抗検出部の自己診断を実行する。

好ましくは、制御装置は、電圧コンバータの出力電圧に電圧変動として蓄電装置の電圧よりも高い電圧を中心とする所定振幅、所定周期の正弦波が発生するように、電圧コンバータを制御する。

より好ましくは、抵抗検出部は、絶縁抵抗に一方端が接続されるカップリングコンデンサと、カップリングコンデンサの他方端に検出抵抗を介して接続される発振回路と、カップリングコンデンサの他方端の電圧波形の振幅に基づいて絶縁抵抗の低下の有無を判定する判定回路とを含む。

さらに好ましくは、正弦波の振幅は、発振回路の出力する信号の振幅よりも大きい。
さらに好ましくは、判定回路は、発振回路の出力信号を通過させるバンドパスフィルタを含む。制御装置は、電圧コンバータに対してバンドパスフィルタの通過帯域の周波数に対応する電圧変動を電圧コンバータに対して発生させる。

好ましくは、蓄電装置および電圧コンバータは車両に搭載される。筐体は車両のボディである。

本発明によれば、擬似漏電状態を作るための専用の回路を必要としないので、コストを低減させ、回路実装面積を小さくすることが可能となる。

本実施の形態による車両の構成を示す回路図である。 図１の絶縁抵抗検出部７０のより詳細な構成を示した回路図である。 高圧系の絶縁抵抗の低下を検出する簡易モデルを示した回路図である。 検討例である車両の構成を示す回路図である。 図１の制御装置３０が実行する自己診断に関する処理を説明するためのフローチャートである。 図５のステップＳ２の処理が実行された結果の直流電圧ＶＨの変動の一例の様子を示した図である。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、本実施の形態による車両の構成を示す回路図である。図１に示す車両１００は、高圧バッテリを搭載するものであれば、電気自動車でもハイブリッド自動車でも燃料電池自動車でもよい。

図１を参照して、車両１００は、共に直流電源の一種である高圧バッテリＢ１と、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２と、電圧センサ１０，１３，１６と、電圧コンバータ１１と、正極母線ＰＬと、負極母線ＮＬと、コンデンサ１２，１４と、電流センサ１７と、インバータ２０と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、制御装置３０と、絶縁抵抗検出部７０とを含む。

電圧コンバータ１１は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１は、その一方端が高圧バッテリＢ１の正極に接続され、他方端がＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタの接続ノードに接続される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、正極母線ＰＬと負極母線ＮＬとの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１は、コレクタが正極母線ＰＬに接続され、エミッタがＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２は、エミッタが負極母線ＮＬに接続される。

また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルを含む。インバータ２０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動する。

絶縁抵抗検出部７０は、カップリングコンデンサ１５と、発振回路４０と、抵抗５０と、インピーダンス判定回路６０とを含む。カップリングコンデンサ１５は、高圧バッテリＢ１の負極端子とノードＮ１との間に接続される。抵抗５０は、ノードＮ１と発振回路４０との間に接続される。

高圧バッテリＢ１は、ニッケル水素電池あるいはリチウムイオン電池等の二次電池または電気二重層コンデンサ等の蓄電素子を含んで構成することができる。そして、高圧バッテリＢ１は、直流電圧ＶＢをシステムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２を介して電圧コンバータ１１へ供給する。

システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによってオン／オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。

電圧センサ１０は、高圧バッテリＢ１から出力される直流電圧ＶＢを検出し、直流電圧ＶＢの検出値を制御装置３０へ出力する。

電圧センサ１３は、電圧コンバータ１１の高圧バッテリＢ１側の入力に与えられる直流電圧ＶＬを検出し、直流電圧ＶＬの検出値を制御装置３０へ出力する。

電流センサ１７は、高圧バッテリＢ１に入出力する直流電流ＢＣＲＴを検出し、直流電流ＢＣＲＴの検出値を制御装置３０へ出力する。

電圧コンバータ１１は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＵに基づいて、高圧バッテリＢ１からの直流電圧ＶＨを昇圧してコンデンサ１２に供給する。また、電圧コンバータ１１は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＤまたはＰＷＭＬに基づいて、インバータ２０から供給された直流電圧を降圧して高圧バッテリＢ１へ供給する。

コンデンサ１２は、電圧コンバータ１１から供給された直流電圧を平滑化してインバータ２０に供給する。コンデンサ１４は、電圧コンバータ１１の高圧バッテリＢ１側の入力に与えられる直流電圧ＶＬを平滑化する。

電圧センサ１６は、コンデンサ１２の両端の電圧ＶＨを検出し、その検出した電圧ＶＨを制御装置３０へ出力する。

インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて、コンデンサ１２を介して電圧コンバータ１１から供給された直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ１およびＭＧ２を駆動する。また、インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに基づいて、モータジェネレータＭＧ１およびＭＧ２が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ１２を介して電圧コンバータ１１へ供給する。

制御装置３０は、電圧センサ１０からの直流電圧ＶＢ、電圧センサ１６からの電圧ＶＨ、車両１００の外部に設けられたＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）からのモータ回転数ＭＲＮおよびトルク指令値ＴＲに基づいて、信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵまたは信号ＰＷＭＤを電圧コンバータ１１へ出力する。

さらに、制御装置３０は、電圧センサ１６からの電圧ＶＨ、図示しない電流センサで検出されたモータ電流値および外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲに基づいて、信号ＰＷＭＩまたは信号ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩまたは信号ＰＷＭＣをインバータ２０へ出力する。

発振回路４０は、所定周波数の交流信号Ｅｏを発振し、その発振した交流信号Ｅｏを抵抗５０を介してノードＮ１へ出力する。インピーダンス判定回路６０は、ノードＮ１から交流信号Ｅを受け、その受けた交流信号Ｅの波高値を検出する。

高圧システムからの漏電経路は、抵抗成分Ｒｉで示すような、高圧バッテリＢ１や負極母線ＮＬのような直流部からシャーシグラウンドＧＮＤ（ボデーＧＮＤとも称する）への漏電経路が考えられる。

直流部については、車両が起動されると、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２を導通させる前に絶縁劣化の有無を判定し、さらにシステムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２を導通させた後にも負極母線ＮＬの絶縁劣化の有無を繰り返し判定している。

図２は、図１の絶縁抵抗検出部７０のより詳細な構成を示した回路図である。
図２を参照して、回路系２００は図１に示す車両システムの高圧回路系を１つの機能ブロックにより示したものである。また、図２に示す接地ノードは車両においてはボデーアース（車体）に対応する。

絶縁抵抗検出部７０は、信号発生部である発振回路４０と、絶縁劣化検出用の抵抗５０と、カップリングコンデンサ１５と、インピーダンス判定回路６０とを含む。インピーダンス判定回路６０は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８４と、オフセット回路および増幅回路からなる回路ブロック８５と、過電圧保護用ダイオード８７と、抵抗８６と、コンデンサ８８と、制御回路１１０とを含む。

発振回路４０は、ノードＮＡに所定周波数（所定周期Ｔｐ）で変化するパルス信号ＳＩＧを印加する。抵抗５０は、ノードＮＡおよびノードＮ１の間に接続される。カップリングコンデンサ１５は、絶縁劣化検出対象となる高圧バッテリＢ１とノードＮ１との間に接続される。バンドパスフィルタ８４は、ノードＮ１に入力端子が接続され、ノードＮ２に出力端子が接続される。バンドパスフィルタ８４の通過帯域周波数は、パルス信号ＳＩＧの周波数に合わせて設計される。

回路ブロック８５は、ノードＮ２とノードＮ３との間に接続される。回路ブロック８５は、バンドパスフィルタ８４を通過したパルス信号のうち、絶縁抵抗検出時に設定されるしきい値電圧付近の電圧変化を増幅する。過電圧保護用ダイオード８７は、電源ノードにカソードが接続され、ノードＮＢにアノードが接続されて、サージ電圧（高電圧，負電圧）を除去する。抵抗８６はノードＮ３とノードＮＢとの間に接続される。コンデンサ８８はノードＮＢと接地ノードとの間に接続される。抵抗８６およびコンデンサ８８は、回路ブロック８５から出力される信号のノイズを除去するフィルタとして機能する。

制御回路１１０は、発振回路４０を制御する。また制御回路１１０は、ノードＮＢの電圧を検出して、検出電圧Ｖｒｅｆに基づいて絶縁抵抗Ｒｉの低下を検出する。制御回路１１０は、発振指令部１１１と、Ａ／Ｄ変換部１１２と、判定部１１３とを含む。

発振指令部１１１は、発振回路４０に対してパルス信号ＳＩＧを発生するよう指示を与えるとともに、パルス信号ＳＩＧのデューティ比を変更するよう指示する。Ａ／Ｄ変換部１１２は所定のサンプリング周期Ｔｓにより検出したノードＮＢの電圧（検出電圧）をＡ／Ｄ変換する。サンプリング周期Ｔｓはパルス信号ＳＩＧの周期Ｔｐよりも十分短いのでノードＮＢの最大電圧（ピーク電圧Ｖｐ）および最小電圧を検出できる。判定部１１３は、Ａ／Ｄ変換部１１２から取得したピーク電圧Ｖｐの値と、しきい値とを比較する。これにより、制御回路１１０は、絶縁抵抗Ｒｉの低下の有無を検出する。

次に、絶縁抵抗Ｒｉの低下を検出する動作について説明する。発振回路４０によって発生されたパルス信号ＳＩＧは、抵抗５０、カップリングコンデンサ１５、絶縁抵抗Ｒｉ、およびバンドパスフィルタ８４を含んで構成された直列回路に印加される。これにより、抵抗５０およびカップリングコンデンサ１５の接続点に相当するノードＮ１には、絶縁抵抗Ｒｉおよび抵抗５０（抵抗値Ｒｄ）の分圧比：Ｒｉ／（Ｒｄ＋Ｒｉ）とパルス信号ＳＩＧの振幅（電源電圧である電圧＋Ｂ）との積に関連する値を波高値とするパルス電圧が発生する。なお電圧＋Ｂは、たとえば補機バッテリの電圧としてもよいが、これに限定されるものではない。

ノードＮ１に発生したパルス電圧は、バンドパスフィルタ８４によってパルス信号ＳＩＧの周波数以外の成分が減衰される。バンドパスフィルタ８４を通過したパルス信号ＳＩＧのうち、しきい値電圧付近の電圧変化のみが回路ブロック８５によって増幅される。回路ブロック８５から出力される信号はノードＮＢに伝達される。ノードＮ３からノードＮＢに信号が伝達されるに際して、過電圧保護用ダイオード８７によりサージ電圧が除去されるとともに、抵抗８６およびコンデンサ８８によってノイズが除去される。

絶縁抵抗Ｒｉが正常である時には、Ｒｉ＞＞Ｒｄである。Ｒｉが高くなるに従って、ピーク電圧Ｖｐは電圧＋Ｂにほぼ等しくなる。一方、絶縁抵抗Ｒｉの低下時には、分圧比：Ｒｉ／（Ｒｄ＋Ｒｉ）が低下するので、ピーク電圧Ｖｐが低下する。ピーク電圧Ｖｐの低下を検出することにより、絶縁劣化の発生を検出することができる。そして、検出抵抗値Ｒｄは固定値であるので、ピーク電圧Ｖｐを観測すれば、絶縁抵抗Ｒｉの値を算出することも可能である。

図３は、高圧系の絶縁抵抗の低下を検出する簡易モデルを示した回路図である。
図３を参照して、絶縁抵抗低下検出器２０１は、アース２０３を基準電位として振幅Ｖ０で発振波形を出力する発振電源２０４と、発振電源２０４から一方端に発振信号を受ける検出抵抗２０６と、検出抵抗２０６の他方端に一方電極が接続されたカップリングコンデンサ２１０とを含む。

高圧簡易モデル２０２は、カップリングコンデンサ２１０の他方電極とアース２１６との間に並列に接続された高圧絶縁抵抗２１２およびコモンモードコンデンサ２１４を含む。

高電圧バッテリや駆動回路は、高圧簡易モデル２０２のように表すことができる。高圧簡易モデル２０２のインピーダンスが大きい場合には、検出抵抗２０６（抵抗値Ｒｄ）にはほとんど電流が流れない。したがって電圧検出器２０８が検出する電圧波形は発振電源２０４の信号振幅電圧Ｖ０と同じ振幅となる（Ｖｄ＝Ｖ０）。

高圧簡易モデル２０２のインピーダンスが小さいときには、検出抵抗２０６に電流が流れるため、その分振幅が電圧ドロップした波形が電圧検出器２０８によって計測でき、これによって異常が判定できる。

図４は、検討例である車両の構成を示す回路図である。
図４に示した車両は、図１に示した車両１００の構成において、絶縁抵抗検出部７０に代えて絶縁抵抗検出部７０Ａを含む。他の部分の構成は、図１に示した車両１００と基本的には同様であるので説明は繰返さない。なお、電圧センサ１３，１６は、絶縁抵抗に着目して簡略化した等価回路で示すと図４に示すように正負極母線間に直列接続された抵抗で表現され、それらの抵抗の接続点は車両のボデーに結合されている。図１に示した車両１００の電圧センサ１３，１６にもこの等価回路は共通する。電圧センサ１３，１６には、差動式電圧検出回路が使用されており、正極母線と負極母線の中間がボデーＧＮＤの電位となる。

絶縁抵抗検出部７０Ａは、カップリングコンデンサ１５と、発振回路４０と、抵抗５０と、インピーダンス判定回路６０とを含む。カップリングコンデンサ１５は、高圧バッテリＢ１の負極端子とノードＮ１との間に接続される。抵抗５０は、ノードＮ１と発振回路４０との間に接続される。

絶縁抵抗検出部７０Ａは、さらに、自己診断用の専用回路３００を含む。専用回路３００は、ノードＮ１とボデーＧＮＤとの間に直列に接続されたスイッチと抵抗とを含む。

この検討例では、車両起動後（ＩＧＯＮ後）経過時間が５〜４０秒の時に専用回路３００内部のスイッチを導通させて、ノードＮ１が擬似的に絶縁低下した状態を作る。この状態では、インピーダンス判定回路６０に入力される検出信号が絶縁低下時と同じ状態となる。

この状態でインピーダンス判定回路６０が絶縁低下時と同じ検出結果を示せば、絶縁抵抗検出部７０Ａが正常であると自己診断される。一方、この状態でインピーダンス判定回路６０が絶縁正常時と同じ検出結果を示せば、絶縁抵抗検出部７０Ａが異常であると自己診断される。

しかし、このような自己診断用の専用回路３００を搭載するのは、部品点数増加の点からコスト増を招く。また実装面積増加から装置の大きさが大きくなる。

したがって、図１に示した本実施の形態の車両では、絶縁抵抗検出部７０にこのような自己診断用の専用回路３００は搭載していない。その代わりに、自己診断時に電圧コンバータ１１の出力する直流電圧ＶＨを意図的に変動させることによってノードＮ１の電圧を絶縁低下時と同様に変化させる。

図５は、図１の制御装置３０が実行する自己診断に関する処理を説明するためのフローチャートである。

図１、図５を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ１において、漏電検出器（絶縁抵抗検出部７０）の自己診断実施が許可されているか否かが判断される。たとえば、車両起動信号ＩＧＯＮが入力されてから５秒以上経過かつ４０秒以内であるときに、自己診断を許可するようにすることができる。なお、この許可条件は自己診断に都合の良いタイミングであれば、これに限定されずどのようなタイミングでも良い。たとえば、車両停止信号が入力された場合に自己診断を行なってから車両のシステムを停止させるようにしても良い。

ステップＳ１において、自己診断実施が許可されていない場合には、ステップＳ１に処理が戻る一方で、自己診断実施が許可されていた場合には、ステップＳ２に処理が進む。

ステップＳ２では、制御装置３０は、電圧コンバータ１１に昇圧後電圧（直流電圧ＶＨ）を電池電圧ＶＢよりも高い電圧（たとえばＶＢ＋１０Ｖ）を中心にして所定振幅（例えば１０Ｖ）かつ所定周波数（たとえば２．５Ｈｚ）の正弦波となるように昇圧制御を実施する。

図６は、図５のステップＳ２の処理が実行された結果の直流電圧ＶＨの変動の一例の様子を示した図である。

図６を参照して、直流電圧ＶＨは、たとえば６００Ｖを中心として振幅１０Ｖ（５９５Ｖ〜６０５Ｖ）の範囲で変動する。変動の周期はたとえば４００ｍｓ（２．５Ｈｚ）である。

このように昇圧後の直流電圧ＶＨが変動すると、負極母線ＮＬとボデーＧＮＤとの間の電圧（以下、電圧ＶＮと称する）も同じ周期で変動する。電圧ＶＮは、図１、図４からもわかるように、絶縁抵抗検出部７０のノードＮ１の電圧の基準となる電圧でもある。したがって、電圧ＶＮの変動はそのままノードＮ１の電圧の変動につながる。

したがって、昇圧後の直流電圧ＶＨを変動させることにより、ノードＮ１の電圧も通常時とは異なる値に制御することが可能である。ただし、図２に示したようにノードＮ１の電圧はバンドパスフィルタ８４を通過させてから制御回路１１０に入力されるので、直流電圧ＶＨの変動周波数も、バンドパスフィルタ８４を通過する周波数とすることが必要である。すなわち、発振回路４０の周波数と同じまたは近い周波数で、直流電圧ＶＨが変動するように、電圧コンバータ１１を制御する。

再び、図５を参照して、ステップＳ２の処理が終了すると続いてステップＳ３に処理が進む。ステップＳ３では、漏電の検出信号が異常値を所定時間継続して示したか否かが判断される。ここでの異常値とは、電圧コンバータ１１の出力を変動させることによって擬似漏電を発生させているにもかかわらず、絶縁低下に相当する変化がノードＮ１の電圧に見られないことを示す。

図４に示した検討例ではノードＮ１を擬似的に絶縁低下した状態を作ったので、ノードＮ１の電圧が絶縁低下時と同様に低い値を出力していることを確認すればよい。しかし図１の構成において電圧コンバータ１１を用いて電圧ＶＨを変動させる場合には、ノードＮ１の電圧が絶縁低下時とまったく同様に変化するとは限らない。たとえば発振回路４０の周波数と電圧ＶＨの変動周波数に少し差があった場合などは、ノードＮ１の電圧の振幅も変動する。したがって、ステップＳ３では、ノードＮ１の電圧の振幅が電圧ＶＨを変動させたことに対応して変化した場合には正常とし再びステップＳ１に処理が戻る一方で、電圧ＶＨを変動させても対応する変化がノードＮ１の電圧の振幅に現れない場合には異常とする。そしてその異常な状態が所定時間継続した場合にはステップＳ４に処理が進み、自己診断の結果として絶縁抵抗検出部７０の異常を確定させる。

最後に、再び図１等を参照して、本実施の形態について総括する。本実施の形態に係る装置は、高圧バッテリＢ１と高圧バッテリＢ１の電圧を変換する電圧コンバータ１１とを備えた電源装置の絶縁抵抗Ｒｉの低下を検出する絶縁抵抗低下検出装置である。絶縁抵抗低下検出装置は、車両の筐体と高圧バッテリＢ１によって電源が供給される部分との間の絶縁抵抗Ｒｉを検出する絶縁抵抗検出部７０と、絶縁抵抗検出部７０の自己診断のための制御を行なう制御装置３０とを備える。制御装置３０は、自己診断を実行する際に電圧コンバータ１１に対して電圧変動を発生させ、電圧変動の有無に対する絶縁抵抗検出部７０の検出結果の変化に基づいて絶縁抵抗検出部７０の自己診断を実行する。

好ましくは、制御装置３０は、電圧コンバータ１１の出力電圧に電圧変動として、たとえば図６に示すように、高圧バッテリＢ１の電圧よりも高い電圧を中心とする所定振幅、所定周期の正弦波が発生するように、電圧コンバータ１１を制御する。なお、波形は正弦波でなくても、パルス状の変動が発生する波形であれば矩形波など他の波形であっても良い。

より好ましくは、図２に示すように、絶縁抵抗検出部７０は、絶縁抵抗Ｒｉに一方端が接続されるカップリングコンデンサ１５と、カップリングコンデンサ１５の他方端に検出抵抗を介して接続される発振回路４０と、カップリングコンデンサ１５の他方端の電圧波形の振幅に基づいて絶縁抵抗Ｒｉの低下の有無を判定するインピーダンス判定回路６０とを含む。

さらに好ましくは、正弦波の振幅は、発振回路４０の出力する信号の振幅よりも大きい。すなわち、パルス信号ＳＩＧの振幅よりも電圧ＶＨの振幅を大きくすることが好ましい。

さらに好ましくは、図２に示すように、インピーダンス判定回路６０は、発振回路４０の出力信号を通過させるバンドパスフィルタ８４を含む。制御装置３０は、電圧コンバータ１１に対してバンドパスフィルタ８４の通過帯域の周波数に対応する電圧変動を電圧コンバータ１１に対して発生させる。

好ましくは、高圧バッテリＢ１および電圧コンバータ１１は車両に搭載される。筐体は車両のボデーである。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０，１３，１６ 電圧センサ、１１ 電圧コンバータ、１２，１４，８８ コンデンサ、１５，２１０ カップリングコンデンサ、１７ 電流センサ、２０ インバータ、３０ 制御装置、４０ 発振回路、５０，８６ 抵抗、６０ インピーダンス判定回路、７０，７０Ａ 絶縁抵抗検出部、８４ バンドパスフィルタ、８５ 回路ブロック、８７ 過電圧保護用ダイオード、１００ 車両、１１０ 制御回路、１１１ 発振指令部、１１２ 変換部、１１３ 判定部、２００ 回路系、２０１ 絶縁抵抗低下検出器、２０２ 高圧簡易モデル、２０３，２１６ アース、２０４ 発振電源、２０６ 検出抵抗、２０８ 電圧検出器、２１２ 高圧絶縁抵抗、２１４ コモンモードコンデンサ、３００ 専用回路、Ｂ１ 高圧バッテリ、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、ＮＬ 負極母線、ＰＬ 正極母線、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１，Ｑ２ ＩＧＢＴ素子、Ｒｉ 絶縁抵抗、ＳＲ１，ＳＲ２ システムメインリレー。

Claims (6)

1. 蓄電装置と前記蓄電装置の電圧を変換する電圧コンバータとを備えた電源装置の絶縁抵抗の低下を検出する絶縁抵抗低下検出装置であって、
   筐体と前記蓄電装置によって電源が供給される部分との間の絶縁抵抗を検出する抵抗検出部と、
   前記抵抗検出部の自己診断のための制御を行なう制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記自己診断を実行する際に前記電圧コンバータに対して電圧変動を発生させ、前記電圧変動の有無に対する前記抵抗検出部の検出結果の変化に基づいて前記抵抗検出部の自己診断を実行する、絶縁抵抗低下検出装置。
2. 前記制御装置は、前記電圧コンバータの出力電圧に前記電圧変動として前記蓄電装置の電圧よりも高い電圧を中心とする所定振幅、所定周期の正弦波が発生するように、前記電圧コンバータを制御する、請求項１に記載の絶縁抵抗低下検出装置。
3. 前記抵抗検出部は、
   前記絶縁抵抗に一方端が接続されるカップリングコンデンサと、
   前記カップリングコンデンサの他方端に検出抵抗を介して接続される発振回路と、
   前記カップリングコンデンサの他方端の電圧波形の振幅に基づいて前記絶縁抵抗の低下の有無を判定する判定回路とを含む、請求項２に記載の絶縁抵抗低下検出装置。
4. 前記正弦波の振幅は、前記発振回路の出力する信号の振幅よりも大きい、請求項３に記載の絶縁抵抗低下検出装置。
5. 前記判定回路は、
   前記発振回路の出力信号を通過させるバンドパスフィルタを含み、
   前記制御装置は、前記電圧コンバータに対して前記バンドパスフィルタの通過帯域の周波数に対応する電圧変動を前記電圧コンバータに対して発生させる、請求項３または４に記載の絶縁抵抗低下検出装置。
6. 前記蓄電装置および前記電圧コンバータは車両に搭載され、
   前記筐体は車両のボディである、請求項１〜５のいずれか１項に記載の絶縁抵抗低下検出装置。

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