JP2012503961A - オープンデルタｈブリッジ駆動高効率無鉄永久磁石機のための予測パルス幅変調 - Google Patents

Abstract

本方法及びシステムの実施態様は、電機パラメータを決定する段階と、予測デューティサイクル変調における電機パラメータを入力する段階と、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのためのパルス幅変調の最適な極性を決定する段階と、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのためのパルス幅変調の最適な形式を決定する段階とを具備するパルス幅変調の極性及び形式の最適選択を決定する効果的な方法を可能としている。

Description

本願発明は、パルス幅変調の極性及び形式の最適選択を実現するために必要とされる電機（machine）パラメータを利用する方法及びシステムに関する。さらに本願発明は、具体的には、パルス幅変調の大きさ（magnitude）と、パルス幅変調のパルス幅とを決定するために電機パラメータを用いる予測デューティサイクルを使用する方法及びシステムに関するもので、パルス幅変調のパルス幅は、ある運転状況における波形とパルス幅変調の極性とを生成する際に必要となる。

本願発明は、ＤＡＢＯＵＳＳＩにより“オープンデルタＨブリッジ駆動高効率無鉄Ｐ．Ｈ．メータのための予測ＰＷＭ”という発明の名称で２００８年９月２３日に出願された米国仮出願第６１／１９４，１０２の優先権を主張し、その全体の内容は、引用によってここに組み込まれる。

永久磁石機（permanent magnet machine）は、永久磁石回転子によって発生する場に電磁場を与えることによって回転装置に対し電力が供給される交流（ＡＣ）モータの一種である。ＡＣ永久磁石機を制御するには、回転子永久磁石（ＰＭ）によって発生する磁場の絶対位置は、常に把握している必要がある。磁石の位置は、目的とするトルクを発生させるのに必要な電機の固定子電流値を決定するために重要なものである。上記動作は、固定子電流整流として知られている。磁石は固定子に対して回転をしているので、磁石の位置は、回転子の絶対角度位置を計測することによって算出することができる。レゾルバや光学エンコーダのような絶対位置センサは、一般的に電機回転子の絶対角度位置を計測することを目的として使用される。

Ｈブリッジ形態は、オープンデルタ永久磁石機、及び他の形式の電機を駆動するために一般的に用いられる。Ｈブリッジは、どちらの向きにも電圧を印加することができる電気回路である。“Ｈブリッジ”という用語は、図１Ａに図示されるように、その回路の典型的図形表現に由来している。Ｈブリッジは、４つのスイッチから構成される。スイッチは、半導体又は機械式であってもよい。図１Ｂに図示されるように、スイッチＳ１・Ｓ４が閉、スイッチＳ２・Ｓ３が開である時、正の電圧がモータに印加される。しかしながら、スイッチＳ１・Ｓ４が開、スイッチＳ２・Ｓ３が閉となることによって（図１Ｃ）、上記電圧は、モータを逆方向に動作させるべく逆向きに印加される。Ｈブリッジ配置は、モータの極性を逆にして用いてもよいし、モータの端子を短絡させてモータを停止するためにも用いてもよい。

永久磁石（ＰＭ）機を駆動するためにＨブリッジを用いる主な利点のひとつは、パルス変調された電力段の脈動電圧波形であるモータ巻線におけるリップル電流を低減することにある。リップル電流は、他の電源に由来する電力供給の直流出力における小さくて望ましくない残余の周期的変化である。Ｈブリッジを有する永久磁石（ＰＭ）機を駆動することで得られる別の利点は、Ｈブリッジが標準的な３相インバータによってもたらされる１２０度の限界を超えた電流波形を生成することができるより高い自由度を有していることにある。

電流を適切に制御し、且つ電流波形における調波成分を最小化するためには、ロバストな制御を行う必要がある。Ｈブリッジ制御の問題のひとつは、電機のリップル電流を低減させるためにユニポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）を用いなければならないことである。ユニポーラＰＷＭを用いると、バイポーラＰＷＭと比べた場合にリップル電流を５０％削減することが可能である。電機の起電力電圧が端子電圧と異なる極性となる移行期間にユニポーラＰＷＭを使用する場合は、ユニポーラＰＷＭとバイポーラＰＷＭを組み合わせて用いなければならない。さもなければ、電流ひずみが発生する。従来の先行技術は、電流波形の符号に基づいてユニポーラ又はバイポーラＰＷＭのどちらかを単に選択しているだけである。従来の提案では、電機内部で温度上昇を引き起こす追加調波（additional harmonics）を電流波形に引き起こしてしまう。

本方法及びシステムは、ユニポーラ又はバイポーラＰＷＭを用いるべき時期を適切に決定することによって、且つ電機の温度測定と、電機パラメータと、動作状況と、電機巻線の力学モデルとを用いることによってパルス幅変調の発生を最適化する。

本願発明の実施態様は、電機モータを駆動するために用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅の決定を可能とする予測デューティサイクルを決定するためのコンピュータ実行方法に関する。該方法は、電機パラメータを決定する段階と、予測デューティサイクル変調における電機パラメータを入力する段階と、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのためのパルス幅変調の最適な極性を決定する段階と、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのためのパルス幅変調の最適な形式を決定する段階とを具備する。

本願発明の実施態様は、電機モータを駆動するために用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅の決定を可能とする予測デューティサイクルを決定するためのシステムに関する。該システムは、電機パラメータを決定する手段と、予測デューティサイクル変調における電機パラメータを入力する手段と、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのためのパルス幅変調の最適な極性を決定する手段と、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのためのパルス幅変調の最適な形式を決定する手段とを含む。

本願発明の実施態様は、さらに電機モータを駆動するために用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅の決定を可能とする予測デューティサイクルを決定するためのコンピュータ読み取り可能なメディアに関する。該メディアは、電機パラメータを決定する手段と、予測デューティサイクル変調における電機パラメータを入力する手段と、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのためのパルス幅変調の最適な極性を決定する手段と、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのためのパルス幅変調の最適な形式を決定する手段とを含む。

電機モータを駆動するために用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅の決定を可能とする予測デューティサイクルを決定するための上記方法は、予測デューティサイクルの形式がユニポーラ又はバイポーラのうちの一つであること、及びパルス幅変調の発生アルゴリズムが

であることを含んでもよい。上記数式において、Ｅ_ｅｍｆ(Ｔ_{ｍａｇｎｅｔ}, ｒｐｍ)は磁石の温度及び速度を引数とする関数として表わされる電機の逆起電力、θ_{ｅｌｅｃｔ}は特定デューティサイクルの間における電機の電気角、Ｉ_ｒｅｆは基準電流の入力量（すなわちプロセッサが特定デューティサイクルから取り出したい電流の総量）、Ｒ_ｓは電機の相抵抗（phase resistance）（既知の入力パラメータ）、Ｔ_{ｗｉｎｄｉｎｇ}はコイル内の巻線の温度（既知の入力パラメータ）、Ｌはインダクタのインダクタンス（既知の入力パラメータ）、Ｖｂｕｓはインバータの供給電圧（アナログ−デジタル変換によって計測される量）である。

電機モータを駆動するために用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅の決定を可能とする予測デューティサイクルを決定するためのシステムは、予測デューティサイクルの形式がユニポーラ又はバイポーラのうちの一つであること、及びパルス幅変調の発生アルゴリズムが

であることをさらに含んでもよい。上記数式において、Ｅ_ｅｍｆ(Ｔ_{ｍａｇｎｅｔ}, ｒｐｍ)は磁石の温度及び速度を引数とする関数として表わされる電機の逆起電力、θ_{ｅｌｅｃｔ}は特定デューティサイクルの間における電機の電気角、Ｉ_ｒｅｆは基準電流の入力量（すなわちプロセッサが特定デューティサイクルから取り出したい電流の総量）、Ｒ_ｓは電機の相抵抗（既知の入力パラメータ）、Ｔ_{ｗｉｎｄｉｎｇ}はコイル内の巻線の温度（既知の入力パラメータ）、Ｌはインダクタのインダクタンス（既知の入力パラメータ）、Ｖｂｕｓはインバータの供給電圧（アナログ−デジタル変換によって計測される量）である。

電機モータを駆動するために用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅の決定を可能とする予測デューティサイクルを決定するためのコンピュータ読み取り可能なメディアは、予測デューティサイクルの形式がユニポーラ又はバイポーラのうちの一つであること及びパルス幅変調の発生アルゴリズムが

であることをさらに含んでもよい。上記数式において、Ｅ_ｅｍｆ(Ｔ_{ｍａｇｎｅｔ}, ｒｐｍ)は磁石の温度及び速度を引数とする関数として表わされる電機の逆起電力、θ_{ｅｌｅｃｔ}は特定デューティサイクルの間における電機の電気角、Ｉ_ｒｅｆは基準電流の入力量（すなわちプロセッサが特定デューティサイクルから取り出したい電流の総量）、Ｒ_ｓは電機の相抵抗（既知の入力パラメータ）、Ｔ_{ｗｉｎｄｉｎｇ}はコイル内の巻線の温度（既知の入力パラメータ）、Ｌはインダクタのインダクタンス（既知の入力パラメータ）、Ｖｂｕｓはインバータの供給電圧（アナログ−デジタル変換によって計測される量）である。

本願発明は、好適な実施態様を介して記載され、以下の図面が添付される。

Ｈブリッジの一般的構造の配置図である。 ある基本状態におけるＨブリッジの配置図である。 別の基本状態におけるＨブリッジの配置図である。 本願発明の一実施態様に従ってモータで使用される磁石の配置図である。 本願発明の一実施態様におけるシステムの処理のブロック図である。 本願発明の一実施態様に関するデューティサイクルのグラフ図である。 ３相オープンデルタ電機モデルの回路図である。 電機の端子の拡大図である。 予測デューティサイクルの符号及び形式を決定するためのブロック図である。 デューティサイクルのための最適なパルス幅変調の決定のフローチャートである。

出願人は、ユニポーラ又はバイポーラパルス幅変調のどちらを用いるべきかを適切に決定することによって、パルス幅変調の発生を最適化する方法及びシステムを見出した。さらに、本方法及びシステムは、ユニポーラ又はバイポーラパルス幅変調のどちらを用いるべきかを決定するための予測法を用いる。本予測手法は、電機の温度測定、電機パラメータ、動作状況、電機巻線の力学モデルなどの要素に基づく。

本方法及びシステムにおいてモータ／発電機の好適な実施形態を図２に図示す。本方法及びシステムのモータ／発電機は、とりわけ、無鉄（ironless）回転子磁石２０２・２０４、及び固定子２０６を具備している。

図３は、パルス幅変調モジュール３０６へ情報を送るデューティサイクル予測モジュール３０４を有するプロセッサ３０２を含む本願発明の一実施形態のブロック図を図示している。上記パルス幅変調モジュール３０６は、永久磁石機３０８のためのパルスを切り替える。

図４は、本方法及びシステムの一実施形態に関するデューティサイクルのグラフ図を示す。図４は、一例として、いつデューティサイクルがユニポーラとなっているか、どのようにして電機及びプロセッサがデューティサイクルにおいてユニポーラ正パルス又はユニポーラ負パルスを用いる時期を決定しているかを表わしている。上記グラフ図は、電機起電力電圧が端子電圧と異なる極性を有する移行期間も示している。ユニポーラ及びバイポーラパルス幅変調の組み合わせは、電流ひずみを解消するために適用するべきである。

図５Ａは、他の構成も考えられるが、３つの電源Ｅ_ａ・Ｅ_ｂ・Ｅ_ｃ、３つの抵抗Ｒ_ａ・Ｒ_ｂ・Ｒ_ｃ、及び３つのインダクタＬ_ａ・Ｌ_ｂ・Ｌ_ｃの配置図を含む３相オープンデルタ構成電機モデルを示す。電流ｉ_ａ・ｉ_ｂ・ｉ_ｃの各々の位相も、図５Ａで図示される電機モデルにて表わされている。上記電機モデルは、３つの巻線が全て一点に接続されているわけではないので、オープンデルタ構成を想定している。上記電機は、モータの移動量を表わすデジタル信号を受信することが可能である。例えば、永久磁石機の場合、上記モータは、電流ベクトルを非常に大きな直流電流値に設定しているモータによって回転が始まる。電流ベクトルを大きな定数の値に設定すると、電流ベクトルを使ってモータの磁界ベクトルを調整することが可能となる。上記の初期状態において、モータのトルク角はほぼゼロである。

図５Ｂは、電力段５０４にてＨブリッジによって駆動される端子を表わしている電機の端子の拡大図である。上記電力段５０４は、Ｈブリッジに４つのスイッチＳ１・Ｓ２・Ｓ３・Ｓ４を具備している。従って、上記電機は、モータが３相であるため６つのスイッチング極（switching pole）を有していると言える。図５Ｂは、供給電圧Ｖｂｕｓ及びコンデンサＣも記載している。

図６は、符号とデューティサイクルの極性に基づき、どのスイッチング極に切り替える必要があるかを決定するためのブロック図を記載している。上記は、アルゴリズム

を解くことによってプロセッサにより実現される。

Ｅ_ｅｍｆ(Ｔ_{ｍａｇｎｅｔ}, ｒｐｍ)は、磁石の温度及び速度を引数とする関数として表わされる電機の逆起電力である。
θ_{ｅｌｅｃｔ}は、特定デューティサイクルの間における電機の電気角である。
Ｉ_ｒｅｆは、基準電流の入力量であるとともに、プロセッサが特定デューティサイクルから取り出したい電流の総量である。
Ｒ_ｓは、電機の相抵抗であるとともに、既知の入力パラメータである。
Ｔ_{ｗｉｎｄｉｎｇ}は、コイル内の巻線の温度であるとともに、既知の入力パラメータである。
Ｌは、インダクタのインダクタンスであるとともに、既知の入力パラメータである。
Ｖｂｕｓは、インバータの供給電圧であるとともに、アナログ−デジタル変換によって計測される量である。いくつか又は全ての入力パラメータ／入力量は、上記電機の動作中に計測されなければならないわけではない。むしろ、動作前に既知のものとなっていることがある。電機の動作前に不明なパラメータは、動作中に計測してもよい。

上述のアルゴリズムｄ_{ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ}の出力の符号（＋又は−）は、どのスイッチング極に切り替える必要があるかを決定する。ｄ_{ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ}が正値である場合、パルス幅変調はユニポーラの正の値となる。つまり、Ｓ４がＯＮのままＳ３がＯＦＦのままである一方、Ｓ１及びＳ２がＯＮに切り替わることで正方向に電流が流れるようになる。ｄ_{ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ}が負値である場合、パルス幅変調はユニポーラの負の値となる。つまり、Ｓ２がＯＮのままＳ１がＯＦＦのままである一方Ｓ３及びＳ４がＯＮに切り替わることで負方向に電流が流れるようになる。

図６にて図示されているが、ひとたび上記プロセッサがパラメータ６０２を予測デューティサイクル６０４に入力すると、上記アルゴリズムは予測デューティサイクルの符号６０６とデューティサイクルの極性を決定するｄ_{ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ}６０８の値とを決定することができる。さらに、上記プロセッサは、Ｐ１レギュレータ６１０を実装された電流補正量内に制限されるように予測デューティサイクルを決定する。すなわち、モータ中の実電流６１４がプロセッサが特定デューティサイクルから取り出したい基準電流６１２に近い値となるように予測デューティサイクルを決定する。以上により、上記電機のリップル電流を低減し、その結果として上記電機モータはより効率的に動作する。

図７は、本方法及びシステムの一実施形態における永久磁石機のトルクを最適化するためのフローチャートを示す。ステップ７０２において、電機パラメータを決定する。上記パラメータは、電機動作前の既知の値であってもよい、及び／又は電機動作中に計測されたパラメータであってもよい。次に、ステップ７０４において、電機パラメータをデューティサイクル予測モジュールに入力する。その結果、ステップ７０６において、パルス幅変調の最適な極性を、上記された数式であるパルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルのために決定する。最後に、ステップ７０８において、パルス幅変調の最適な形式を、パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく予測デューティサイクルために決定する。

上記方法及びシステムは、永久磁石機における実装を目的として記載しているが、上記システム、方法、及びコンピュータ読み取り可能なメディアは、速度に比例する逆起電力を有する如何なる形式のモータを用いてもよい。

それ故、現時点でも十分評価されてもよい本方法及びシステムの実施形態に従って、上記方法、システム、及びコンピュータ読み取り可能なメディアは、パルス幅変調の極性及び形式の最適選択を決定するための非常に効果的な方法を提供する。

好適な実施形態を介して方法及びシステムが記載されている。ただし、添付の特許請求の範囲及び法的に均等なものによって定義されている上記方法及びシステムの本質から逸脱しない様々な変形を成すことが可能である。

３０２ プロセッサ
３０４ デューティサイクル予測モジュール
３０６ パルス幅変調モジュール
３０８ 永久磁石機

Claims (9)

1. 電機モータを駆動するのに用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅を決定することができる予測デューティサイクルを決定する方法であって、
   一又は二以上の電機パラメータを決定する段階と、
   前記電機パラメータを予測デューティサイクルモジュールに入力する段階と、
   前記パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく前記予測デューティサイクルのための前記パルス幅変調の最適な極性を決定する段階と、
   前記パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく前記予測デューティサイクルのための前記パルス幅変調の最適な形式を決定する段階と
   を具備することを特徴とする方法。
2. 前記パルス幅変調の発生アルゴリズムが
   

   

   で表わされ、
   Ｅ_ｅｍｆ(Ｔ_{ｍａｇｎｅｔ}, ｒｐｍ)は、磁石の温度及び速度を引数とする関数として表わされる前記電機の逆起電力であり、
   θ_{ｅｌｅｃｔ}は、特定デューティサイクルの間における前記電機の電気角であり、
   Ｉ_ｒｅｆは、基準電流の入力量であるとともに、プロセッサが特定デューティサイクルから取り出したい電流の総量であり、
   Ｒ_ｓは、前記電機の相抵抗であるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｔ_{ｗｉｎｄｉｎｇ}は、コイル内の巻線の温度であるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｌは、インダクタのインダクタンスであるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｖｂｕｓは、インバータの供給電圧であるとともに、アナログ−デジタル変換によって計測される量である
   ことを特徴とする請求項１に記載のコンピュータ実行方法。
3. 前記予測デューティサイクルの形式は、ユニポーラ又はバイポーラのうちの一つであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 電機モータを駆動するのに用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅を決定することができる予測デューティサイクルを決定するシステムであって、
   一又は二以上の電機パラメータを決定する手段と、
   前記電機パラメータを予測デューティサイクルモジュールに入力する手段と、
   前記パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく前記予測デューティサイクルのための前記パルス幅変調の最適な極性を決定する手段と、
   前記パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく前記予測デューティサイクルのための前記パルス幅変調の最適な形式を決定する手段と
   を具備することを特徴とするシステム。
5. 前記パルス幅変調の発生アルゴリズムが
   

   

   で表わされ、
   Ｅ_ｅｍｆ(Ｔ_{ｍａｇｎｅｔ}, ｒｐｍ)は、磁石の温度及び速度を引数とする関数として表わされる前記電機の逆起電力であり、
   θ_{ｅｌｅｃｔ}は、特定デューティサイクルの間における前記電機の電気角であり、
   Ｉ_ｒｅｆは、基準電流の入力量であるとともに、プロセッサが特定デューティサイクルから取り出したい電流の総量であり、
   Ｒ_ｓは、前記電機の相抵抗であるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｔ_{ｗｉｎｄｉｎｇ}は、コイル内の巻線の温度であるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｌは、インダクタのインダクタンスであるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｖｂｕｓは、インバータの供給電圧であるとともに、アナログ−デジタル変換によって計測される量である
   ことを特徴とする請求項４に記載のシステム。
6. 前記予測デューティサイクルの形式は、ユニポーラ又はバイポーラのうちの一つであることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
7. 電機モータを駆動するのに用いられるＨブリッジパルス幅変調の大きさ及びパルス幅を決定することができる予測デューティサイクルを決定するコンピュータ読み取り可能なメディアであって、
   一又は二以上の電機パラメータを決定する手段と、
   前記電機パラメータを予測デューティサイクルモジュールに入力する手段と、
   前記パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく前記予測デューティサイクルのための前記パルス幅変調の最適な極性を決定する手段と、
   前記パルス幅変調の発生アルゴリズムに基づく前記予測デューティサイクルのための前記パルス幅変調の最適な形式を決定する手段と
   を具備することを特徴とするコンピュータ読み取り可能なメディア。
8. 前記パルス幅変調の発生アルゴリズムが
   

   

   で表わされ、
   Ｅ_ｅｍｆ(Ｔ_{ｍａｇｎｅｔ}, ｒｐｍ)は、磁石の温度及び速度を引数とする関数として表わされる前記電機の逆起電力であり、
   θ_{ｅｌｅｃｔ}は、特定デューティサイクルの間における前記電機の電気角であり、
   Ｉ_ｒｅｆは、基準電流の入力量であるとともに、プロセッサが特定デューティサイクルから取り出したい電流の総量であり、
   Ｒ_ｓは、前記電機の相抵抗であるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｔ_{ｗｉｎｄｉｎｇ}は、コイル内の巻線の温度であるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｌは、インダクタのインダクタンスであるとともに、既知の入力パラメータであり、
   Ｖｂｕｓは、インバータの供給電圧であるとともに、アナログ−デジタル変換によって計測される量である
   ことを特徴とする請求項７に記載のコンピュータ読み取り可能なメディア。
9. 前記予測デューティサイクルの形式は、ユニポーラ又はバイポーラのうちの一つであることを特徴とする請求項７に記載のコンピュータ読み取り可能なメディア。

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