JP2012231506A - 広帯域マイクロ波増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】クラスＥのＨＰＡが広い帯域幅にわたって同時に高いＰＡＥ及び電力を維持することを可能にする。
【解決手段】スイッチングモード電力増幅器の出力に結合されたシャント誘導素子と、前記増幅器の前記出力に結合されている直列の誘導素子と、前記直列の誘導素子に結合されている直列の容量素子とを含む構成とした。
【選択図】図４

Description

本発明は、電気及び電子回路およびシステムに関し、特にマイクロ波クラスＥ電力増幅器に関する。

種々の商用及び軍事用の応用では、高効率のマイクロ波及び無線周波数（ＲＦ）電力増幅器が必要とされている。典型的な応用は無線構内網、セル電話機、電気通信システム、新型の航空機用アクチブフェイズドアレイレーダシステムを含んでいる。技術、設計方法、製造のサイクル時間の選択はこれらのシステムで主要な価格を左右するものである。スイッチングモードのクラスＥ高能率電力増幅器は、これらの増幅器が電力とその関連する冷却価格を限定する場合には、これら及び他の応用で有効である。クラスＥ増幅器はクラスＤ、Ｅ、Ｆ等のような“スイッチングモード増幅器”の一部である。これらのタイプの増幅器では、トランジスタは、その出力端子で電圧および電流波形のオーバーラップがなく、それによって理想的にＤＣ電力の消費がゼロの完全なスイッチとして動作する。クラスＡ、Ａ／Ｂ、Ｃのような他のクラスの増幅器は電圧および電流波形のオーバーラップして、それによって低効率につながるＤＣ電力を消費する電流源として動作する。

クラスＥ増幅器は直列または並列の共振負荷ネットワークを使用する。クラスＥ増幅器における負荷ネットワークの機能は電圧及び電流波形を成形することである。能動装置の出力端末における電流及び電圧の時間波形はその中のＤＣ電力消費を最小にするような方法で最適化される。能動装置、この場合ではｐＨＥＭＴは“ＯＮ”、“ＯＦＦ”へＲＦ入力信号により駆動されるスイッチとして作用する。装置の動作点は、装置が（ピンチオフ領域における）ＯＦＦまたは（線形領域における）ＯＮであるようにされている。理想的なスイッチング動作状態では、装置の出力端子における出力電圧及び電流波形は同時に存在せず、それ故、装置内で消費されたエネルギはゼロであり、１００％の論理的な電力変換効率を生成する。

いずれにせよ、クラスＥ増幅器の最大効率（即ちＲＦ出力電力とＤＣ入力電力の比）とその動作帯域幅はその同調された負荷により限定される。同調された負荷の存在により増幅器の動作帯域幅は非常に狭くなるので、限定が生じる。

したがって、クラスＥ増幅器の電力、電力付加効率（ＰＡＥ）、および帯域幅を増加するシステムまたは方法が技術で必要とされている。

特許第３１３００３９号公報 特開平６−１９６９０２号公報 特開平１１−１６４５６２号公報

技術における必要性はスイッチングモード電力増幅器（ＰＡ）に適した本発明の負荷回路トポロジにより解決される。最も一般的な意味では、本発明の負荷は前記増幅器の出力に結合されたシャント誘導素子と、前記増幅器の前記出力に結合されている直列の誘導素子と、前記直列の誘導素子に結合されている直列の容量素子とを含んでいる。

示されている実施形態では、本発明の負荷は８−１０ＧＨｚの範囲およびそれを超える周波数で動作可能である。前記負荷の一部であるシャント誘導素子は２つの重要な機能を行うために適切に選択される。２つの重要な機能とは第１に、前記増幅器の誘導バイアスラインを提供し、第２に並列の共振にｐＨＥＭＴの出力ドレイン−ソースキャパシタンス（Ｃ_ｄｓ）を与えることである。

本発明は入力整合ネットワークと、入力整合ネットワークに結合される能動装置と、能動装置に結合され本発明の教示にしたがって構成された負荷とを具備する有効なクラスＥ増幅器の設計を可能にする。

さらに、クラスＥ増幅器と共に使用する負荷を設計する方法が開示され、その方法は負荷の集中等価回路の表示を与え、時間ドメインシミュレーションを使用して予め定められた周波数範囲にわたって理想に近い電流及び電圧動作特性を実現するために負荷の集中等価回路の表示を最適化し、最適化された負荷の集中等価回路の表示を分布回路の表示に変換し、時間ドメインシミュレーションを使用して予め定められた周波数範囲にわたって理想に近い電流及び電圧動作特性を実現するために分布負荷の分布回路の表示を最適化するステップを含んでいる。

本発明の負荷回路のユニークな特性は、クラスＥのＨＰＡが広い帯域幅にわたって同時に高いＰＡＥ及び電力を維持することを可能にする。

通常の教示による典型的なクラスＥ負荷の理想的なディスクリートなコンポーネント構造の簡単な概略図。 図１ａに示されている分布負荷のコンポーネントの構造図。 本発明の教示による典型的なクラスＥ負荷の理想的なディスクリートなコンポーネント構造の簡単な概略図。 図２ａに示されている負荷の分布コンポーネントの構造図。 本発明の教示により設計された負荷の集中等価回路表示の電流及び電圧波形のグラフ。 本発明の教示により設計された広帯域集中負荷の周波数依存性を示すスミスチャート。 ８ＧＨｚにおける理想に近い性能を示した分布負荷ネットワークの時間ドメインシミュレートを示す図。 本発明の教示による広帯域クラスＥ負荷を有するモノリシッククラスＥ増幅器の分布表示の概略回路図。 図４の増幅器のｐＨＥＭＴ出力端子におけるシミュレートされた電圧及び電流波形図。

示されている実施形態及び例示的な応用を本発明の有効な教示を開示するために添付図面を参照して説明する。

特定の応用の例示的な実施形態を参照して本発明をここで説明するが、本発明はそれに限定されないことを理解すべきである。当業者は付加的な変更、応用、実施形態をその技術的範囲および本発明が非常に有用である付加的な分野を認識するであろう。

図１ａは通常の教示による典型的なクラスＥ負荷の理想的なディスクリートなコンポーネント構造の簡単な概略図である。図１ａに示されているように、スイッチ12’により表される典型的なクラスＥ増幅器は誘導バイアスライン14’を介して電源Ｖ_ｄｓに結合されている。スイッチ12’はキャパシタ22’および反転されたＬ型（直列のＬ、シャントＣ）波形成形負荷ネットワーク20'を介して抵抗負荷24'に結合されている。ドレインバイアスライン14’は負荷回路20'と独立して扱われ、単に伝送線の４分の１波長の長さにより実現されるチョークとして動作する。

負荷20’はトランジスタスイッチ12’のドレイン・ソース間キャパシタンス（Ｃ_ｄｓ）である第１のシャントキャパシタ15’を含んでいる。通常の教示にしたがって、負荷20’は直列のインダクタ16’（Ｌ）とシャントキャパシタ18’（Ｃ）を含んでいる。

図１ｂは図１ａに示されている負荷の分布コンポーネント構造である。クラスＥ増幅器中の負荷ネットワークの機能は電圧及び電流波形の成形であることを断っておく。それ故、広帯域クラスＥ増幅器の設計に対して、クラスＥ波形が全周波数帯域にわたって確実に存在するように注意を払うべきである。適切な装置の非線形モデル化ツールと、時間ドメイン、頑強な高調波バランス、エンベロープシミュレーションが可能な設計環境ツールの選択は、スイッチングモード増幅器のような非線形性の高い適切な設計には重要である。

図２ａは本発明の教示による典型的なクラスＥ負荷の理想的なディスクリートなコンポーネント構造の簡単な概略図である。

図２ｂは図２ａに示されている分布負荷のコンポーネントの構造である。本発明の教示によれば、優れた広帯域クラスＥ負荷トポロジは図２ａに示されている直列（Ｌ−Ｃ）ネットワークに基づいて表されている。以下詳しく説明するように、負荷は図１ａおよび図１ｂの（直列のＬ、シャントＣ）負荷ネットワークと比較して優れた広帯域特性を提供するように変更される。本発明の教示によれば、優れた設計プロセスの第１のステップは、クラスＥ負荷トポロジの一部としてドレインバイアスインダクタ14を含み、それに後続して、集中ネットワーク表示をその等価の分布ネットワーク形態へ変換するステップを含んでいる。前記増幅器がマイクロ波周波数で動作することに必要なこの臨界的な変換プロセスでは、図２ａの直列のインダクタ16と直列のキャパシタ18は図２ｂに示されている直列の伝送線とシャント短絡スタブの組合せにより置換される。また、図２ａのシャントインダクタ14は、並列共振にｐＨＥＭＴの出力ドレイン−ソースキャパシタンス（Ｃ_ｄｓ）を提供し、バイアスをｐＨＥＭＴトランジスタのドレインに提供するためにシャント短絡スタブで置換される。

次に、負荷ネットワーク20の集中コンポーネントの開始値が確認される。数人の著者が集中直列（Ｌ、Ｃ）クラスＥ負荷の開始値についての詳細な文献を出版している。例えば“Class-E-A new class of high efficiency tuned single-ended switching power amplifier”（N. O. Sokal等、IEEEE JSSC、第SSC-10巻、168−176頁、1975年６月）と、“Solid State Radio Engineering”（F. H. Raab等、John Wiley & Sons、1980年）と、“Low Voltage, High Efficiency Class E GaAs Power Amplifiers for Mobile Communicatio
ns”（T. Sowlati等、IEEE GaAs IC Symposium Digest 1994、171−174頁）と、“Switch
ed-Mode High Efficiency Microwave Power Amplifiers In A Free-Space Power Combine
r”（T. Mader等、IEEEE MTT、第10巻、1998年10月、1391−1398頁）と、“Ultra-High
Efficiency Operation Based On An Alternative Class-E Mode”（P. Watson等、IEEE GaAs IC Symposium Digest 2000、53−56頁）とを参照されたい。

次に、負荷ネットワークに対する開始値を得た後に、時間ドメインシミュレーションが行われ、所望の動作範囲（例えば８−１０ＧＨｚ）にわたって理想に近い電流及び電圧波形を得る目的で負荷を最適化する。

図２ｃは２．０ＧＨｚの帯域幅にわたる理想に近い性能を示したこれらのシミュレートされた波形を示している。負荷の広帯域集中等価回路の表示の周波数依存性は図３ａに示され、狭い帯域のクラスＥ負荷（直列のＬ、シャントＣ）と比較して、８．０−１０．０ＧＨｚにわたる優れた周波数独立応答特性を示している。“A Monolithic X-band Class-E Power Amplifier”（R. Tayrani等、IEEE GaAs IC Symposium、205−208頁、2001年10月）を参照されたい。

負荷ネットワークの集中等価回路の表示においてほぼ周波数に無関係の大きさと位相特性を得た後、この負荷をその等価分布ネットワークへ変換することにより次のステップへ進む（図２ｂ参照）。

分布負荷を最適化するため、集中負荷について説明した時間ドメイン最適化プロセスが分布負荷で反復される。

図３ｂは８ＧＨｚにおける理想に近い性能を示した分布負荷ネットワークの時間ドメインシミュレーションを示している。図３ｂに示されているように、スイッチを横切る電圧波形はスイッチオフでゆっくりと上昇し、半サイクルの終りにゼロに低下する。これはまた半サイクルの終りにゼロの変化レートを有し、それによって“ソフト”オン切換え状態を確実にする。

さらに、半サイクルにわたるキャパシタ（Ｃ_ｄｓ）電流の積分はゼロであり、そのキャパシタンス電流は半サイクルの終りまでにゼロに低下し、両者は８．０ＧＨｚの分布負荷に対してクラスＥ動作を示すことが認められる。類似のシミュレートされた波形は所望の２．０ＧＨｚの周波数帯域で得られた。示さないが、分布負荷（図２ｂ）の周波数応答特性は図３ａに示されているその集中定数回路バージョンに類似した、ほぼ周波数に無関係の応答特性を有する広帯域特性であるべきである。

示されている応用では、負荷回路は中程度の電力ＰＡ（〜３０ｄＢｍ、最大１．０ Ｗ）で合成される。単一の０．２５ｕｍ×７２０ｕｍのｐＨＥＭＴ装置がこの回路で使用される。このようなＰＡは単一段ＰＡとして、および／または２段のクラスＥ高電力増幅器（ＨＰＡ）の第１の段として適している。

図４は本発明の教示による広帯域クラスＥ負荷を有するモノリシッククラスＥ増幅器の分布表示の概略的な回路を示している。図４の増幅器30は本発明の負荷20を有する能動装置12を含んでいる。示されている実施形態では、能動装置12は砒化ガリウムの擬似形態の高電子移動度トランジスタ（ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ）である。

入力整合ネットワーク40は能動装置12への入力に設けられる。負荷20と入力整合ネットワーク40は８−１０Ｇｈｚの動作においてミクロンで示されている幅および長さの寸法で設計されている。当業者は本発明の技術的範囲を逸脱せずに、本発明の教示を他の周波数に拡張することができる。

スイッチングモード増幅器の正確で頑丈な非線形シミュレーションでは、装置の非線形モデルは以下の特性を有する必要がある。

ドレイン・ソースＣ_ｄｓ（Ｖ_ｄｓ，Ｖ_ｇｓ）とゲート・ドレインＣ_ｇｄ（Ｖ_ｄｓ，Ｖ_ｇｓ）キャパシタンスのバイアス依存性と、
入力チャンネル抵抗Ｒ_ｉ（Ｖ_ｄｓ，Ｖ_ｇｓ）のバイアス依存性と、
出力チャンネル抵抗Ｒ_ｄｓ（Ｖ_ｄｓ，Ｖ_ｇｓ）のバイアス依存性。

また装置モデルはドレイン電流、ｇｍ、Ｒ_ｄｓに関連される分散を正確にモデル化できなければならない。パルス化されたＤＣ ＩＶ技術がモデル開発に使用されるならば、この要求は必要なくなる。この目的に対しては、ＩＣＣＡＰ（Ａｇｉｌｅｎｔ ＩＣＣＡＰ、Ｖ．５．１）とＡＤＳ（Ａｇｉｌｅｎｔ 高度設計システム（ＡＤＳ）、Ｖ．２００３Ｃ）で入手可能なＥＥＨＥＭＴモデルである。

１８Ｖを超えるゲート・ドレイン破壊電圧を有する０．３μｍ×６×１２０μｍのｐＨＥＭＴ装置は、８．０−１０．０ＧＨｚにわたって同時に広帯域電力（最小２００．０ｍＷ）とＰＡＥ（最小６０％）を必要とする非常に大きい（＞１００，０００Ｔ／Ｒエレメント）の宇宙用ベースのフェイズドアレイレーダに対する性能目標を満たすため本発明にしたがって現在有効な技術を使用して設計されることができる。

図５は図４の増幅器のｐＨＥＭＴ出力端子におけるシミュレートされた電圧及び電流波形を示している。その波形は８．５ＧＨｚにおけるｐＨＥＭＴ装置のスイッチングモード特性を示している。類似の波形は広帯域動作を確実にするために８．０−１０．０ＧＨｚにわたって与えられることができる。

以上、本発明を特定の応用に対する特定の実施形態を参照してここで説明した。当業者はその技術的範囲内で付加的な変形、応用、実施形態を認識するであろう。例えば本発明はクラスＥ増幅器に限定されない。即ち本発明は任意のスイッチング増幅器または回路設計と共に使用されることができる。

それ故、特許請求の範囲は本発明の技術的範囲内において任意及び全てのこのような応用、変形、実施形態をカバーすることを意図している。

Claims (3)

1. スイッチング回路と共に使用される負荷回路（20）において、
   前記回路の出力に結合されているシャント誘導素子（14）と、
   前記回路の前記出力に結合されている直列の誘導素子（16）と、
   前記直列の誘導素子（16）に結合されている直列の容量素子（18）とを具備していることを特徴とする負荷回路。
2. 前記負荷（20）は８−１０ＧＨｚの範囲の周波数で動作可能である請求項１記載の負荷回路。
3. 前記シャント誘導素子（14）は前記回路の誘導バイアスラインである請求項１記載の負荷回路。

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