JP2003229732A - 増幅器及び増幅方法 - Google Patents
増幅器及び増幅方法Info
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- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
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Abstract
(57)【要約】
【課題】直列インダクタンスを有さず９０Ｅより小さい
電気長の並列伝送線を有する効率的な同調スイッチング
電力増幅器の提供。 【解決手段】増幅器１２６は、入力信号を受信するため
の制御端子１３８を有するスイッチ１２８を有する。ス
イッチ１２８は、負荷回路網１３２を介した負荷１３４
への直流電力の供給を制御する。負荷回路網１３２は、
スイッチ１２８を横切る過渡応答を生成することによ
り、スイッチ１２８に関連した電力損失を最小にする並
列インダクタンス及び並列キャパシタンスを生成する。
過渡応答は、スイッチがオンからオフに切り換わると、
スイッチを流れる電流が実質的に零になるまでスイッチ
を横切る電圧が低いままであり、スイッチがオフからオ
ンに切り換わる前にスイッチを横切る電圧及び電圧時間
導関数が実質的に零になることを保証する。並列インダ
クタンスは所定電気長の伝送線により生成される。
電気長の並列伝送線を有する効率的な同調スイッチング
電力増幅器の提供。 【解決手段】増幅器１２６は、入力信号を受信するため
の制御端子１３８を有するスイッチ１２８を有する。ス
イッチ１２８は、負荷回路網１３２を介した負荷１３４
への直流電力の供給を制御する。負荷回路網１３２は、
スイッチ１２８を横切る過渡応答を生成することによ
り、スイッチ１２８に関連した電力損失を最小にする並
列インダクタンス及び並列キャパシタンスを生成する。
過渡応答は、スイッチがオンからオフに切り換わると、
スイッチを流れる電流が実質的に零になるまでスイッチ
を横切る電圧が低いままであり、スイッチがオフからオ
ンに切り換わる前にスイッチを横切る電圧及び電圧時間
導関数が実質的に零になることを保証する。並列インダ
クタンスは所定電気長の伝送線により生成される。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は増幅器に関し、より
詳細には同調スイッチング電力増幅器に関する。
詳細には同調スイッチング電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】増幅器は、電気信号の強度を増大させる
ために広く使用されている。電気信号の強度を増大させ
るために、電気信号は、バッテリ等の直流エネルギー源
からエネルギーの流れを制御するのに使用され、電気信
号と同様に変化するがより大きな振幅の出力信号を生成
するのが代表的である。一般的には、最小限の電力を使
用して電気信号を効率的に増幅してエネルギーコストを
低減し、例えばバッテリの寿命を長くすることが望まし
い。
ために広く使用されている。電気信号の強度を増大させ
るために、電気信号は、バッテリ等の直流エネルギー源
からエネルギーの流れを制御するのに使用され、電気信
号と同様に変化するがより大きな振幅の出力信号を生成
するのが代表的である。一般的には、最小限の電力を使
用して電気信号を効率的に増幅してエネルギーコストを
低減し、例えばバッテリの寿命を長くすることが望まし
い。
【０００３】電気信号を効率的に増幅する一つの方法
は、「高効率同調スイッチング電力増幅器」と題する米
国特許第３９１９６５６号明細書（特許文献１）に開示
されている。さらに同明細書は、電力増幅器の詳細な説
明を含んでいる。
は、「高効率同調スイッチング電力増幅器」と題する米
国特許第３９１９６５６号明細書（特許文献１）に開示
されている。さらに同明細書は、電力増幅器の詳細な説
明を含んでいる。
【０００４】図１は、同明細書に開示された、同調スイ
ッチング電力増幅器１００の回路図である。増幅器１０
０は、信号源１０４からの入力信号に応答するスイッチ
１０２、直流電源１０６、及びスイッチ１０２を横切る
過渡応答を生成し負荷１１０に増幅された入力信号を通
す負荷回路網１０８を具備する。作動の際、スイッチ１
０２は、入力信号に基づいて直流電源１０６からの電流
を制御し、同じ周波数の入力信号よりも大きな振幅を有
する、負荷１１０における出力信号を生成する。増幅器
１００の作動周波数はその基本周波数である。
ッチング電力増幅器１００の回路図である。増幅器１０
０は、信号源１０４からの入力信号に応答するスイッチ
１０２、直流電源１０６、及びスイッチ１０２を横切る
過渡応答を生成し負荷１１０に増幅された入力信号を通
す負荷回路網１０８を具備する。作動の際、スイッチ１
０２は、入力信号に基づいて直流電源１０６からの電流
を制御し、同じ周波数の入力信号よりも大きな振幅を有
する、負荷１１０における出力信号を生成する。増幅器
１００の作動周波数はその基本周波数である。
【０００５】増幅器１００において、スイッチ１０２に
電流が流れると同時にスイッチ１０２に電圧降下が生ず
るので、スイッチ１０２が熱の形態で電力を浪費する。
従って、効率を増大させるためには、増幅器１００が、
（ａ）スイッチ１０２に適当な電流が流れる場合、スイ
ッチ１０２を横切る電圧を最小にする、（ｂ）スイッチ
１０２を横切る適当な電圧がある場合、スイッチ１０２
を流れる電流を最小にする、及び（ｃ）スイッチ１０２
を横切る適当な電圧及びスイッチ１０２を流れる電流の
同時持続時間を最小にするように設計される。
電流が流れると同時にスイッチ１０２に電圧降下が生ず
るので、スイッチ１０２が熱の形態で電力を浪費する。
従って、効率を増大させるためには、増幅器１００が、
（ａ）スイッチ１０２に適当な電流が流れる場合、スイ
ッチ１０２を横切る電圧を最小にする、（ｂ）スイッチ
１０２を横切る適当な電圧がある場合、スイッチ１０２
を流れる電流を最小にする、及び（ｃ）スイッチ１０２
を横切る適当な電圧及びスイッチ１０２を流れる電流の
同時持続時間を最小にするように設計される。
【０００６】負荷回路網１０８は、上述の設計条件を満
足するスイッチ１０２を横切る過渡応答を生成するよう
機能するものであり、電流供給チョーク１１２、バイバ
スキャパシタ１１４、並列キャパシタ１１６、周波数フ
ィルタ１１８及び直列インダクタ１２０を具備する。電
流供給チョーク１１２は１／４波長伝送線であり、すな
わち増幅器１００の作動の間、略一定電流を供給するた
めに無視できるほど小さい誘導性サセプタンスを有す
る、基本周波数に関して９０Ｅの電気長を有する伝送線
である。電流供給チョーク１１２の誘導性サセプタンス
が無視できるほど小さくない場合、並列キャパシタ１１
６の容量は増大するので、並列キャパシタ１１６を含む
経路のサセプタンスが増大し、基本周波数での増幅器１
００から電流供給チョーク１１２を効果的に除去する。
周波数フィルタ１１８は、キャパシタ１２２及びインダ
クタ１２４を有し、基本周波数での信号のみが周波数フ
ィルタ１１８を通過できる、すなわち周波数フィルタ１
１８は基本周波数に同調されるように設計される。
足するスイッチ１０２を横切る過渡応答を生成するよう
機能するものであり、電流供給チョーク１１２、バイバ
スキャパシタ１１４、並列キャパシタ１１６、周波数フ
ィルタ１１８及び直列インダクタ１２０を具備する。電
流供給チョーク１１２は１／４波長伝送線であり、すな
わち増幅器１００の作動の間、略一定電流を供給するた
めに無視できるほど小さい誘導性サセプタンスを有す
る、基本周波数に関して９０Ｅの電気長を有する伝送線
である。電流供給チョーク１１２の誘導性サセプタンス
が無視できるほど小さくない場合、並列キャパシタ１１
６の容量は増大するので、並列キャパシタ１１６を含む
経路のサセプタンスが増大し、基本周波数での増幅器１
００から電流供給チョーク１１２を効果的に除去する。
周波数フィルタ１１８は、キャパシタ１２２及びインダ
クタ１２４を有し、基本周波数での信号のみが周波数フ
ィルタ１１８を通過できる、すなわち周波数フィルタ１
１８は基本周波数に同調されるように設計される。
【０００７】図２は、基本周波数でのスイッチ１０２に
見られるインピーダンスを示す。基本周波数において、
電流供給チョーク１１２は無限インピーダンスとして作
用し、周波数フィルタ１１８は短絡として作用する。従
って、スイッチ１０２に見られる結果インピーダンス
は、並列キャパシタ１１６、直列インダクタ１２０及び
負荷１１０のインピーダンスによって代表することがで
きる。このため、並列キャパシタ１１６及び直列インダ
クタ１２０は、スイッチ１０２を横切る所望の過渡応答
を生成するための主要素である。
見られるインピーダンスを示す。基本周波数において、
電流供給チョーク１１２は無限インピーダンスとして作
用し、周波数フィルタ１１８は短絡として作用する。従
って、スイッチ１０２に見られる結果インピーダンス
は、並列キャパシタ１１６、直列インダクタ１２０及び
負荷１１０のインピーダンスによって代表することがで
きる。このため、並列キャパシタ１１６及び直列インダ
クタ１２０は、スイッチ１０２を横切る所望の過渡応答
を生成するための主要素である。
【０００８】
【特許文献１】 米国特許第３９１９６５６号明細書
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】増幅器１００のサイズ
は、増幅器１００が使用される用途に依存する重要な判
定基準であることが多い。小さなフォームファクタを有
する増幅器１００が望ましい場合、９０Ｅの電気長を有
する伝送線を使用した電流供給チョーク１１２は、増幅
器サイズの縮小化を妨げるおそれがある。加えて、直列
インダクタ１２０は、並列キャパシタ１１６と共に増幅
器１００のサイズに対し逆にすなわち大きくなる方に寄
与し、増幅器１００の出力部における望ましくないイン
ピーダンス変換を生ずるおそれがある。
は、増幅器１００が使用される用途に依存する重要な判
定基準であることが多い。小さなフォームファクタを有
する増幅器１００が望ましい場合、９０Ｅの電気長を有
する伝送線を使用した電流供給チョーク１１２は、増幅
器サイズの縮小化を妨げるおそれがある。加えて、直列
インダクタ１２０は、並列キャパシタ１１６と共に増幅
器１００のサイズに対し逆にすなわち大きくなる方に寄
与し、増幅器１００の出力部における望ましくないイン
ピーダンス変換を生ずるおそれがある。
【００１０】従って、直列インダクタンスを有さず９０
Ｅより小さい電気長の並列伝送線を有する効率的な同調
スイッチング電力増幅器に対するニーズがある。本発明
はこのニーズを満たすことを目的とする。
Ｅより小さい電気長の並列伝送線を有する効率的な同調
スイッチング電力増幅器に対するニーズがある。本発明
はこのニーズを満たすことを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、並列キャパシ
タと、増幅器内のスイッチを横切る９０Ｅより小さい電
気長を有する並列伝送線とを配置することにより、上述
の問題を克服するスイッチング同調電力増幅器装置及び
増幅方法を提供する。並列キャパシタ及び並列伝送線
は、スイッチの電流及び電圧を同時に最小化するスイッ
チを横切る過渡応答を生成する。キャパシタと、スイッ
チに並列に９０Ｅより小さい電気長を有する伝送線とを
使用することにより、より小さなフォームファクタと望
ましいインピーダンス転換を有する効率的な同調スイッ
チング電力増幅器が実現できる。
タと、増幅器内のスイッチを横切る９０Ｅより小さい電
気長を有する並列伝送線とを配置することにより、上述
の問題を克服するスイッチング同調電力増幅器装置及び
増幅方法を提供する。並列キャパシタ及び並列伝送線
は、スイッチの電流及び電圧を同時に最小化するスイッ
チを横切る過渡応答を生成する。キャパシタと、スイッ
チに並列に９０Ｅより小さい電気長を有する伝送線とを
使用することにより、より小さなフォームファクタと望
ましいインピーダンス転換を有する効率的な同調スイッ
チング電力増幅器が実現できる。
【００１２】本発明の一側面は、基本周波数を有する入
力信号を増幅して負荷における同じ周波数を有する出力
信号を生成するためのスイッチング増幅器である。増幅
器は、入力信号を受信するための制御端子を有するスイ
ッチ、負荷回路網及び直流電源を有する。スイッチは、
スイッチをオン及びオフする入力信号に応答しさらに第
１及び第２端子を有する。第１及び第２端子は、スイッ
チがオンの場合、端子間に低いインピーダンスを有し、
スイッチがオフの場合、端子間に高いインピーダンスを
有する。負荷回路網は、スイッチに接続されて負荷に出
力信号を供給するものであり、第１及び第２端子間に接
続されてスイッチを横切る並列インダクタンスを生み出
す所定長の伝送線と、第１及び第２端子間に接続されて
スイッチを横切る並列キャパシタンスを生み出す並列キ
ャパシタとを有する。直流電源は、直流電力を伝送線、
並列キャパシタ及びスイッチに供給する。伝送線及び並
列キャパシタは、スイッチを横切る過渡応答を生成す
る。過渡応答は、スイッチがオンからオフに切り換わる
と、第１及び第２端子を流れる電流が実質的に零になる
まで第１及び第２端子を横切る電圧が低いままであり、
スイッチがオフからオンに切り換わる前に第１及び第２
端子を横切る電圧及び電圧時間導関数が実質的に零にな
ることを保証する。
力信号を増幅して負荷における同じ周波数を有する出力
信号を生成するためのスイッチング増幅器である。増幅
器は、入力信号を受信するための制御端子を有するスイ
ッチ、負荷回路網及び直流電源を有する。スイッチは、
スイッチをオン及びオフする入力信号に応答しさらに第
１及び第２端子を有する。第１及び第２端子は、スイッ
チがオンの場合、端子間に低いインピーダンスを有し、
スイッチがオフの場合、端子間に高いインピーダンスを
有する。負荷回路網は、スイッチに接続されて負荷に出
力信号を供給するものであり、第１及び第２端子間に接
続されてスイッチを横切る並列インダクタンスを生み出
す所定長の伝送線と、第１及び第２端子間に接続されて
スイッチを横切る並列キャパシタンスを生み出す並列キ
ャパシタとを有する。直流電源は、直流電力を伝送線、
並列キャパシタ及びスイッチに供給する。伝送線及び並
列キャパシタは、スイッチを横切る過渡応答を生成す
る。過渡応答は、スイッチがオンからオフに切り換わる
と、第１及び第２端子を流れる電流が実質的に零になる
まで第１及び第２端子を横切る電圧が低いままであり、
スイッチがオフからオンに切り換わる前に第１及び第２
端子を横切る電圧及び電圧時間導関数が実質的に零にな
ることを保証する。
【００１３】本発明の別の側面は、基本周波数を有する
入力信号を増幅して負荷における同じ周波数を有する出
力信号を生成する増幅方法である。本増幅方法は、入力
信号をこの入力信号に応答するスイッチに印加し、所定
長の伝送線でスイッチを横切る並列インダクタンスを生
成し、スイッチを横切る並列キャパシタンスを生成し、
スイッチ、並列インダクタンス及び並列キャパシタンス
に直流電圧を供給することからなり、並列インダクタン
ス及び並列キャパシタンスはスイッチを横切る過渡応答
を生成し、過渡応答は、スイッチがオンからオフに切り
換わると、スイッチを流れる電流が実質的に零になるま
でスイッチを横切る電圧が低いままであり、スイッチが
オフからオンに切り換わる前にスイッチを横切る電圧及
び電圧時間導関数が実質的に零になることを保証する。
入力信号を増幅して負荷における同じ周波数を有する出
力信号を生成する増幅方法である。本増幅方法は、入力
信号をこの入力信号に応答するスイッチに印加し、所定
長の伝送線でスイッチを横切る並列インダクタンスを生
成し、スイッチを横切る並列キャパシタンスを生成し、
スイッチ、並列インダクタンス及び並列キャパシタンス
に直流電圧を供給することからなり、並列インダクタン
ス及び並列キャパシタンスはスイッチを横切る過渡応答
を生成し、過渡応答は、スイッチがオンからオフに切り
換わると、スイッチを流れる電流が実質的に零になるま
でスイッチを横切る電圧が低いままであり、スイッチが
オフからオンに切り換わる前にスイッチを横切る電圧及
び電圧時間導関数が実質的に零になることを保証する。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
を説明する。図３は、本発明の同調スイッチング電力増
幅器の概略図である。図４は、図３の増幅器に使用され
る、基本周波数における負荷回路網を代表する等価回路
の回路図である。図５は、図３のスイッチを横切る電圧
波形を示すグラフである。図６は、図３のスイッチング
を流れる電流波形を示すグラフである。図７は、図３の
増幅器の出力部の電流波形を示すグラフである。図８
は、本発明の別の同調スイッチング電力増幅器の回路図
である。図９は、本発明の高周波用途に使用される別の
同調スイッチング電力増幅器の回路図である。
を説明する。図３は、本発明の同調スイッチング電力増
幅器の概略図である。図４は、図３の増幅器に使用され
る、基本周波数における負荷回路網を代表する等価回路
の回路図である。図５は、図３のスイッチを横切る電圧
波形を示すグラフである。図６は、図３のスイッチング
を流れる電流波形を示すグラフである。図７は、図３の
増幅器の出力部の電流波形を示すグラフである。図８
は、本発明の別の同調スイッチング電力増幅器の回路図
である。図９は、本発明の高周波用途に使用される別の
同調スイッチング電力増幅器の回路図である。
【００１５】図３は、本発明の同調スイッチング電力増
幅器１２６の一実施形態を示す。増幅器１２６は、信号
源１３０から入力信号を受信するスイッチ１２８と、ス
イッチ１２８及び負荷１３４間に接続され、スイッチ１
２８を横切る過渡応答を生成すると共に負荷１３４に出
力信号を配信する負荷回路網１３２と、スイッチ１２
８、負荷回路網１３２及び負荷１３４に直流電力を供給
する直流電源１３６とを有する。総括すると、増幅器１
２６の作動中、負荷回路網１３２は、スイッチ１２８を
横切る並列インダクタンス及び並列キャパシタンスを生
み出してスイッチ１２８における過渡応答を生成する。
この過渡応答は、スイッチ１２８がオンからオフに切り
換わると、スイッチ１２８を流れる電流が実質的に零に
なるまでスイッチ１２８を横切る電圧が低いままであ
り、スイッチ１２８がオフからオンに切り換わる前にス
イッチ１２８を横切る電圧及び電圧時間導関数が実質的
に零になることを保証する。従って、スイッチ１２８を
横切る実質電圧及びスイッチ１２８を流れる実質電流は
同時には生じないので、スイッチ１２８による電力損失
を防止し、増幅器１２６の効率を最大にする。
幅器１２６の一実施形態を示す。増幅器１２６は、信号
源１３０から入力信号を受信するスイッチ１２８と、ス
イッチ１２８及び負荷１３４間に接続され、スイッチ１
２８を横切る過渡応答を生成すると共に負荷１３４に出
力信号を配信する負荷回路網１３２と、スイッチ１２
８、負荷回路網１３２及び負荷１３４に直流電力を供給
する直流電源１３６とを有する。総括すると、増幅器１
２６の作動中、負荷回路網１３２は、スイッチ１２８を
横切る並列インダクタンス及び並列キャパシタンスを生
み出してスイッチ１２８における過渡応答を生成する。
この過渡応答は、スイッチ１２８がオンからオフに切り
換わると、スイッチ１２８を流れる電流が実質的に零に
なるまでスイッチ１２８を横切る電圧が低いままであ
り、スイッチ１２８がオフからオンに切り換わる前にス
イッチ１２８を横切る電圧及び電圧時間導関数が実質的
に零になることを保証する。従って、スイッチ１２８を
横切る実質電圧及びスイッチ１２８を流れる実質電流は
同時には生じないので、スイッチ１２８による電力損失
を防止し、増幅器１２６の効率を最大にする。
【００１６】信号源１３０は、増幅器１２６による増幅
用に入力信号を生成する。増幅器１２６は、入力信号と
同様に変化するがより大きい振幅を有する出力信号を作
り出す。図示の実施形態において、信号源１３０は、ス
イッチ１２８の制御端子１３８及び接地間に接続されス
イッチ１２８に入力信号を供給する公知の正弦波発生器
である。増幅器１２６が作動する周波数は、基本周波数
であり、図示の実施形態において信号源１３０により生
成される入力信号の周波数である。増幅器１２６は特に
有用であるが、無線通信装置及び他の高周波用途におい
てそれに限定されない。例えば、増幅器１２６は携帯電
話で使用することができ、負荷１１０により代表される
アンテナで送信されるために900ＭHz周波数帯（すなわ
ち880〜915ＭHz）又は1800ＭHz周波数帯（すなわち1710
〜1785ＭHz、1850〜1910ＭHz）で所定のチャンネル周波
数の位相変調された入力信号を増幅する。この例におい
て、増幅器１２６は、基本周波数がチャンネル周波数に
合致するように設計される。加えて、増幅器１２６は、
2.5ＧHz及び５ＧHzを含む狭帯域又は広帯域用の実質的
にいかなる作動周波数でも使用することができる。
用に入力信号を生成する。増幅器１２６は、入力信号と
同様に変化するがより大きい振幅を有する出力信号を作
り出す。図示の実施形態において、信号源１３０は、ス
イッチ１２８の制御端子１３８及び接地間に接続されス
イッチ１２８に入力信号を供給する公知の正弦波発生器
である。増幅器１２６が作動する周波数は、基本周波数
であり、図示の実施形態において信号源１３０により生
成される入力信号の周波数である。増幅器１２６は特に
有用であるが、無線通信装置及び他の高周波用途におい
てそれに限定されない。例えば、増幅器１２６は携帯電
話で使用することができ、負荷１１０により代表される
アンテナで送信されるために900ＭHz周波数帯（すなわ
ち880〜915ＭHz）又は1800ＭHz周波数帯（すなわち1710
〜1785ＭHz、1850〜1910ＭHz）で所定のチャンネル周波
数の位相変調された入力信号を増幅する。この例におい
て、増幅器１２６は、基本周波数がチャンネル周波数に
合致するように設計される。加えて、増幅器１２６は、
2.5ＧHz及び５ＧHzを含む狭帯域又は広帯域用の実質的
にいかなる作動周波数でも使用することができる。
【００１７】スイッチ１２８は、入力信号に基づいて直
流電源１３６及び負荷回路網１３２を有する回路を選択
的に完成する。スイッチ１２８は制御端子１３８を有
し、制御端子１３８における信号に基づいてスイッチ１
２８をオン及びオフする。すなわち、スイッチ１２８は
制御端子信号に応答する。さらにスイッチ１２８は、第
１電流端子１４０及び第２電流端子１４２を有する。こ
れら端子１４０，１４２は、スイッチ１２８がオンのと
き電気的に接続され、スイッチ１２８がオフのとき非接
続状態になる。スイッチ１２８がオンのとき、第１電流
端子１４０及び第２電流端子１４２の間はインピーダン
スが実質的に無限になる。スイッチ１２８がオフのと
き、第１電流端子１４０及び第２電流端子１４２の間は
インピーダンスが実質的に零になる。
流電源１３６及び負荷回路網１３２を有する回路を選択
的に完成する。スイッチ１２８は制御端子１３８を有
し、制御端子１３８における信号に基づいてスイッチ１
２８をオン及びオフする。すなわち、スイッチ１２８は
制御端子信号に応答する。さらにスイッチ１２８は、第
１電流端子１４０及び第２電流端子１４２を有する。こ
れら端子１４０，１４２は、スイッチ１２８がオンのと
き電気的に接続され、スイッチ１２８がオフのとき非接
続状態になる。スイッチ１２８がオンのとき、第１電流
端子１４０及び第２電流端子１４２の間はインピーダン
スが実質的に無限になる。スイッチ１２８がオフのと
き、第１電流端子１４０及び第２電流端子１４２の間は
インピーダンスが実質的に零になる。
【００１８】図示の実施形態において、スイッチ１２８
の制御端子１３８は信号源１３０に接続され、第１電流
端子１４０は負荷回路網１３２に接続され、第２電流端
子１４２は直流電源１３６の負極端子１４６及び接地に
接続される。スイッチ１２８は、図３に示されるように
コモンエミッタモードに接続されたＮＰＮトランジスタ
等のトランジスタ１４４であってもよい。
の制御端子１３８は信号源１３０に接続され、第１電流
端子１４０は負荷回路網１３２に接続され、第２電流端
子１４２は直流電源１３６の負極端子１４６及び接地に
接続される。スイッチ１２８は、図３に示されるように
コモンエミッタモードに接続されたＮＰＮトランジスタ
等のトランジスタ１４４であってもよい。
【００１９】直流電源１３６は、スイッチ１２８、負荷
回路網１３２及び負荷１３４に直流電力を供給する。図
示の実施形態において、直流電源１３６は、スイッチ１
２８の第２電流端子１４２及び接地に接続された負極端
子１４６と、負荷回路網１３２に接続された正極端子１
４８とを有する。適当な直流電源１３６は当業者に明ら
かであろう。
回路網１３２及び負荷１３４に直流電力を供給する。図
示の実施形態において、直流電源１３６は、スイッチ１
２８の第２電流端子１４２及び接地に接続された負極端
子１４６と、負荷回路網１３２に接続された正極端子１
４８とを有する。適当な直流電源１３６は当業者に明ら
かであろう。
【００２０】負荷回路網１３２は負荷１３４に入力信号
に基づく出力信号を配信し、スイッチ１２８の第１及び
第２電流端子１４０，１４２を横切る過渡応答を生成す
る。負荷回路網１３２は、並列伝送線１５０、並列キャ
パシタ１５２、バイパスキャパシタ１５４及び周波数フ
ィルタ１５６を有する。負荷回路網１３２はさらに受動
及び能動部品を有してもよいが、最大電力効率を得るた
めには抵抗等のエネルギーを浪費する要素の使用は避け
るべきである。
に基づく出力信号を配信し、スイッチ１２８の第１及び
第２電流端子１４０，１４２を横切る過渡応答を生成す
る。負荷回路網１３２は、並列伝送線１５０、並列キャ
パシタ１５２、バイパスキャパシタ１５４及び周波数フ
ィルタ１５６を有する。負荷回路網１３２はさらに受動
及び能動部品を有してもよいが、最大電力効率を得るた
めには抵抗等のエネルギーを浪費する要素の使用は避け
るべきである。
【００２１】周波数フィルタ１５６は、増幅器１２６で
発生し負荷１３４に到達することに起因する基本周波数
の高調波を防止する。周波数フィルタ１５６は、基本周
波数での信号のみが周波数フィルタ１５６を通過するこ
とができるように、公知の方法で同調される。図示の実
施形態において、周波数フィルタ１５６は、直列に接続
されて帯域通過フィルタを形成するインダクタ１５８及
びキャパシタ１６０を有する。
発生し負荷１３４に到達することに起因する基本周波数
の高調波を防止する。周波数フィルタ１５６は、基本周
波数での信号のみが周波数フィルタ１５６を通過するこ
とができるように、公知の方法で同調される。図示の実
施形態において、周波数フィルタ１５６は、直列に接続
されて帯域通過フィルタを形成するインダクタ１５８及
びキャパシタ１６０を有する。
【００２２】バイパスキャパシタ１５４は、直流電源１
３６の正極端子１４８及び伝送線１５０を接地接続す
る。交流信号については、直流電源１３６の正極端子１
４８及びスイッチ１２８の第２電流端子１４２が電気的
に等価であることをバイパスキャパシタ１５４が確保す
る。さらに交流信号について、バイパスキャパシタ１５
４は伝送線１５０に接地路を提供する。バイパスキャパ
シタ１５４は、直流電源１３６の一部又は負荷回路網の
一部と考えることができる低インピーダンスキャパシタ
であってもよい。
３６の正極端子１４８及び伝送線１５０を接地接続す
る。交流信号については、直流電源１３６の正極端子１
４８及びスイッチ１２８の第２電流端子１４２が電気的
に等価であることをバイパスキャパシタ１５４が確保す
る。さらに交流信号について、バイパスキャパシタ１５
４は伝送線１５０に接地路を提供する。バイパスキャパ
シタ１５４は、直流電源１３６の一部又は負荷回路網の
一部と考えることができる低インピーダンスキャパシタ
であってもよい。
【００２３】並列キャパシタ１５２は、基本周波数にお
けるスイッチ１２８を横切る並列キャパシタンスを生成
する。図示の実施形態において、並列キャパシタ１５２
は、スイッチ１２８の第１電流端子１４０及び接地間に
接続される。基本周波数において、並列キャパシタ１５
２はかなりの容量サセプタンスを有する。実施形態によ
っては、並列キャパシタが約1pＦから約100pＦの間の容
量を有することができる。増幅器１２６及びスイッチ１
２８の回路配線に固有のキャパシタンスは、必要とされ
るキャパシタンス量を並列キャパシタ１５２から減少さ
せる。例えば、高周波数において、全キャパシタンスは
回路配線キャパシタンスにより供給することができ、そ
の結果、並列キャパシタ１５２が別部品として必要とさ
れないようにすることができる。
けるスイッチ１２８を横切る並列キャパシタンスを生成
する。図示の実施形態において、並列キャパシタ１５２
は、スイッチ１２８の第１電流端子１４０及び接地間に
接続される。基本周波数において、並列キャパシタ１５
２はかなりの容量サセプタンスを有する。実施形態によ
っては、並列キャパシタが約1pＦから約100pＦの間の容
量を有することができる。増幅器１２６及びスイッチ１
２８の回路配線に固有のキャパシタンスは、必要とされ
るキャパシタンス量を並列キャパシタ１５２から減少さ
せる。例えば、高周波数において、全キャパシタンスは
回路配線キャパシタンスにより供給することができ、そ
の結果、並列キャパシタ１５２が別部品として必要とさ
れないようにすることができる。
【００２４】並列伝送線１５０は、基本周波数における
スイッチ１２８を横切る並列インダクタンスを生成す
る。並列伝送線１５０は非１／４波長の伝送線であり、
すなわち基本周波数に関して９０Ｅより短い電気長を有
する。１／４波長の伝送線は基本周波数において実質的
に無限のリアクタンスを有するが、伝送線１５０等の非
１／４波長の伝送線はより小さいリアクタンスを有す
る。例えば、伝送線１５０のリアクタンスは約10ＫΩ以
下であり、代表的には100Ωである。実施形態によって
は、並列伝送線１５０は、約45Ｅ以下の電気長を有し、
代表的には約5Ｅ及び約15Ｅの間、すなわち約7Ｅの電気
長を有する。図示の実施形態において、並列伝送線１５
０は、第１電流端子１４０及び直流電源１３６の正極端
子１４８の間に接続される。実施形態によっては、伝送
線１５０は、実質的に定電流電源として作用するように
十分に大きい。別の実施形態において、別の伝送線が電
流電源として使用されるので、並列伝送線１５０の機能
を軽減する。
スイッチ１２８を横切る並列インダクタンスを生成す
る。並列伝送線１５０は非１／４波長の伝送線であり、
すなわち基本周波数に関して９０Ｅより短い電気長を有
する。１／４波長の伝送線は基本周波数において実質的
に無限のリアクタンスを有するが、伝送線１５０等の非
１／４波長の伝送線はより小さいリアクタンスを有す
る。例えば、伝送線１５０のリアクタンスは約10ＫΩ以
下であり、代表的には100Ωである。実施形態によって
は、並列伝送線１５０は、約45Ｅ以下の電気長を有し、
代表的には約5Ｅ及び約15Ｅの間、すなわち約7Ｅの電気
長を有する。図示の実施形態において、並列伝送線１５
０は、第１電流端子１４０及び直流電源１３６の正極端
子１４８の間に接続される。実施形態によっては、伝送
線１５０は、実質的に定電流電源として作用するように
十分に大きい。別の実施形態において、別の伝送線が電
流電源として使用されるので、並列伝送線１５０の機能
を軽減する。
【００２５】本発明において、並列キャパシタ１５２及
び並列伝送線１５０はスイッチ１２８を横切る過渡応答
を生成するよう協働し、スイッチ１２８がオンからオフ
に切り換わると、第１及び第２端子１４０，１４２を流
れる電流が実質的に零になるまで第１及び第２端子１４
０，１４２を横切る電圧が低いままであり、スイッチが
オフからオンに切り換わる前に第１及び第２端子１４
０，１４２を横切る電圧及び電圧時間導関数が実質的に
零になることを保証する。
び並列伝送線１５０はスイッチ１２８を横切る過渡応答
を生成するよう協働し、スイッチ１２８がオンからオフ
に切り換わると、第１及び第２端子１４０，１４２を流
れる電流が実質的に零になるまで第１及び第２端子１４
０，１４２を横切る電圧が低いままであり、スイッチが
オフからオンに切り換わる前に第１及び第２端子１４
０，１４２を横切る電圧及び電圧時間導関数が実質的に
零になることを保証する。
【００２６】図４は、基本周波数においてスイッチ１２
８に見られるインピーダンスを反映する回路を示す。基
本周波数において、周波数フィルタ１５６は短絡として
作用し、伝送線１５０は電流を流す、すなわち伝送線は
非１／４波長の伝送線である。従って、スイッチ１２８
に見られるインピーダンスは、図４に示された並列伝送
線１５０、並列キャパシタ１５２及び負荷１３４でモデ
ル化することができる。この点は、スイッチ１０２に見
られるインピーダンスが図２に示された並列キャパシタ
１１６、直列インダクタ１２０及び負荷１１０でモデル
化される特許文献１に開示された増幅器１００（図１参
照）と異なる。
８に見られるインピーダンスを反映する回路を示す。基
本周波数において、周波数フィルタ１５６は短絡として
作用し、伝送線１５０は電流を流す、すなわち伝送線は
非１／４波長の伝送線である。従って、スイッチ１２８
に見られるインピーダンスは、図４に示された並列伝送
線１５０、並列キャパシタ１５２及び負荷１３４でモデ
ル化することができる。この点は、スイッチ１０２に見
られるインピーダンスが図２に示された並列キャパシタ
１１６、直列インダクタ１２０及び負荷１１０でモデル
化される特許文献１に開示された増幅器１００（図１参
照）と異なる。
【００２７】増幅器１２６（図３参照）の作動の際、ス
イッチ１２８は、直流電源１３６からの直流エネルギー
が負荷１３４へ供給するために交流エネルギーに変換さ
れる周波数を制御する。一実施形態において、最大基本
周波数出力を得るために、スイッチ１２８の負荷時間比
(duty ratio)は約50％であるので、スイッチ１２８は交
流期間の約半分はオンであり、残りの期間はオフであ
る。（任意であるが、負荷時間比は50％以外であっても
よい）
イッチ１２８は、直流電源１３６からの直流エネルギー
が負荷１３４へ供給するために交流エネルギーに変換さ
れる周波数を制御する。一実施形態において、最大基本
周波数出力を得るために、スイッチ１２８の負荷時間比
(duty ratio)は約50％であるので、スイッチ１２８は交
流期間の約半分はオンであり、残りの期間はオフであ
る。（任意であるが、負荷時間比は50％以外であっても
よい）
【００２８】並列伝送線１５０及び並列キャパシタ１５
２は、スイッチ１２８を横切る電圧波形及び電流波形の
形状のスイッチ１２８を横切る過渡応答を生成する。図
３のスイッチ１２８を横切る電圧波形及び電流波形を表
わす波形は図５及び図６にそれぞれ示される。並列キャ
パシタ１５２は、スイッチ１２８がオフである時間間隔
において、スイッチ１２８を流れる電流が零になるまで
スイッチ１２８を横切る電圧が比較的低いままであるこ
とを保証する。これにより、電流が零になる前にスイッ
チ１２８を横切る電圧が急激に立ち上がることができる
場合生ずるエネルギー損失を回避する。
２は、スイッチ１２８を横切る電圧波形及び電流波形の
形状のスイッチ１２８を横切る過渡応答を生成する。図
３のスイッチ１２８を横切る電圧波形及び電流波形を表
わす波形は図５及び図６にそれぞれ示される。並列キャ
パシタ１５２は、スイッチ１２８がオフである時間間隔
において、スイッチ１２８を流れる電流が零になるまで
スイッチ１２８を横切る電圧が比較的低いままであるこ
とを保証する。これにより、電流が零になる前にスイッ
チ１２８を横切る電圧が急激に立ち上がることができる
場合生ずるエネルギー損失を回避する。
【００２９】スイッチ１２８がオフであるときの過渡応
答は、スイッチ１２８がオンになるとスイッチ１２８を
横切る電圧を約零にするので、高い正電圧から接地まで
並列キャパシタ１５２を放電することに関連したエネル
ギー損失を回避する。さらに、過渡応答は、スイッチ１
２８を横切る電圧が零に達するとその電圧を表わす電圧
波形に零傾斜を形成する。これら２条件は共に、スイッ
チ１２８がオンのときにはスイッチ１２８を流れる電流
がないことを保証する。これにより、スイッチ１２８を
流れる電流が立ち上がるとスイッチ１２８を横切る電圧
がゆっくり下降することができる場合生ずるエネルギー
損失を回避する。
答は、スイッチ１２８がオンになるとスイッチ１２８を
横切る電圧を約零にするので、高い正電圧から接地まで
並列キャパシタ１５２を放電することに関連したエネル
ギー損失を回避する。さらに、過渡応答は、スイッチ１
２８を横切る電圧が零に達するとその電圧を表わす電圧
波形に零傾斜を形成する。これら２条件は共に、スイッ
チ１２８がオンのときにはスイッチ１２８を流れる電流
がないことを保証する。これにより、スイッチ１２８を
流れる電流が立ち上がるとスイッチ１２８を横切る電圧
がゆっくり下降することができる場合生ずるエネルギー
損失を回避する。
【００３０】本発明の一実施形態によれば、図３に示さ
れた増幅器１２６の部品の値は以下の式（１）〜（５）
に従って選択できる。
れた増幅器１２６の部品の値は以下の式（１）〜（５）
に従って選択できる。
【００３１】並列伝送線１５０の電気長は次式を用いて
決定できる。
決定できる。
【数１】
ここで、Ｒは伝送線１５０の抵抗であり、Ｚは伝送線１
５０の特性インピーダンスである。特性インピーダンス
Ｚは、約25Ω及び約75Ωの間の例えば50Ω等の、伝送線
用の代表的な特性インピーダンスであってもよい。抵抗
Ｒは次式を用いて決定できる。
５０の特性インピーダンスである。特性インピーダンス
Ｚは、約25Ω及び約75Ωの間の例えば50Ω等の、伝送線
用の代表的な特性インピーダンスであってもよい。抵抗
Ｒは次式を用いて決定できる。
【数２】
ここで、Ｖは直流電源１３６の電圧レベルであり、Ｐは
増幅器１２６の出力電力である。次に、電気長は以下の
工程で決定することができる。すなわち特性インピーダ
ンスを有する伝送線を選択し、式（２）を解いて抵抗を
決定し、特定インピーダンス及び決定された抵抗を式
（１）に代入し、そして電気長を解く。例えば、伝送線
が50Ωの特定インピーダンスＺを有し、Ｖが3.5Ｖであ
り、Ｐが２ワットであり、Ｒが約8.4Ωである場合、電
気長は約7Ｅである。
増幅器１２６の出力電力である。次に、電気長は以下の
工程で決定することができる。すなわち特性インピーダ
ンスを有する伝送線を選択し、式（２）を解いて抵抗を
決定し、特定インピーダンス及び決定された抵抗を式
（１）に代入し、そして電気長を解く。例えば、伝送線
が50Ωの特定インピーダンスＺを有し、Ｖが3.5Ｖであ
り、Ｐが２ワットであり、Ｒが約8.4Ωである場合、電
気長は約7Ｅである。
【００３２】並列キャパシタ１５２のキャパシタンスは
次式を用いて決定できる。
次式を用いて決定できる。
【数３】
ここで、ωは基本周波数である。
【００３３】周波数フィルタについては、直列キャパシ
タ１６０のキャパシタンスが次式を用いて決定できる。
タ１６０のキャパシタンスが次式を用いて決定できる。
【数４】
直列インダクタのインダクタンスは次式を用いて決定で
きる。
きる。
【数５】
ここで、ＱLは、公知の方法で決定できる周波数フィル
タ１５６のクォリティファクタである。
タ１５６のクォリティファクタである。
【００３４】上式を用いて選択された部品の値について
は、基本周波数におけるスイッチを横切る電流及び電圧
には最適位相角度Ｎが式（１）及び（２）から以下のよ
うに導き出せる。
は、基本周波数におけるスイッチを横切る電流及び電圧
には最適位相角度Ｎが式（１）及び（２）から以下のよ
うに導き出せる。
【数６】
次に、式（１）及び（２）の実際の値を式（６）に代入
して34.244Ｅの位相角度が得られる。
して34.244Ｅの位相角度が得られる。
【００３５】高特性インピーダンスＺを有し、電気長が
２、すなわちtanθが２の並列伝送線１５０を有する理
想的な無損失スイッチング条件において、式（１）〜
（５）に従って選択された部品を有する負荷回路網１３
２は、図５及び図６に示されたスイッチのオフ及びオン
状態の間、電圧波形vs(Tt)及び電流波形is(Tt)をそれぞ
れ形成することにより100％近くの効率を提供する。同
時に、図７に示された正弦波基本周波数電流は、周波数
フィルタ１５６を介して負荷１３４に流れる。基本周波
数電流の式は：
２、すなわちtanθが２の並列伝送線１５０を有する理
想的な無損失スイッチング条件において、式（１）〜
（５）に従って選択された部品を有する負荷回路網１３
２は、図５及び図６に示されたスイッチのオフ及びオン
状態の間、電圧波形vs(Tt)及び電流波形is(Tt)をそれぞ
れ形成することにより100％近くの効率を提供する。同
時に、図７に示された正弦波基本周波数電流は、周波数
フィルタ１５６を介して負荷１３４に流れる。基本周波
数電流の式は：
【数７】
ここで、位相シフトφは15.155°である。
【００３６】図８は、本発明の別の実施形態の増幅器１
６４を示す。増幅器１６４は、増幅器１２６の周波数フ
ィルタ１５６（図３参照）の代わりにインピーダンス整
合回路１６６を有する実質的に図３の増幅器１２６であ
る。インピーダンス整合回路１６６は、公知の方法で負
荷１３４及びスイッチ１２８間のインピーダンスを変換
する。さらに、整合回路１６６は、基本周波数の高調波
を抑制する周波数フィルタとして作用する。整合回路１
６６は、集合キャパシタ及びインダクタの多くの異なる
組合せを有する公知の方法で設計することができる。実
施形態によっては、整合回路の第１部品は、図８に示さ
れるように直列インダクタ１６８であり、整合回路１６
６の入力部に高インピーダンス条件を与える。
６４を示す。増幅器１６４は、増幅器１２６の周波数フ
ィルタ１５６（図３参照）の代わりにインピーダンス整
合回路１６６を有する実質的に図３の増幅器１２６であ
る。インピーダンス整合回路１６６は、公知の方法で負
荷１３４及びスイッチ１２８間のインピーダンスを変換
する。さらに、整合回路１６６は、基本周波数の高調波
を抑制する周波数フィルタとして作用する。整合回路１
６６は、集合キャパシタ及びインダクタの多くの異なる
組合せを有する公知の方法で設計することができる。実
施形態によっては、整合回路の第１部品は、図８に示さ
れるように直列インダクタ１６８であり、整合回路１６
６の入力部に高インピーダンス条件を与える。
【００３７】マイクロ波以上に対しては、図９に示され
るように、増幅器１７２の整合回路１７０内の全誘導性
部品は、直列伝送線１７４及び並列伝送線１７６等の伝
送線を使用して実現することができる。整合回路１７０
は、開回路スタブ及び短絡スタブを有する伝送線を有
し、要求されている整合特性及び高調波抑制特性を提供
することができる。実施形態によっては、直列伝送線１
７４は、図９に示されるように所望のスイッチング条件
を与える整合回路１７０の第１要素である。
るように、増幅器１７２の整合回路１７０内の全誘導性
部品は、直列伝送線１７４及び並列伝送線１７６等の伝
送線を使用して実現することができる。整合回路１７０
は、開回路スタブ及び短絡スタブを有する伝送線を有
し、要求されている整合特性及び高調波抑制特性を提供
することができる。実施形態によっては、直列伝送線１
７４は、図９に示されるように所望のスイッチング条件
を与える整合回路１７０の第１要素である。
【００３８】本発明のスイッチング電力増幅器は、増幅
器内のある点から又は増幅器の出力部におけるスイッチ
ング用の入力信号を得ることにより、並列帰還発振器に
転換することができる。さらに、負性抵抗発振器は、公
知の方法で回路内にリアクティブ帰還を挿入することに
より、スイッチにおける負性インピーダンス条件を与え
ることにより作り上げることができる。このような発振
器において、別体の信号源１３０は不要である。
器内のある点から又は増幅器の出力部におけるスイッチ
ング用の入力信号を得ることにより、並列帰還発振器に
転換することができる。さらに、負性抵抗発振器は、公
知の方法で回路内にリアクティブ帰還を挿入することに
より、スイッチにおける負性インピーダンス条件を与え
ることにより作り上げることができる。このような発振
器において、別体の信号源１３０は不要である。
【００３９】本発明の特定実施形態を説明したが、当業
者には種々の変形、変更及び改良が容易に想起できるで
あろう。本明細書の開示により明らかであるこのような
変形、変更及び改良は、本明細書に明示されていなくて
も本明細書の部分であることが意図されており、本発明
の真髄及び範囲内であることが意図されている。従っ
て、上述の説明は単に例示であり、本発明を制限するも
のではない。本発明は、特許請求の範囲に定義されたも
の及びその等価なものにのみ制限される。
者には種々の変形、変更及び改良が容易に想起できるで
あろう。本明細書の開示により明らかであるこのような
変形、変更及び改良は、本明細書に明示されていなくて
も本明細書の部分であることが意図されており、本発明
の真髄及び範囲内であることが意図されている。従っ
て、上述の説明は単に例示であり、本発明を制限するも
のではない。本発明は、特許請求の範囲に定義されたも
の及びその等価なものにのみ制限される。
【図１】従来技術の同調スイッチング電力増幅器の回路
図である。
図である。
【図２】図１の増幅器に使用される基本周波数における
負荷回路網を表わす従来技術の等価回路の回路図であ
る。
負荷回路網を表わす従来技術の等価回路の回路図であ
る。
【図３】本発明の同調スイッチング電力増幅器の概略図
である。
である。
【図４】図３の増幅器に使用される、基本周波数におけ
る負荷回路網を代表する等価回路の回路図である。
る負荷回路網を代表する等価回路の回路図である。
【図５】図３のスイッチを横切る電圧波形を示すグラフ
である。
である。
【図６】図３のスイッチングを流れる電流波形を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図７】図３の増幅器の出力部の電流波形を示すグラフ
である。
である。
【図８】本発明の別の同調スイッチング電力増幅器の回
路図である。
路図である。
【図９】本発明の高周波用途に使用される別の同調スイ
ッチング電力増幅器の回路図である。
ッチング電力増幅器の回路図である。
１２６，１６４，１７２ 増幅器
１２８ スイッチ
１３２ 負荷回路網
１３４ 負荷
１３６ 直流電源
１３８ 制御端子
１４０ 第１電流端子
１４２ 第２電流端子
１５０ 伝送線
１５２ 並列キャパシタ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ハーバート ジェーガー
アイルランド国 コーク ロチェスタウン
フォクスウッド 23
Ｆターム(参考） 5J067 AA04 AA28 AA61 CA36 FA18
HA29 HA33 HA39 KA14 KA29
KA68 KS11 LS01 MA21 SA14
TA06
5J091 AA04 AA28 AA61 CA36 CA75
FA18 HA02 HA29 HA33 HA39
KA29 KA47 KA68 MA21 SA14
TA06
Claims (2)
- 【請求項１】基本周波数を有する入力信号を増幅して負
荷における同じ周波数を有する出力信号を生成するため
の増幅器であって、 前記入力信号を受信するための制御端子を有するスイッ
チ、負荷回路網及び直流電源を具備し、 前記スイッチは、該スイッチをオン及びオフする前記入
力信号に応答するものであり、さらに第１電流端子及び
第２電流端子を有し、該第１電流端子及び第２電流端子
は、前記スイッチがオンの場合、前記端子間に低いイン
ピーダンスを有し、前記スイッチがオフの場合、前記端
子間に高いインピーダンスを有し、 前記負荷回路網は、前記スイッチに接続されて前記負荷
に前記出力信号を供給するものであり、前記第１電流端
子及び第２電流端子間に接続されて前記スイッチを横切
る並列インダクタンスを生成する所定電気長の伝送線
と、前記第１電流及び第２電流端子間に接続されて前記
スイッチを横切る並列キャパシタンスを生成する並列キ
ャパシタとを有し、 前記直流電源は、前記負荷回路網及び前記スイッチに直
流電力を供給し、 前記伝送線及び前記並列キャパシタは、前記スイッチを
横切る過渡応答を生成し、該過渡応答は、前記スイッチ
がオンからオフに切り換わると、前記第１電流端子及び
第２電流端子を流れる電流が実質的に零になるまで前記
第１電流及び第２電流端子を横切る電圧が低いままであ
り、前記スイッチがオフからオンに切り換わる前に前記
第１電流端子及び第２電流端子を横切る電圧及び電圧時
間導関数が実質的に零になることを保証することを特徴
とする増幅器。 - 【請求項２】基本周波数を有する入力信号を増幅して負
荷における同じ周波数を有する出力信号を生成する増幅
方法であって、 前記入力信号を該入力信号に応答するスイッチに印加
し、 所定電気長の伝送線で前記基本周波数における前記スイ
ッチを横切る並列インダクタンスを生成し、 前記基本周波数における前記スイッチを横切る並列キャ
パシタンスを生成し、 前記スイッチ、前記並列インダクタンス及び前記並列キ
ャパシタンスに直流電力を供給することからなり、 前記並列インダクタンス及び前記並列キャパシタンスは
前記スイッチを横切る過渡応答を生成し、該過渡応答
は、前記スイッチがオンからオフに切り換わると、前記
スイッチを流れる電流が実質的に零になるまで前記スイ
ッチを横切る電圧が低いままであり、前記スイッチがオ
フからオンに切り換わる前に前記スイッチを横切る電圧
及び電圧時間導関数が実質的に零になることを保証する
ことを特徴とする増幅方法。
Applications Claiming Priority (2)
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| US10/047,544 US6552610B1 (en) | 2002-01-15 | 2002-01-15 | Transmission-line tuned switching power amplifier |
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