JP5627053B2 - 永久磁石ａｃモータのセンサーレス駆動方法 - Google Patents

Description

本発明はモータ駆動方法に関するもので、特にトルクの脈動を明らかに減らし、モータの効率を向上できる永久磁石ＡＣモータのセンサーレス駆動方法に関するものである。

永久磁石ＡＣモータは効率が高く、モータのパワー密度が大きい特徴を持っているが、このモータの運行には、電子部品によって構成されたモータ駆動装置がなければならない。目下、幅広く応用されている駆動方法としては、回転子位置センサー付きと回転子位置センサーレスの２種類に分けられており、センサー付き駆動は比較的実現し易いが、センサーの使用によってシステムのコストが高くなり、しかも、回転子位置センサーはモータの中に設置せざるを得なく、センサーの設置に必要とするスペースはモータ設計の上、考慮しなければならないので、この駆動方法は高性能小型モータの運行に適していない。

数多くの永久磁石ＡＣモータ、特に小型モータの場合、安定した運行状態になると、その逆起電力（Ｂａｃｋ−ｅｍｆ）のタイムドメイン中の波形は正弦波となる。これらのモータの駆動電流は、タイムドメインにおける理想的な波形は正弦波形であるが、正弦電流波形は、センサーレス駆動方式ではなかなか実現できない。あらゆるセンサーレス駆動方法において、ブラシレスＤＣ（ＢＬＤＣ）モータ駆動方法は、その電子回路が簡単で、信頼性が良いので、最も幅広く応用されている。しかし、このような駆動方法を使用する場合、モータの電磁トルクの脈動が大きくなり、モータのノイズと振動の原因となり、ＢＬＤＣ電流反転中において、電流の突然変化が大きいので、モータの回転中附加ノイズを発生させる。数多くの応用において、ノイズを減らすために、モータにダイナミック流体軸受又は滑り軸受を使っている。これらの軸受を使用する場合、モータの軸受使用によるノイズは小さくなるので、電流によって生じるノイズがモータ運行中、明らかになり、モータはこれらの電磁原因によって生じるノイズに対して非常に敏感になる。

本発明の技術方法を説明する前に、先ず本発明の構造について紹介するものとする。

伝統的なＢＬＤＣ（ブラシレスＤＣモータ）方式駆動モータを使用する場合、１相当たりの電機子コイルは１サイクルにおいて、２つの１２０°のエリアには電流があって、この２つのエリアをこちらで駆動エリアと定義する。他の２つの６０°のエリアには電流がないが、こちらで電気待機エリアと定義する。図１を参照。ＢＬＤＣ方式を使用する場合、電気待機エリアの場合、コイルには電流がないため、モータの高速回転の際、そのＢａｃｋ−ｅｍｆ（逆起電力）は測定し易く、Ｂａｃｋ−ｅｍｆのゼロクロス点（ＺＣＰ， Ｚｅｒｏ Ｃｒｏｓｓｉｎｇ Ｐｏｉｎｔ） の測定を通じて回転子の位置を判断することができ、さらに、電機子電流の切り替え位置と電流の方向を判断することができる。このような駆動方式はホール素子のような位置センサーが要らなくなる。図１に示されているとおり、１サイクルにおいて、ＺＣＰは０°や、６０°、１２０°、１８０°、２４０°および３００°などの回転子位置にて発生する。そのため、永久磁石ＡＣモータの端子電圧を測定することによって、ＺＣＰ位置を判断することができ、従って、１サイクル上、６つの回転子位置を測定することができ、これらの方法によって、永久磁石モータのセンサーレスＢＬＣＤ駆動方式を簡単に実現することができる。

図２に示されているのは、永久磁石モータ駆動システムの三相ブリッジ電気回路であるが、６つのパワー半導体素子とその保護用のダイオードによって当該電気回路が構成される。回転子位置が明らかになると、コントロールシステムを駆動して６つのパワー半導体のコントロール端子にスイッチ信号を発生させることによって、モータコイルは駆動エリアにおいて、必要とする駆動電流が得られる。

図２に示されているＢＬＤＣ駆動回路を使用する場合、電機子コイルの駆動エリアと対応するように、それぞれのトライオードは１つ電気サイクルにおける導通時間は２つの１２０°の電気角度からなる。また、電機子コイルの電気待機エリアと対応するように、２つの導通エリア間の間隔は電気待機エリアは、幅が６０°の電気角度からなる。例えば、Ａ相の場合、Ｑ_ＡＨは（３０°、１５０°）にて導通されるが、Ｑ_ＡＬは（２１０°、３３０°）にて導通される。この２つのチューブの電気待機エリアは（３３０°、３０°）と（１５０°、２１０°）である。永久磁石ＡＣモータのＢａｃｋ−ｅｍｆは正弦波であり、ＢＬＣＤ電流の過渡過程を無視する場合、モータの相電流が式（１）を満たすと、モータトルクの脈動は当該駆動方式での最小値となることが証明できる。そのトルクの波形は図７のとおりである。

式（１）中、Ｅｍは相電位の最大値、Ｒは電機子コイルの相抵抗、Ｕは駆動ＤＣ電圧である。

電流の過渡過程を無視しないと、ＢＬＤＣの駆動方式はモータトルクの脈動をさらに明らかにさせる。１つのＢＬＤＣ駆動方式を使用した永久磁石ＡＣモータの電流と電磁トルクの典型的な実例は図３のとおりである。明らかなことに、これらの電磁トルクは我々の期待する定常なトルクではなく、中に含まれている脈動トルクはモータの運行中ノイズと振動を発生させる。

磁気回路の非線形特性を考慮しない場合、三相の永久磁石ＡＣモータの運行はＡＢＣ電気回路のモデルで説明することができる。このモデルにおいて、モータの電気回路は４つのコイルによって構成される。電機子コイルの３つの相のコイルの他に、回転子によって生じる磁場は励磁コイルｆで表示する。図４を参照。永久磁石鋼の特性によって、ｆコイルの励磁電流は定常値と認められる。

ＡＢＣ電気回路モデルを利用して、永久磁石ＡＣモータの電磁トルクは次の計算式で表示することができる。

式（２）において、Ｌ_ａ、Ｌ_ｂとＬ_ｃおよびＭ_ａｂ、ＭｂｃとＭｃａは、それぞれＡ、ＢとＣ相電機子の自己インダクタンスおよびそれらの相互インダクタンスである。Ｌｆは励磁コイルの自己インダクタンスで、Ｍ_ａｆ、Ｍ_ｂｆとＭ_ｃｆは、それぞれ、励磁コイルとＡ、ＢとＣ相の電機子コイルとの間の相互インダクタンスである。

数多くの小型永久磁石ＡＣモータの回転子は表面に永久磁石を設置する構造となっている。これらのモータの全ての自己インダクタンスと電機子コイルとの間の相互インダクタンスは回転子の位置と関係ないと認められるが、励磁コイルと電機子コイルとの間の相互インダクタンスと回転子の位置との関係は正弦関係である。そのため、式（２）に示された電磁トルクは次のとおり簡略化することができる。

式中、

さらに、

つまり、三相コイルの感応によって生じるＢａｃｋ−ｅｍｆは対称の正弦波である。以下、特別な説明がないと、永久磁石モータのＢａｃｋ−ｅｍｆの計算式（５）に示されたのは正弦波である。このような永久磁石ＡＣモータにおいて、電機子コイルの電流が空間的に対称の正弦量であれば、つまり、

モータによって生じるトルクは、如何なる位置においてもいずれも定常値であることを証明することができ、モータの回転中トルクの脈動は発生しない。しかし、これらの正弦電流は、一部の特別な位置を除いて、モータのそれぞれのコイルの運行中においていつも電流があり、図１のような電気待機エリアは存在しない。と言うことで、回転子の位置判断が難しくなり、そのため、センサーレス永久磁石ＡＣモータの駆動の実現が難しくなる。

本発明では、上記永久磁石ＡＣモータ駆動に存在する問題を解決するために、準正弦波のセンサーレスＡＣ駆動方法を提供するが、その駆動電流の波形は空間的対称性を示しており、モータ運行の際、コイルは３０°の電機待機エリアと１５０°の駆動エリアがあって、前記１５０°の駆動エリアは５つの相がお互いに繋がる駆動サブエリアに均一に分けられる。

好ましくて、本発明の駆動方法には、また、駆動サブエリアの間隔点を確定するステップと準最適化電流を発生させるステップが含まれており、前記駆動サブエリアの間隔点を確定するステップは次のとおりである。

Ｓ１：ＺＣＰ信号によって生じる信号の上昇縁の触発によって、０°、１２０°、２４０°の回転子位置が決められ、ＺＣＰ信号によって生じる位置信号の下降縁の触発によって、６０°、１８０°、３００°の回転子位置が決められる。

Ｓ２：クロック信号を通じて、隣接のＺＣＰ信号によって生じる位置信号の上昇縁又は隣接のＺＣＰ信号によって生じる位置信号の下降縁の時間間隔は、四分の一の時間間隔によって、１５°の空間間隔に対応する方法によって計算し、全ての駆動サブエリアの間隔点が決められる。つまり、１５°、４５°、７５°、１０５°、１３５℃、１６５°、１９５°、２２５°、２５５°、２８５°、３１５°、３４５°など１２の回転子位置が決められる。

さらに好ましくて、本発明の駆動方法において、前記準最適化電流は、次の計算式に示されたものと近似する方式によって発生される。

さらに好ましくて、上記準最適化電流は、線形増幅器又はＰＷＭ（ Ｐｕｌｓｅ− Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、パルス幅変調）の調整によって発生される。

本発明の駆動方法を使用することによって、ａ．電流逆転の際生じる電流の突然変化を明に減らすことができ（図７の実験結果に比べて）、ｂ．電流の駆動中生じるトルクの脈動を著しく減らすことによって、モータ運行中のノイズと振動を低減することができ（図９の実験結果を参照）、ｃ．伝統的駆動方法中の６０°の電機待機エリアを使用した場合に比べて、本発明を使用することによって電気待機エリアが３０°に減少されたので、モータコイルの利用率が伝統的な駆動方法に比べて高くなり、モータの効率とパワー密度は、いずれも向上できる。

線形増幅器又はＰＷＭ調整方法の使用によって、安定で、信頼性のある準最適化電流が得られる。

図１は伝統的なＢＬＤＣモード駆動モータ電機子コイルの駆動エリアと電気待機エリアの見取図である。
図２は伝統的な永久磁石ＡＣモータ駆動システムの三相ブリッジ電気回路図である。
図３は逆起電力が正弦波であるＡＣ永久磁石モータが伝統的なＢＬＤＣ駆動モードにおける電流および電磁トルク図である。
図４はＡＣ永久磁石モータのＡＢＣ電気回路のモデル図である。
図５は本発明の１つの最良な実施例の準最適化相電流のエリア定義見取図である。
図６は図５実施例の準最適化電流と伝統的なＢＬＤＣ電流見取図を比較したものである。
図７は図５実施例のコントローラーの見取図である。
図８は図５実施例にてＰＷＭを用いて準最適化駆動電流を発生させる際、永久磁石ＡＣモータの電磁トルクの見取図である。
図９はＰＷＭを用いてＢＬＤＣ駆動電流を発生させる際、永久磁石モータの電磁トルクの見取図である。
図１０は図５実施例において、永久磁石ＡＣモータ運行の際、三相準最適化電流の見取図である。

電機子コイルおよびモータの特性を効果的に利用し、高性能のセンサーレス駆動を実現するために、こちらで、一種の特別な駆動方式を提出する。Ａ相コイルのＢａｃｋ−ｅｍｆを参考値とする。つまり、

モータの運行の際、ドライバーに次の駆動電流組を発生させる場合、

これらの三相電流の空間波形は図５のとおりで、空間的に対称性を示している。これらの電流の特徴としては、モータ運行に際、コイルは３０°の電気待機エリアと１５０°の駆動エリアを持っており、電気待機エリアの幅はＢＬＤＣの６０°より小さく、駆動エリアの幅は伝統的なＢＬＤＣの１２０°より大きいということである。次では、計算式（８）に示されている駆動電流を「準最適化電流」と呼ぶが、それと図１に示されたＢＬＤＣ電流との他の区別としては、準最適化電流の駆動エリアはＡ、Ｂ、Ｃ、ＤとＥなどの５つのサブ駆動エリアから構成されるということである。

式（８）と図５に示された駆動電流を使って、それによって生じる電磁トルクの波形を簡単に証明することができる。当該図には電流有効値が同様である情況でのＢＬＤＣ電子トルクも示されている。この２種の電磁トルクを比べて見ると、式（８）に示されている準最適化電流は定常な電磁トルクを発生することができ、しかも、トルクの平均値が平均的に増えていることが証明できる。なぜならば、１５０°の駆動エリアを使用することによって、コイルの電磁トルクを発生させるエリアが伝統的な１２０°駆動エリアより大きくなるので、コイルの利用率が高くなり、これは、モータの効率およびモータのパワー密度が向上できるということを意味する。これらは我々の期待することである。また、大事なこととしては、コイルの運行の際、電気待機エリアが存在するため、我々はこの特徴を利用してセンサーレス駆動を実現することができる。精確な回転子の位置信号が得られるので、モータのセンサーレスの閉回路速度のコントロールが簡単に実現できる。

実際応用中、個々のサブエリアの間隔点、つまり、１５°、４５°、７５°、１０５°、１３５℃、１６５°、１９５°、２２５°、２５５°、２８５°、３１５°、３４５°など１２の回転子位置が精確に判断できれば、準最適化電流が簡単に発生できる。回転子の安定運行状態において、次の方法によって、これらの回転子の位置を判断することができ、対応する最適化電流を発生させることができる。

ａ．０°、１２０°、２４０°などの回転子の位置は、対応する電気待機エリアのコイルのＺＣＰ信号によって生じる信号の上昇縁の触発から簡単に定めることができ、６０°、１８０°、３００°などの回転子の位置は、対応する電気待機エリアのコイルのＺＣＰ信号によって生じる信号の下降縁の触発から簡単に定めることができる。

ｂ．クロック信号を通じて、前の１ペアのＺＣＰ時間間隔ｔ_ｚを算出且つ記録する。そのため、前のＺＣＰ触発信号が始まってからｔ_ｚ／４の時間間隔に対応する空間間隔は１５°となり、３ｔｚ／４の時間間隔に対応する空間間隔は４５°となる。例えば、６０°のＺＣＰ触発信号が得られると、０°〜６０°の時間間隔を算出し、それをｔ_ｚと定義する。それから、当該触発信号以降のｔ_ｚ／４の時間点において、回転子は７５°の位置上に置かれている認められ、３ｔｚ／４の時間点において、回転子は１０５°の位置上に置かれていると認められる。このような方法によって、我々は比較的正確に全ての駆動サブエリアの間隔点を得ることができる。

ｃ．各駆動サブエリアにおいて、計算式（８）を利用して、各コイルの電流を定めることができる。これらの電流は線形増幅器の増幅回路又はＰＷＭの増幅回路によって実現することができる。

図６には、同時に一般ブラシレスモータの駆動電流と準最適化電流、および２種の電流によって生じるトルクを示している。図６から見れば、電流の逆転の際、準最適化電流はＢＬＤＣ電流に比べて、突然変化が明らかに小さい。電流の逆転の際生じる電流の突然変化はモータのノイズの重要な原因であり、電流の突然変化の幅を減らすことによって、ノイズを低減することができる。そのため、準最適化電流は、電磁トルクの脈動によって生じるノイズを低減するだけでなく、電流の突然変化によって生じるノイズも低減することもでき、数多くの応用中において有益である。

本発明によって提出された準最適化電流駆動方式は非常に実現し易い。図７に示されているのは、この駆動方式を使用したコントローラーの見取図であり、伝統的なセンサーレスＢＬＤＣ駆動回路に比べて、ほとんど変わらないが、各駆動サブエリアの位置を判断し、対応する準最適化駆動電流を生成させるために、信号処理器の計算方法は本発明に提出された計算方法を使わなければならない。

計算式（８）に示された準最適化電流は複数の方法で発生させることができるが、こちらでは、ＰＷＭパワー増幅電気回路を用いて実現する例を挙げて説明するものとする。駆動電流のモータ電磁トルクに対する影響を示すために、トルクリップル係数を定義する。

１つの具体的な永久磁石ＡＣモータを例に挙げて、ＰＷＭの影響を考慮しない情況の下で、準最適化電流のトルクリップル係数はゼロであるが、ＢＬＤＣのトルクリップル係数は１３．９％である。図８を参照。ＰＷＭの影響を考慮した場合、準最適化電流のトルクリップル係数は２％であるが、ＢＬＤＣのトルクリップル係数は７０％にも達している。図９を参照。そのため、準最適化電流は電磁トルクの脈動を低減する効果も非常に著しい。図１０には当該モータが準最適化電流を使って駆動する場合、電流がモータ起動から定額速度に達するまでの電流の変化情況を示したものである。図から見れば、各相コイルの電機待機エリアははっきりとしているので、ＺＣＰはセンサーレス駆動の際の回転子位置測定に使用することができる。

そのため、本発明に記載されている三相ＡＣ永久磁石モータ駆動方式を使用することによって、センサーレス駆動方式を実現することができ、電流の駆動中に生じるトルクの脈動を除去することができる。当該駆動方式は電流逆転の際に生じる電流の突然変化を減らすこともできるので、電流逆転によって生じるモータのノイズおよび振動も明らかに小さくなる。伝統的な駆動方法中、６０°の電気待機エリアを使用した場合に比べて、本発明では３０°の電気待機エリアを使用することによって、モータコイルの利用率が伝統的な駆動方式より高く、モータの効率とパワー密度を向上することができる。本発明のセンサーレス駆動方法は、インバーター起動や、電流ポジショニング起動およびインダクタンス測定起動などの伝統的な永久磁石ＡＣモータの起動方法にも使えられる。

また、本発明の正弦波電流は式（８）に所定の方式によって生じる電流波形であり、式（８）の波形と類似するその他の波形であってもよろしい。つまり、式（８）中の係数√３／２をその他の近くの値に変えるか、或いは式（８）中のその他のパラメータ値をちょっとの修正をしても、本発明の目的に達成することができる。上記内容は具体的な実施例に合わせて本発明をさらに詳しく説明したもので、本発明の内容を具体的な実施例範囲に限定するものではない。本発明の技術分野に所属する技術者なら、本発明の構想を離れず、幾つかの簡単な推理又は取り替えなどを行うことができるが、これらはいずれも本発明の保護範囲に属すると見なす。

Claims (2)

1. 駆動電流の波形は空間的対称性を示し、モータ駆動の際、コイルには３０°の電気待機エリアと１５０°の駆動エリアがあり、前記１５０°駆動エリアは、５つのお互いに繋がる駆動サブエリアに均一に分けられる、永久磁石ＡＣモータの準正弦センサーレスＡＣ駆動方法であって、
   駆動サブエリアの間隔を確定するステップと永久磁石ＡＣモータのコイルに流す準最適化電流を発生させるステップが含まれており、
   前記駆動サブエリアの間隔を確定するステップは、以下のステップＳ１，Ｓ２を含み；
   ステップＳ１：コイルに発生する逆起電力の上昇中におけるゼロクロス点によって、０°、１２０°、２４０°の回転子位置が決められ、コイルに発生する逆起電力の下降中におけるゼロクロス点によって、６０°、１８０°、３００°の回転子位置が決められる。
   ステップＳ２：クロック信号を通じて、隣接する上昇中におけるゼロクロス点と下降中におけるゼロクロス点の間の時間間隔から、この時間間隔の四分の一の時間間隔である１５°の時間間隔を計算し、１５°、４５°、７５°、１０５°、１３５°、１６５°、１９５°、２２５°、２５５°、２８５°、３１５°、３４５°の１２の回転子位置が決められる。
   駆動サブエリアの始点と終点とするステップは、以下のステップＳ３，Ｓ４を含み；
   ステップＳ３；
   コイルに発生する逆起電力の上昇中におけるゼロクロス点の時間点を基準に、
   始点が当該ゼロクロス点から１５°の時間間隔を経過した時間点とし、
   終点が当該ゼロクロス点から４５°の時間間隔を経過した時間点とする、駆動サブエリアを定義するステップ。
   ステップＳ４；
   コイルに発生する逆起電力の下降中におけるゼロクロス点の時間点を基準に、
   始点が当該ゼロクロス点から１５°の時間間隔を経過した時間点とし、
   終点が当該ゼロクロス点から４５°の時間間隔を経過した時間点とする、駆動サブエリアを定義するステップ。
   前記永久磁石ＡＣモータのコイルに流される電流は、次の計算式に定義される準最適化電流である、
   

   

   
   永久磁石ＡＣモータの準正弦センサーレスＡＣ駆動方法。
2. 前記準最適化電流は線形の増幅器又はＰＷＭ調整によって発生されることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石ＡＣモータの準正弦センサーレスＡＣ駆動方法。

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