JP2012523787A - Ｉｅｅｅ８０２．１５．４ｌｒ−ｗｐａｎｂｐｓｋ受信器のための非同期検波装置及び方法 - Google Patents

Abstract

ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫ受信器のための非同期検波装置及び方法を提供する。
受信信号を擬似乱数コード長に既定の値を加えて得られた遅延値に該当するチップほど遅延させて得られた第１遅延信号の共役複素値と、受信信号とを乗算して第１差分位相信号を獲得し、第１差分位相信号の各成分に、受信信号に対応する第１相関シーケンスの対応する成分を乗算して得られた結果値を合算して、相関信号を出力する相関部；相関信号のうち、受信信号のプリアンブル区間に対応する相関信号を累積的に合算した値に基づいて、周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部；周波数オフセット推定部により推定された周波数オフセットと、相関信号のうち前記受信信号のＰＨＹペイロード区間に対応する相関信号とを乗算した結果値の実数値の大きさに基づいて、受信信号から原信号を検出する信号検波部；を備える非同期検波装置。これにより、従来の検波技法に比べて、同じ検波性能を示しつつ若干の追加的な演算量の増加だけで、ピーク地点の探索及び追跡を通じてシンボルタイミング同期を容易に検出できる。

Description

本発明は、非同期検波装置及び方法に係り、さらに詳細には、ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫ受信器のための非同期検波装置及び方法に関する。

ＩＥＥＥ ８０２．１５．４規格で定義している低速無線個人通信システム（Ｌｏｗ−Ｒａｔｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＬＲ−ＷＰＡＮ）は、低価格で移動自在の機器などの少ない処理量と低コスト、省エネルギー及び近距離無線通信のために開発された。ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ標準が最も代表的に有効で広く使われる分野は、最大ビット率が１０ｋｂｐｓ未満で運用される家庭自動化と家電製品市場である。ＩＥＥＥ ８０２．１５．４標準の４種の物理階層のうち、８６８／９１５ＭＨｚ ＢＰＳＫ物理階層が最大４０ｋｂｐｓを支援する。

少ない電力使用量及び複雑度を持つ受信器の具現においては、キャリアの同期化が不要な非同期検波方式が好まれている。最近には、ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫで近似方式を利用して、ビットストリームの差動検波に自己相関方法を適用した非同期検波方式の復調方法が提案された。しかし、残念ながらも本方法は、自己相関方式では得難いシンボルタイミングを知っていると仮定している。自己相関方式は、プリアンブル区間にタイミングメトリックが扁平な区間を形成するためである。さらに、自己相関方式は、帯域拡散符号を区分しない。すなわち、他の帯域拡散符号を使用する類似した帯域拡散信号にも同一に動作するようになる。

図１は、ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫシステムの伝送信号モデルを示す図である。図１を参照すれば、ＰＨＹプロトコルデータユニット（ＰＨＹ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ：ＰＰＤＵ）ビットシーケンスＥ［ｍ］は、差分的に変調される。そして、それぞれの変調されたビットは擬似乱数（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｕｍｂｅｒ：ＰＮ）Ｃに割り当てられるが、“０”である時にＣに定められ、それ以外の場合には１−Ｃに割り当てられる。この場合、Ｃの長さはＮ＝１５である。連続的なビットに対応する擬似乱数は一つにつながり、合わせられたチップシーケンスは、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）に変調された後、二乗余弦パルス成形される。そして、これが上向変調された後、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）伝送モジュールを通じて伝播される。チップレートは８６８Ｍｈｚ帯域で３００ｋＣｈｉｐ／ｓであり、９１５Ｍｈｚ帯域で６００ｋＣｈｉｐ／ｓである。この時、時間ｎに受信されたベース帯域の信号ｒ［ｎ］は、次の数式で表現される。

ここで、ｓ［ｎ］は、伝送端におけるＢＰＳＫ変調されたチップシーケンスであり、ω_０は、搬送波周波数オフセット、θは、位相オフセット、Ｔ_ｃは、チップの持続期間、η_０［ｎ］は、パワーが１／ＳＮＲである複素ＡＷＧＮシーケンスである。

一方、非同期検波方式には２種があるが、その一つは、チップレベル検波であり、他の一つは、ビットレベル検波である。チップレベル検波方式は、次の式から分かるように、隣接したチップ間の位相差を利用してＢＰＳＫ変調されたチップを捜し出す。

ここで、（・）^＊は、共役複素数演算子を意味し、η_１［ｎ］は、ノイズ項を表し、

は、時間ｎである時に検波されたチップをいう。そしてＲｅ｛ｘ｝は、ｘの実数部を表す。

式（２）で表現されるチップレベル検波方式は、比較的容易に具現できる。しかし、検波性能が落ちる恐れがあり、特に、周波数オフセットが高い時に検波性能が落ちるという問題がある。

ビットレベル検波方式は、チップレベル検波方式に比べて非常に優秀な検波性能を表す。なぜなら、チップの軟性判定値がビット検波のために合成され、また周波数オフセットの影響が補償されるためである。この時、ＰＰＤＵのｍ番目ビットが時間Ｎｍから始まると仮定すれば、ビットレベル検波方式は、次の数式を利用してｍ番目ビットを検波する。

ここで、η_２は、ノイズ項である。

式（３）でｚ_０［ｎ］は、図２に図示されたようなビットレベル検波器に備えられる相関器により自己相関方法で得られる。

図２を参照すれば、従来のビットレベル検波器の相関器２００は遅延器２１０、共役複素値算出器２２０、乗算器２３０、バッファ２４０及び合算器２５０を備える。遅延器２１０は、受信信号ｒ［ｎ］をＮチップほど遅延させる。共役複素値算出器２２０は、遅延された受信信号の共役複素値をとって出力する。乗算器２３０は、受信信号ｒ［ｎ］と共役複素値算出器２２０の出力信号とを乗算し、乗算器２３０の出力値は、それぞれのチップ単位でバッファ２４０に保存される。合算器２５０は、バッファ２４０に保存されている乗算器２３０の出力値をそれぞれのチップ単位で合算して、自己相関信号であるｚ_０［ｎ］を算出する。このような相関器２００を備える従来のビットレベル検波器におけるビットの効率的な検波のために、周波数オフセット効果は、次の数式により全体のプリアンブルを推定して補償される。

ここで、ｐ［ｎ］は、時間０から受信されたプリアンブルシーケンスであり、Ｊは、プリアンブルのビット数であり、η_３は、ノイズ成分である。

一方、最近に提案された近似方式を使用した復調方法は、次の式を通じてｍ番目ビットを検波する。

ここで、ｑ｛・｝は、近似方式を表す４レベル量子化関数であり、それぞれのレベルは１，−１，ｊ及び−ｊである。

このようなビットレベル検波方法は、たとえ良い検波性能を示すとしても、この方法は、自己相関技法を通じて検出し難いシンボルタイミングを知っていることを前提としているという点で問題がある。これは、かかる方法が自らプリアンブル区間にタイミングメトリックの平坦な部分を形成して、正確なシンボルタイミングの判定が容易でないためである。図３及び図４には、信号対ノイズ比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：ＳＮＲ）がそれぞれ∞ｄＢ及び３ｄＢである時、プリアンブル区間中に自己相関技法による出力パターンがそれぞれ図示されている。図３及び図４を参照すれば、タイミング同期は追加的な考察なしに得られないということが分かる。さらに、自己相関を利用した方法は、ＰＮコードＣの値を考慮しない。したがって、他のＰＮコードを使用する拡散スペクトル信号をＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫ信号と見なすという問題がある。

本発明が解決しようとする技術的課題は、検波性能を保持しつつ若干の演算量増加だけで効果的にシンボルタイミングを獲得及び追跡でき、他の類似したシステムの信号とＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫ信号とを区分できる、ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫ受信器のための非同期検波装置及び方法を提供するところにある。

前記の技術的課題を達成するための、本発明による非同期検波装置の望ましい実施形態は、受信信号を擬似乱数コード長に既定の値を加えて得られた遅延値に該当するチップほど遅延させて得られた第１遅延信号の共役複素値と、前記受信信号とを乗算して第１差分位相信号を獲得し、前記第１差分位相信号の各成分に、前記受信信号に対応する第１相関シーケンスの対応する成分を乗算して得られた結果値を合算して、相関信号を出力する相関部と、前記相関信号のうち、前記受信信号のプリアンブル区間に対応する相関信号を累積的に合算した値に基づいて、周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、前記周波数オフセット推定部により推定された周波数オフセットと、前記相関信号のうち前記受信信号のＰＨＹペイロード区間に対応する相関信号とを乗算した結果値の実数値の大きさに基づいて、前記受信信号から原信号を検出する信号検波部と、を備える。

前記他の技術的課題を達成するための、本発明による非同期検波方法の望ましい実施形態は、（ａ）受信信号を擬似乱数コード長に既定の値を加えて得られた遅延値に該当するチップほど遅延させて得られた第１遅延信号の共役複素値と、前記受信信号とを乗算して第１差分位相信号を獲得し、前記第１差分位相信号の各成分に前記受信信号に対応する第１相関シーケンスの対応する成分を乗算して得られた結果値を合算して相関信号を出力する段階と、（ｂ）前記相関信号のうち、前記受信信号のプリアンブル区間に対応する相関信号を累積的に合算した値に基づいて周波数オフセットを推定する段階と、（ｃ）前記推定された周波数オフセットと前記相関信号のうち、受信信号のＰＨＹペイロード区間に対応する相関信号を乗算した結果値の実数値の大きさに基づいて、前記受信信号から原信号を検出する段階と、を含む。

本発明による非同期検波装置及び方法によれば、従来の検波技法に比べて、同じ検波性能を示しつつ若干の追加的な演算量の増加だけで、効果的にシンボルタイミングの獲得及び追跡が可能である。また既存の時間同期を合せる方法と互換及び共有が可能であり、ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫ信号と異なるＰＮコードを使用する拡散スペクトル信号の区分が容易であるという利点がある。

ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫシステムの伝送信号モデルを示す図である。 従来のビットレベル検波器に備えられる相関器の構成を示す図である。 ＳＮＲが３ｄＢである時、プリアンブル区間中の自己相関技法による出力パターンを示す図である。 ＳＮＲが３ｄＢである時にプリアンブル区間中の自己相関技法による出力パターンを示す図である。 本発明による非同期検波装置の望ましい実施形態の詳細な構成を示すブロック図である。 既知の相関シーケンスＢ_ｍを側に移動させつつ、差分位相信号ｄ［ｎ］と相互相関演算を行って得られた結果を示す図である。 本発明による非同期検波方法についての望ましい実施形態の実行過程を示すフローチャートである。 生成多項式が

であるｍ−シーケンスに基づいたＰＮコードを使用した、受信される拡散スペクトル信号に対応する｜ｚ_１［ｎ］｜^２の値を示す図である。
従来のビットレベル検波技法と本発明による非同期検波技法とのパケットエラー率性能を比較するためにシミュレーションを行った結果を示す図である。

以下、添付した図面を参照して本発明による非同期検波装置及び方法の望ましい実施形態について詳細に説明する。

図５は、本発明による非同期検波装置の望ましい実施形態の詳細な構成を図示したブロック図である。図５を参照すれば、本発明による非同期検波装置４００は、遅延部４１０、共役複素値算出部４２０、乗算部４３０、バッファ部４４０、相互相関部４５０、合算部４６０、スイッチ部４７０、周波数オフセット推定部４８０及び信号検波部４９０を備える。

遅延部４１０は、受信信号ｒ［ｎ］を（Ｎ＋ａ）チップほど遅延させる。この時、（Ｎ＋ａ）は、受信信号ｒ［ｎ］を遅延させるための遅延値であって、Ｎは、ＰＮコード長であり、ａは、既定の値であって１に設定されることが望ましい。図２に図示された従来のビットレベル検波器の相関器２００に備えられた遅延器２１０が、受信信号をＮ（すなわち、ＰＮコード長）チップほど遅延させるのに比べて、本発明による非同期検波装置４００の遅延部４１０は、受信信号を（Ｎ＋１）チップほど遅延させる点で差がある。もし、ＰＰＤＵのｍ番目ビットが時点Ｎｍで受信されたと仮定すれば、従来のビットレベル検波器の相関器２００に備えられた遅延器２１０は、受信信号をＮチップほど遅延させるので、それぞれのビット単位で受信信号を遅延させる一方、本発明による非同期検波装置４００の遅延部４１０は、受信信号を（Ｎ＋１）チップほど遅延させるので、ビット単位より１チップさらに遅延させる。

共役複素値算出部４２０は、遅延された受信信号の共役複素値をとって出力する。乗算部４３０は、受信信号ｒ［ｎ］と共役複素値算出部４２０の出力信号とを乗算し、乗算部４３０の出力信号の差分位相信号ｄ［ｎ］は、それぞれのチップ単位でバッファ部４４０に保存される。相互相関部４５０は、乗算部４３０の出力信号ｄ［ｎ］と相関シーケンスＢ_ｍとを、チップ単位で乗算して出力する。このような相互相関部４５０は、ＰＮコード長に対応する数の乗算器４５５−０ないし４５５−１４で構成され、それぞれの乗算器４５５−０ないし４５５−１４には、長さがＰＮコード長に対応する長さを持つ相関シーケンスＢｍの各成分と、差分位相信号ｄ［ｎ］の各成分とが入力される。合算部４６０は、相互相関部４５０を構成するそれぞれの乗算器４５５−０ないし４５５−１４の出力を合算して出力する。このような本発明による非同期検波装置４００におけるチップ遅延部４１０ないし合算部４６０は、相関部５００を構成する。このような相関部５００による動作は、次の数式で表すことができ、ｍ番目ビットの検波時に利用される。

ここで、ｂ_ｍ［ｋ］は、ｍ番目ビットに対する長さがＮである相関シーケンスＢ_ｍのｋ番目要素である。

式（６）によれば、Ｎｍ時点に受信されたＰＰＤＵのｍ番目ビットに対する相互相関信号Ａ_１［ｍ］は、相関シーケンスＢ_ｍと対応するビット期間に対する差分位相信号ｄ［ｎ］の相互相関演算により得られる。相関シーケンスＢ_ｍは、次の数式のように、ＰＮコードＣと最も最近の実際ビットＥ［ｍ−１］とに依存する差分位相信号ｄ［ｎ］の無ノイズバージョンに比例する必要がある。

ここで、ｃｉは、ＰＮコードＣのｉ番目要素の双極子バージョンである。しかし、受信器は伝送されたビット値が実際に分からないので、式（７）のＥ［ｍ−１］は、検出された値である

に置換できる。式（６）及び式（７）によれば、Ｅ［ｍ−１］の検出が正確であると仮定すれば、相互相関信号Ａ_１［ｍ］とＥ［ｍ］との関係は、次のように表すことができる。

ここで、η_４は、ノイズ成分である。

前記式（８）は式（３）と類似しており、したがって、周波数オフセット効果である

が推定されねばならない。

周波数オフセット推定部４８０は、次の数式により全体プリアンブルから周波数オフセットを推定する。この時、従来の近似方式を利用した検波装置との検波性能を比較するために、周波数オフセット効果

は、同様に全体プリアンブルから推定される。

ここで、Ｙ_１は、周波数オフセット、ｐ［ｎ］は、時間０から受信されたプリアンブル信号、Ｊは、プリアンブル信号のビット数、Ｎは、ＰＮコード長、ｂ_ｍ［ｋ］は、ｍ番目ビットに対する相関シーケンスのｋ番目成分、ω_０は、搬送波周波数オフセット、Ｔ_ｃは、チップの持続期間、そして、η_５は、ノイズ成分である。

式（９）によれば、周波数オフセット推定部４８０は、それぞれのプリアンブル信号に対して得られた合算値を累積的に合算した後、これをプリアンブルのビット数から１を引いた値にＰＮコード長を乗算した後、１を引いて得られた値で割って周波数オフセットを推定する。この時、受信信号を周波数オフセット推定部４８０と信号検波部４９０とで選択的に提供するために、スイッチ部４７０が備えられる。受信信号は、プリアンブルとフレーム区分子（Ｓｔａｒｔ−ｏｆ−Ｆｒａｍｅ Ｄｅｌｉｍｉｔｅｒ：ＳＦＤ）とからなる同期ヘッダ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｈｅａｄｅｒ：ＳＨＲ）、フレーム長と予約ビットとからなるＰＨＹヘッダ（ＰＨＹ Ｈｅａｄｅｒ：ＰＨＲ）、そして可変長のペイロードからなるＰＨＹペイロードで構成される。したがって、スイッチ部４７０は、スイッチング動作を通じて相関部５００の出力信号のうち、受信信号のプリアンブル部分に対応する出力信号を周波数オフセット推定部４８０に提供し、相関部５００の出力信号のうち、ＰＨＹペイロード部分に対応する出力信号を信号検波部４９０に提供する。このようなスイッチ部４７０の動作は、別途に備えられた制御部により制御される。

周波数オフセット推定部４８０が、式（９）により周波数オフセット効果を推定すれば、信号検波部４９０は、周波数オフセット推定部４８０により推定された周波数オフセットと、相関部５００から提供されたＰＨＹペイロードに対応する出力信号とを乗算した結果値に基づいて原信号

を検出する。このような信号検波部４９０による信号検出過程は、次の数式で表現できる。

そして式（１０）は、次のように近似化される。

ここで、ｑ｛・｝は、近似方式を表す４レベル量子化関数であり、それぞれのレベルは１，−１，ｊ及び−ｊである。

この時、差分位相信号Ｂ_ｍの成分は１または−１であるため、式（１１）を使用した検波方法は、従来の近似方式を利用した検波方法よりさらに多くの演算を要求する。一方、本発明による非同期検波方法は、乗算部４３０でそれぞれのサンプル毎に必ず４回の実数乗算に該当する１回の複素乗算が必要な一方、式（１０）による信号検波部４９０は、それぞれのビット毎に（すなわち、数個のサンプル毎に）必ず２回の実数乗算が必要である。したがって、近似化した式（１１）を利用すれば、全体的な演算の複雑性が若干減少する。しかし、このような近似化は、検波性能において約１．５ｄBの損失をもたらす。

また既存のチップレートサンプルモデルと既存の他の検波方法及び推定式とは、時間同期を基にするが、図２に図示された従来のビットレベル検波器では、予め時間同期を知っていると仮定する。そして、図５に図示されたような構成を持つ本発明による非同期検波装置４００で、周波数オフセットの回転位相効果が固定位相効果に転換された差分位相信号ｄ［ｎ］は、直接シーケンス拡散スペクトル信号の特性を持つことに注目する必要がある。図６には、既知の相関シーケンスＢ_ｍを１チップずつ側に移動させつつ、差分位相信号ｄ［ｎ］と相互相関演算を行って得られた結果が図示されている。図６を参照すれば、ＳＮＲが３ｄＢである時に｜ｚ_１［ｎ］｜^２の値が周期的な頂点を持つことが分かる。したがって、本発明による非同期検波装置４００は、部分的なチップレートでサンプリングされたｚ_１［ｎ］から時間同期を得ることができる。

図７は、本発明による非同期検波方法についての望ましい実施形態の実行過程を示すフローチャートである。図７を参照すれば、遅延部４１０は、受信信号を（Ｎ＋１）チップほど遅延させて遅延信号を出力する（Ｓ６００）。乗算部４３０は、受信信号と共役複素値算出部４２０が算出した遅延信号との共役複素値を乗算して差分位相信号を出力する（Ｓ６１０）。差分位相信号は、それぞれのチップ単位でバッファ部４４０に保存される。この時、バッファ部４４０の容量は（Ｎ−１）チップと同じであるべきだ。次いで、相互相関部４５０は、差分位相信号の各成分に相関シーケンスＢ_ｍの対応する成分を乗算する（Ｓ６２０）。次いで、合算部４６０は、相互相関部４５０から出力されるそれぞれの乗算値を合算して出力する（Ｓ６３０）。スイッチ部４７０は、スイッチング動作を通じて相関部５００の出力信号のうち、受信信号のプリアンブル部分に対応する出力信号を周波数オフセット推定部４８０に提供し、相関部５００の出力信号のうち、ＰＨＹペイロード部分に対応する出力信号を信号検波部４９０に提供する（Ｓ６４０）。次いで、周波数オフセット推定部４８０は、相関部５００から入力されたプリアンブル部分に対応する信号から周波数オフセットを推定して出力する（Ｓ６５０）。最後に信号検波部４９０は、周波数オフセット推定部４８０から入力された周波数オフセットと、相関部５００から入力されたＰＨＹペイロード部分に対応する信号とに基づいて、式（１０）または式（１１）により受信されたビットを検出する（Ｓ６６０）。

本発明による非同期検波技法と従来の検波技法とを比較すれば、従来の検波技法は、相異なるＰＮコードを持つ類似した拡散スペクトル信号を良好な信号と見なす一方、本発明による非同期検波技法は、これを干渉信号と見なす。これは、式（７）の相関シーケンスＢ_ｍとＰＮコードＣとの関係が一対一対応するという点で明確に分かる。このような点と関連して相関シーケンスＢ_ｍとＰＮコードＣとの成分は常に大きさが１であるため、複素ログ関数を適用して式（７）の１×Ｎ行列方程式を、ｂ_ｍ［ｉ］とｃ_ｉ（ただし、０≦ｉ≦Ｎ−１）の位相と関連したＮ個の線形独立方程式に変換できる。これは、一応Ｂ_ｍまたはＣが知らされれば、未知の値が固有に決定されるということを意味する。

元々ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ ＬＲ−ＷＰＡＮ ＢＰＳＫシステムのＰＮコードは、生成多項式が

である最大長さのシーケンス（ｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅ）である。図８には、生成多項式が

であるｍ−シーケンスに基づいたＰＮコードを使用した、受信される拡散スペクトル信号に対応する｜ｚ_１［ｎ］｜^２の値が図示されている。図８を参照すれば、このような拡散スペクトル信号に該当するｚ_１［ｎ］の最大電力は、信号が正しい時の場合より最大電力がかなり低いため、本発明による非同期検波技法は、このような拡散スペクトル信号を干渉信号と見なす。ここで良好な信号に対する｜ｚ_１［ｎ］｜^２の値は、正確な検波瞬間にＮ^２＝２２５である。

一方、図９には、従来のビットレベル検波技法と本発明による非同期検波技法とのパケットエラー率性能を比較するためにシミュレーションを行った結果が図示されている。シミュレーションの実行時にＰＰＤＵの長さは２０オクテットであり、周波数帯域は９１５ＭＨｚであり、周波数オフセットは、三角形の確率密度関数を持って−８０ｐｐｍ〜８０ｐｐｍの間で任意に設定した。図９を参照すれば、本発明による非同期検波技法で近似化を行った場合の性能は、従来のビットレベル検波技法で近似化を行った場合の性能とほぼ同一であることが分かる。これは、両者の信号特性が非常に類似しているためである。また従来のビットレベル検波技法で近似化を行っていない場合の性能は、本発明による非同期検波技法で近似化を行っていない場合の性能とほぼ同一である。両者いずれも近似化を行った場合とそうでない場合との性能差は約１．５ｄＢである。

本発明はまた、コンピュータで読み取り可能な記録媒体にコンピュータで読み取り可能なコードとして具現することができる。コンピュータで読み取り可能な記録媒体は、コンピュータシステムによって読み取られるデータが保存されるあらゆる種類の記録装置を含む。コンピュータで読み取り可能な記録媒体の例には、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気テープ、フロッピー（登録商標）ディスク、光データ保存装置などがあり、またキャリアウェーブ（例えば、インターネットを通じる伝送）の形態で具現されるものも含む。またコンピュータで読み取り可能な記録媒体は、ネットワークに連結されたコンピュータシステムに分散されて、分散方式でコンピュータで読み取り可能なコードが保存されて実行される。

以上、本発明の望ましい実施形態について図示して説明したが、本発明は前述した特定の望ましい実施形態に限定されず、特許請求の範囲で請求する本発明の趣旨を逸脱せずに当業者ならば多様な変形実施が可能であるということはもとより、かかる変更は特許請求の範囲内にある。

本発明は、非同期検波装置関連の技術分野に好適に用いられる。

４００ 非同期検波装置
４１０ 遅延部
４２０ 共役複素値算出部
４３０ 乗算部
４４０ バッファ部
４５０ 相互相関部
４６０ 合算部
４７０ スイッチ部
４８０ 周波数オフセット推定部
４９０ 信号検波部
５００ 相関部

Claims (13)

1. 受信信号を擬似乱数コード長に既定の値を加えて得られた遅延値に該当するチップほど遅延させて得られた第１遅延信号の共役複素値と、前記受信信号とを乗算して第１差分位相信号を獲得し、前記第１差分位相信号の各成分に、前記受信信号に対応する第１相関シーケンスの対応する成分を乗算して得られた結果値を合算して、相関信号を出力する相関部と、
   前記相関信号のうち、前記受信信号のプリアンブル区間に対応する相関信号を累積的に合算した値に基づいて、周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、
   前記周波数オフセット推定部により推定された周波数オフセットと、前記相関信号のうち前記受信信号のＰＨＹペイロード区間に対応する相関信号とを乗算した結果値の実数値の大きさに基づいて、前記受信信号から原信号を検出する信号検波部と、を備えることを特徴とする非同期検波装置。
2. 前記信号検波部は、次の式（Ａ）により前記原信号を検出することを特徴とする請求項１に記載の非同期検波装置：
   

   

   
   ここで、
   

   

   は、ＰＨＹプロトコルデータユニットのｍ番目ビットに該当する前記受信信号に対応する原信号、Ａ_１は、前記相関部により検出された相関信号、そして、Ｙ_１は前記周波数オフセットである。
3. 前記信号検波部は、次の式（Ｂ）により前記原信号を検出することを特徴とする請求項１に記載の非同期検波装置：
   

   

   
   ここで、
   

   

   
   は、ＰＨＹプロトコルデータユニットのｍ番目ビットに該当する前記受信信号に対応する原信号、Ａ_１は、前記相関部により検出された相関信号、ｑ｛・｝は、それぞれのレベルが１，−１，ｊ及び−ｊである近似方式を表す４レベル量子化関数、そしてＹ_１は、前記周波数オフセットである。
4. 前記周波数オフセット推定部は、次の式（Ｃ）により全体プリアンブルから前記周波数オフセットを推定することを特徴とする請求項１ないし３のうちいずれか一項に記載の非同期検波装置：
   

   

   
   ここで、Ｙ_１は、前記周波数オフセット、ｐ［ｎ］は、時間０から受信されたプリアンブル信号、Ｊは、プリアンブル信号のビット数、Ｎは、前記擬似乱数コード長、ｂ_ｍ［ｋ］は、ｍ番目ビットに対する前記相関シーケンスのｋ番目成分、ω_０は、搬送波周波数オフセット、Ｔ_ｃは、チップの持続期間、そして、η_５は、ノイズ成分である。
5. 前記相関部は、
   受信信号を擬似乱数コード長に既定の値を加えて得られた遅延値に該当するチップほど遅延させて遅延信号を出力する遅延部と、
   前記遅延信号の共役複素値をとって出力する共役複素値算出部と、
   前記共役複素値算出部から出力される信号と前記受信信号とを乗算して差分位相信号を出力する第１乗算部と、
   前記差分位相信号の少なくとも一部成分が保存されるバッファ部と、
   前記差分位相信号の各成分に前記受信信号に対応する相関シーケンスの対応する成分を乗算して出力する相互相関部と、
   前記相互相関部から出力されるそれぞれの乗算値を合算して出力する合算部と、を備えることを特徴とする請求項１ないし３のうちいずれか一項に記載の非同期検波装置。
6. 前記相関シーケンスは、次のように定義されることを特徴とする請求項１ないし３のうちいずれか一項に記載の非同期検波装置：
   

   

   
   
   ここで、Ｂ_ｍは、前記相関シーケンス、ｃ_ｉは、ＰＮコードのｉ番目要素の双極子バージョン、そして、Ｅ［ｍ−１］は、前記受信信号以前に受信された信号の原信号である。
7. （ａ）受信信号を擬似乱数コード長に既定の値を加えて得られた遅延値に該当するチップほど遅延させて得られた第１遅延信号の共役複素値と、前記受信信号とを乗算して第１差分位相信号を獲得し、前記第１差分位相信号の各成分に前記受信信号に対応する第１相関シーケンスの対応する成分を乗算して得られた結果値を合算して相関信号を出力する段階と、
   （ｂ）前記相関信号のうち、前記受信信号のプリアンブル区間に対応する相関信号を累積的に合算した値に基づいて周波数オフセットを推定する段階と、
   （ｃ）前記推定された周波数オフセットと前記相関信号のうち、受信信号のＰＨＹペイロード区間に対応する相関信号を乗算した結果値の実数値の大きさに基づいて、前記受信信号から原信号を検出する段階と、を含むことを特徴とする非同期検波方法。
8. 前記（ｃ）段階で、次の式（Ａ）により前記原信号を検出することを特徴とする請求項７に記載の非同期検波方法：
   

   

   
   ここで、
   

   

   は、ＰＨＹプロトコルデータユニットのｍ番目ビットに該当する前記受信信号に対応する原信号、Ａ_１は、前記相関信号、そして、Ｙ_１は、前記周波数オフセットである。
9. 前記（ｃ）段階で、次の式（Ｂ）により前記原信号を検出することを特徴とする請求項７に記載の非同期検波方法：
   

   

   
   ここで、
   

   

   は、ＰＨＹプロトコルデータユニットのｍ番目ビットに該当する前記受信信号に対応する原信号、Ａ_１は、前記相関信号、ｑ｛・｝は、それぞれのレベルが１，−１，ｊ及び−ｊである近似方式を表す４レベル量子化関数、そして、Ｙ_１は、前記周波数オフセットである。
10. 前記（ｂ）段階で、次の式（Ｃ）により全体プリアンブルから前記周波数オフセットを推定することを特徴とする請求項７ないし９のうちいずれか一項に記載の非同期検波方法：
    

    

    
    ここで、Ｙ_１は、前記周波数オフセット、ｐ［ｎ］は、時間０から受信されたプリアンブル信号、Ｊは、プリアンブル信号のビット数、Ｎは、前記擬似乱数コード長、ｂ_ｍ［ｋ］は、ｍ番目ビットに対する前記相関シーケンスのｋ番目成分、ω_０は、搬送波周波数オフセット、Ｔ_ｃは、チップの持続期間、そして、η_５は、ノイズ成分である。
11. 前記（ａ）段階は、
    （ａ１）受信信号を擬似乱数コード長に既定の値を加えて得られた遅延値に該当するチップほど遅延させて、遅延信号を出力する段階と、
    （ａ２）前記遅延信号の共役複素値と前記受信信号とを乗算して、差分位相信号を出力する段階と、
    （ａ３）前記差分位相信号の各成分に、前記受信信号に対応する相関シーケンスの対応する成分を乗算する段階と、
    （ａ４）前記それぞれの乗算値を合算して出力する段階と、を含むことを特徴とする請求項７ないし９のうちいずれか一項に記載の非同期検波方法。
12. 前記相関シーケンスは、次のように定義されることを特徴とする請求項７ないし９のうちいずれか一項に記載の非同期検波方法：
    

    

    
    ここで、Ｂ_ｍは、前記相関シーケンス、ｃ_ｉは、ＰＮコードのｉ番目要素の双極子バージョン、そして、Ｅ［ｍ−１］は、前記受信信号以前に受信された信号の原信号である。
13. 請求項７ないし９のうちいずれか一項に記載の非同期検波方法をコンピュータで実行させるためのプログラムを記録した、コンピュータで読み取り可能な記録媒体。

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