CN106789799B - 一种适用于ieee802.15.4的非相干bpsk接收方法 - Google Patents

Abstract

一种适用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收机，接收的数据帧由四个字节的前导码、一个字节的帧起始分隔符、一个字节的物理帧头和若干字节的物理层服务数据单元组成，其中前导码和帧起始分隔符分别用于进行数据的位同步和字节同步，物理帧头用于表征物理层数据服务单元的长度。首先，接收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息；其次，根据帧起始分隔符和物理帧头定位物理层服务数据单元，对物理层服务数据单元进行处理以供检测判决使用；最后，借助从前导码提取的频率偏移信息对处理后的物理层数据服务单元进行检测判决。本发明适用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收机，工作在868/915/950‑MHz频段上，具有低计算复杂度和高可靠性的特点。

Description

一种适用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收方法

技术领域

本发明涉及通信信号检测技术领域，具体的说是一种适用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收方法。

背景技术

IEEE 802.15.4是ZigBee，WirelessHART等规范的基础，描述了低速率无线个人局域网的物理层和媒体接入控制协议。其最初工作在868/915MHz、2.4GHz的ISM频段上，数据传输速率最高可达250kbps。低功耗、低成本的优点使它在数据采集、处理与分析，远程控制精作农业自动化、环境保护和监测等众多领域获得了广泛应用。在2011年公布的最新标准中，又加入了314–316MHz,430–434MHz,779–787MHz和950–956MHz工作频段。

如图1所示，802.15.4协议在不同载波频段上采用调制方式和数据传输速率不同。在四个典型的频段总共提供48个信道：868MHz频段1个信道，915MHz频段10个信道，2450MHz频段16个信道，950MHz频段21个信道。如图2所示，在868/915/950-MHz频段上，信号处理过程相同，只是数据速率不同。发送方首先将物理层数据协议单元(PPDU)的二进制数据差分编码，然后再将差分编码后的每一以位转换为长度为15的片序列，最后使用BPSK调制到信道上。差分编码是将数据的每一个原始比特与前一个差分编码生成的比特进行异或运算：

其中E_n是差分编码的结果，R_n为要编码的原始比特，E_n-1是上一次差分编码的结果。对每个发送的数据包，R₁是第一个原始比特，计算E₁时假定E₀＝0。差分解码过程与编码过程类似：

对每个接收到的数据包，E₁为第一个需要解码的比特，计算E₁时假定E₀＝0。如图3所示，差分编码后的每个比特被转换为长度为15的片序列。扩频后的序列使用BPSK调制方式调制到载波上。

如图4所示，IEEE 802.15.4协议物理层数据帧结构的第一个字段是四个字节的前导码，收发器在接收前导码期间，会根据前导码序列的特征完成片同步和符号同步。帧起始分隔符(SFD)字段长度为一个字节，其值固定为0xA7，表示为一个物理帧的开始，收发器接收完成前导码后只能做到数据的位同步，通过搜索SFD字段的值0xA7才能同步到字节上。帧长度由一个字节的低7位表示，其值就是物理帧负载的长度，因此物理帧负载的长度不会超过127个字节。物理帧的负载长度可变，称之为物理层服务数据单元(PSDU)，一般用来承载MAC帧。

如图5所示为现有技术中868/915/950-MHz频段现有技术典型的复基带非相干接收机，在对前导码进行处理时，即1≤m≤J-1时，开关1闭合，开关2向下断开，此时可得到

在对PSDU进行检测判决时，即m≥J时，开关1断开，开关向上闭合，

对A₀[m]进行补偿后判决。用

表示接收的复基带采样信号，其中s(k)为待检测的发送数据，s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，T_c表示扩频码码片周期，η₀(k)为复基带加性高斯白噪声。则图5所示的检测过程可归纳为：

步骤一、利用32个比特的前导码提取频率偏移信息：

其中，J表示前导码的比特总数量，J＝32，N表示扩频长度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前导码的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，(·)^*表示取共轭运算，η₁表示所有的噪声项。

步骤二、对PSDU的信道接收数据进行比特级差分处理：

其中，r[n+Nm]表示PSDU的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪声项，E[m]表示发送的第m个比特数据。

步骤三、利用步骤一中提取的频偏偏移信息进行检测判决：

其中，

表示接收端判决得到的第m个比特数据，Re(·)表示取实部运算。

如上所述，现有的复基带非相干接收机的不足之处是：由于使用式(1)来提取频率偏移信息，用式(2)来对PSDU的信道接收数据进行差分处理，因此Y₀和A₀[m]中包含的频率偏移量都为

故在式(3)中必须先对Y₀取共轭运算(即要将Y₀中的有用信息

变为

)后才能对A₀[m]进行频率频率补偿。802.15.4网络MAC层采用循环冗余校验(CRC)来判断传输帧的正确性，自动请求重传(ARQ)协议据此确定传输帧是否需要重传，而没有采用前向纠错(FEC)机制。在信道条件较差时，同一数据帧可能经过多次重传才能成功接收，则对Y₀取共轭运算也要进行多次。如果数据量巨大则多次重传所导致的大量共轭运算也将消耗可观的能量，这会降低能量供给匮乏的802.15.4网络的使用寿命。

发明内容

为了解决现有技术中的不足，本发明提供一种适用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收方法，工作在868/915/950-MHz段上，具有低计算复杂度和高可靠性的特点。

为了实现上述目的，本发明采用的具体方案为：

一种适用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收方法，接收的数据帧由四个字节的前导码、一个字节的帧起始分隔符、一个字节的物理帧头和若干字节的物理层服务数据单元组成，其中前导码和帧起始分隔符分别用于进行数据的位同步和字节同步，物理帧头用于表征物理层数据服务单元的长度。首先，接收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息；其次，根据帧起始分隔符和物理帧头定位物理层服务数据单元，对物理层服务数据单元进行处理以供检测判决使用；最后，借助从前导码提取的频率偏移信息对处理后的物理层数据服务单元进行检测判决。

作为一种优选方案，所述接收机接收的复基带采样信号表示为：

其中s(k)为待检测的发送数据，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，T_c表示扩频码码片周期，η₀(k)为复基带加性高斯白噪声，则具体步骤如下：

步骤一、接收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息，前导码共四个字节，即32位，计算方法为：

其中，J表示前导码的比特总数量，J＝32，N表示扩频长度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前导码的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，(·)^*表示取共轭运算，η₃表示所有的噪声项；

步骤二、对物理层服务数据单元进行差分处理：

其中，r[n+Nm]表示物理层服务数据单元的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪声项，E[m]表示发送的第m个比特数据；

步骤三、根据步骤一中提取的频率偏移信息对骤二中得到的A₀[m]进行频率补偿后对物理层服务数据单元数据进行检测判决：

其中，

表示接收机检测得到的第m个比特数据，Re(·)表示取实部运算；

步骤四、检测结束后将接收到的物理层服务数据单元数据传送给MAC层。

作为一种优选方案，所述接收机接收的复基带采样信号表示为：

其中s(k)为待检测的发送数据，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，T_c表示扩频码码片周期，η₀(k)为复基带加性高斯白噪声，则具体步骤如下：

步骤一、收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息，前导码共四个字节，即32位，计算方法为：

其中，J表示前导码的比特总数量，J＝32，N表示扩频长度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前导码的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，(·)^*表示取共轭运算，η₁表示所有的噪声项；

步骤二、对物理层服务数据单元进行差分处理：

其中r[n+Nm]表示物理层服务数据单元的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，E[m]表示发送的第m个比特数据，η₄[m]表示所有的噪声项；

步骤三、根据步骤一中提取的频率偏移信息对骤二种得到的A₀[m]进行频率补偿后对物理层服务数据单元数据进行检测判决：

其中，

表示接收机检测得到的第m个比特数据，Re(·)表示取实部运算。

有益效果：

1、本发明的两种工作模式均具有更低的计算复杂度。首先，现有技术中的非相干接收机分别采用p[n+Nm]·p^*[n+N(m-1)]和r[n+Nm]·r^*[n+N(m-1)]方式对前导码和PSDU的信道接收数据进行处理，故在Y₀和A₀[m]中得到的频率偏移量都为

此后必须对Y₀进行共轭处理得到

后才能对A₀[m]中的频率偏移量

进行修正处理；而本发明的第一种工作模式里步骤一中采用p^*[n+Nm]·p[n+N(m-1)]的方式对前导码的信道接收数据进行处理，故能在Y₀中直接得到

因此在步骤三中无需对Y₀进行共轭处理，可直接用Y₀对A₀[m]进行修正。与现有技术相对比，p[n+Nm]·p^*[n+N(m-1)]和p^*[n+Nm]·p[n+N(m-1)]的实现复杂度相当，而本发明的第一重工作模式在步骤三中不需对Y₀进行共轭处理，故整体计算复杂度得到降低。其次，本发明的第二种工作模式里步骤二中对PSDU的信道接收数据的处理方式为r^*[n+Nm]·r[n+N(m-1)]，故在A₀[m]中形成的干扰频率偏移量为

Y₀中包含的频率偏移量为

因此在步骤三中无需对Y₀进行共轭处理，可直接用Y₀对A₀[m]进行修正。与现有技术相对比，r[n+Nm]·r^*[n+N(m-1)]和r^*[n+Nm]·r[n+N(m-1)]的实现复杂度是相当的，而在步骤三中不需对Y₀进行共轭处理，因此整体计算复杂度得到降低；

2、本发明的两种工作模式均不会降低检测性能，从理论上讲，本发明的两种工作模式在Y₀和A₀[m]中形成的噪声项的统计特性和现有技术是完全相同的，在步骤三中采用的判决方案也保持这种统计特性不改变，因此与现有技术相比其检测性能不会发生降低；

3、本发明能够延长IEEE 802.15.4网络的使用寿命。因为IEEE802.15.4网络大多为低速率、低功耗的网络，所以其硬件设备(全功能设备或者精简功能设备)的能源供给都较低，本发明以更低计算的复杂度实现了相同的检测性能，因此在信道条件较差，每帧数据需多次重传才能成功接收且数据量巨大的场景下能节约可观的能量，从而延长IEEE802.15.4网络的使用寿命。

附图说明

图1为IEEE 802.15.4协议物理层四个频段基本特性图；

图2为IEEE 802.15.4协议868/915/950-MHz频段物理层数据发送过程图；

图3为IEEE 802.15.4协议868/915/950-MHz频段扩频映射方式图；

图4为IEEE 802.15.4协议物理层帧结构图；

图5为IEEE 802.15.4协议868/915/950-MHz频段现有技术中典型的复基带非相干接收机图；

图6为本发明公布的接收机的第一种工作模式图；

图7为本发明公布的接收机的第二种工作模式图；

图8为传统接收机和本发明公布的接收机的检测性能比较图。

具体实施方式

下面根据附图具体说明本发明的实施方式。

一种适用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收方法，接收的数据帧由四个字节的前导码、一个字节的帧起始分隔符、一个字节的物理帧头和若干字节的物理层服务数据单元组成，其中前导码和帧起始分隔符分别用于进行数据的位同步和字节同步，物理帧头用于表征物理层数据服务单元的长度。首先，接收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息；其次，根据帧起始分隔符和物理帧头定位物理层服务数据单元，对物理层服务数据单元进行处理以供检测判决使用；最后，借助从前导码提取的频率偏移信息对处理后的物理层数据服务单元进行检测判决。

如图6所示，作为一种优选方案，本发明所述接收机的第一种工作模式为：在对前导码进行处理，即1≤m≤J-1时，双向开关1和2向下闭合，开关3闭合，开关4向下断开，此时可得到Y₀。在对PSDU进行检测判决，即m≥J时，双向开关1和2向上闭合，开关3断开，开关4向上闭合，直接用Y₀对A₀[m]进行补偿后判决。检测判决过程归纳如下：

所述接收机接收的复基带采样信号表示为：

其中s(k)为待检测的发送数据，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，T_c表示扩频码码片周期，η₀(k)为复基带加性高斯白噪声，则具体步骤如下：

步骤一、接收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息，前导码共四个字节，即32位，具体的计算方法为：

其中，J表示前导码的比特总数量，J＝32，N表示扩频长度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前导码的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，(·)^*表示取共轭运算，η₃表示所有的噪声项；

步骤二、对物理层服务数据单元进行差分处理，具体的计算过程为：

其中，r[n+Nm]表示物理层服务数据单元的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪声项，E[m]表示发送的第m个比特数据；

步骤三、根据步骤一中提取的频率偏移信息对骤二中得到的A₀[m]进行频率补偿后对物理层服务数据单元数据进行检测判决：

其中，

表示接收机检测得到的第m个比特数据，Re(·)表示取实部运算；

步骤四、检测结束后将接收到的物理层服务数据单元数据传送给MAC层。

如图7所示，作为一种优选方案，本发明所述接收机的第二种工作模式为：在对前导码进行处理，即1≤m≤J-1时，双向开关1和2向上闭合，开关3闭合，开关4向下断开，此时可得到Y₀。在对PSDU进行检测判决，即m≥J时，双向开关1和2向下闭合，开关3断开，开关4向上闭合，直接用Y₀对A₀[m]进行补偿后判决。检测判决过程归纳如下：

所述接收机接收的复基带采样信号表示为：

其中s(k)为待检测的发送数据，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，T_c表示扩频码码片周期，η₀(k)为复基带加性高斯白噪声，则具体步骤如下：

步骤一、收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息，前导码共32位，具体的计算过程为为：

其中，J表示前导码的比特总数量，J＝32，N表示扩频长度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前导码的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，(·)^*表示取共轭运算，η₁表示所有的噪声项；

步骤二、对物理层服务数据单元进行差分处理，具体的计算过程为：

其中r[n+Nm]表示物理层服务数据单元的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，E[m]表示发送的第m个比特数据，η₄[m]表示所有的噪声项；

步骤三、根据步骤一中提取的频率偏移信息对骤二种得到的A₀[m]进行频率补偿后对物理层服务数据单元数据进行检测判决：

其中，

表示接收机检测得到的第m个比特数据，Re(·)表示取实部运算；

步骤四、检测结束后将接收到的物理层服务数据单元数据传送给MAC层。

本发明的理论依据阐述如下。

首先，IEEE 802.15.4协议868/915/950-MHz频段物理层采用的BPSK调制，其发送的双极性扩频码码片数据取值范围为s(k)∈{+1,-1}。由于前导码为32个比特的全零序列)，因此s(k)·s^*(k-N)＝s^*(k)·s(k-N)＝1。可见，本发明公布方案的第一种工作模式通过公式(4)对前导码的信道接收数据进行处理后，只是将现有技术Y₀中的

项变为了

没有对A₀[m]做任何改变，故可直接用Y₀对A₀[m]进行修正，完全不影响对PSDU有用数据的正常检测判决。

其次，由于s(k)∈{+1,-1}，故有s(k)·s^*(k-N)＝s^*(k)·s(k-N)＝s(k)·s(k-N)∈{+1,-1}。可见，本发明公布方案的第二种工作模式通过公式(8)对PSDU的信道接收数据进行处理后，只是将现有技术A₀[m]中的

项变为了

没有对Y₀做任何改变，故可直接用Y₀对A₀[m]进行修正，完全不影响对PSDU有用数据的正常检测判决。

最后，分别将现有技术Y₀和A₀[m]中的

项变为了

故本发明公布方案的两种工作模式在步骤三中可以采用与传统接收机完全相同的判决方法。

如图8所示，对现有技术中的接收机及本发明所述接收机的两种工作模式进行仿真。仿真中采用的载波频率为924MHz，频率偏移为80ppm，相位偏移θ在(0，2π]内服从均匀分布，PSDU的数据长度为20个字节，每个信噪比下至少采集3000帧错误。由仿真结果可见，本发明公布的接收机两种工作模式的检测性能与传统接收机完全相同。

Claims (1)

1.一种适用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收方法，接收的数据帧由四个字节的前导码、一个字节的帧起始分隔符、一个字节的物理帧头和若干字节的物理层服务数据单元组成，其中前导码和帧起始分隔符分别用于进行数据的位同步和字节同步，物理帧头用于表征物理层数据服务单元的长度，其特征在于：首先，接收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息；其次，根据帧起始分隔符和物理帧头定位物理层服务数据单元，对物理层服务数据单元进行处理以供检测判决使用；最后，借助从前导码提取的频率偏移信息对处理后的物理层数据服务单元进行检测判决；

所述接收机接收的复基带采样信号表示为：

其中s(k)为待检测的发送数据，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，T_c表示扩频码码片周期，η₀(k)为复基带加性高斯白噪声，则具体步骤如下：

步骤一、接收机对接收的数据帧的前导码进行处理，获取频率偏移信息，前导码共四个字节，即32位，计算方法为：

其中，J表示前导码的比特总数量，J＝32，N表示扩频长度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前导码的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，(·)^*表示取共轭运算，η₃表示所有的噪声项；

步骤二、对物理层服务数据单元进行差分处理：

其中，r[n+Nm]表示物理层服务数据单元的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪声项，E[m]表示发送的第m个比特数据；

步骤三、根据步骤一中提取的频率偏移信息对骤二中得到的A₀[m]进行频率补偿后对物理层服务数据单元数据进行检测判决：

其中，

表示接收机检测得到的第m个比特数据，Re(·)表示取实部运算；

步骤四、检测结束后将接收到的物理层服务数据单元数据传送给MAC层。

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