JP5241599B2

JP5241599B2 - 高調波終端回路

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Publication number: JP5241599B2
Application number: JP2009117742A
Authority: JP
Inventors: 実人木村; 浩光内田; 晃井上
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-05-14
Filing date: 2009-05-14
Publication date: 2013-07-17
Anticipated expiration: 2029-05-14
Also published as: JP2010268213A

Description

この発明は、マイクロ波帯およびミリ波帯で使用されるマイクロ波電力増幅器等に用いられる高調波終端回路に関するものである。

マイクロ波電力増幅器の電力効率を向上させることは、マイクロ波装置を用いた通信機器やレーダー等の機器の使用時間を延ばすために極めて重要なことである。電力効率を向上させるための回路的な工夫として、高調波処理回路を用いる手法が良く知られている。

このような高調波処理を用いたマイクロ波電力増幅器では、トランジスタをＢ級にバイアスしており、そのときの出力電流は、基本波以外には偶数次高調波成分しか存在しない。従って電圧波形に偶数次高調波成分を含まないようにし、奇数次高調波成分のみを含ませるようにすると、トランジスタにおける電流、電圧波形を適切に成形することができ、増幅回路を高効率化できる（例えば、特許文献１、２参照）。

マイクロ波電力増幅器の出力整合回路に基本波において８分の１波長および１２分の１波長の先端開放スタブを付加し、これらの先端開放スタブからトランジスタまでの線路の長さを基本波に対して４分の１波長にすることで、トランジスタの出力端子において、二次高調波に対して短絡、三次高調波に対して開放となるようにしている。このような負荷条件にすることで、電圧波形に偶数次高調波成分を含ませないようにし、奇数次高調波成分のみを含ませるようにしている。

特開平７−９４９７４号公報特開２００１−１１１３６２号公報

マイクロ波電力増幅器等、半導体デバイスを用いた装置では、高調波の負荷条件によって動作が変化することが知られており、高調波を適切なインピーダンスで終端することにより、マイクロ波電力増幅器の電力効率を向上させる高調波処理がある。高調波処理回路は図１２に示すように先端開放スタブや先端短絡スタブといった共振系回路を用いるものが一般的である。また、この時の負荷条件は５０Ω終端で与えられている。

しかしながら実際にマイクロ波電力増幅器を通信機器やレーダー装置に搭載する場合には高調波に対する負荷は５０Ωとは限らず、例えばマイクロ波電力増幅器がアンテナに接続される場合、高調波に対して全反射となることが多い。このように、マイクロ波電力増幅器に接続する部品によって、高調波に対する負荷インピーダンスは大きく変動する。

例えば、高調波に対する負荷が損失性でなくリアクティブである場合、負荷とマイクロ波増幅器の高調波処理回路で用いている共振回路とが、併せて不要共振を起こし、高調波処理回路で所望のインピーダンスを得ることができないことがある。そのため、適切な高調波処理が行われず、マイクロ波電力増幅器の電力効率が低下するという課題があった。

この発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、負荷条件が異なっても高調波を適切なインピーダンスで終端し、基本波に対しては影響のない高調波終端回路を得ることを目的とする。

この発明に係る高調波終端回路は、マイクロ波電力増幅器のマイクロ波出力または入力を高調波処理する高調波終端回路において、基本波のおよそ４分の１波長の先端短絡スタブおよび上記先端短絡スタブに直列に接続される抵抗を有する並列回路を３組備え、上記並列回路は、二次高調波のおよそ４分の１波長ずつ離れて伝送線路に並列に接続される。

この発明に係る高調波終端回路は、主要な高調波である二次高調波のインピーダンスを適切に抵抗終端するとともに、基本波に対しては影響がないので、マイクロ波電力増幅器にどのような部品を接続しても、所望の特性を有するマイクロ波電力増幅器を実現することができる。

この発明の実施の形態１に係る高調波終端回路を含むマイクロ波電力増幅器の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る高調波終端回路の二次高調波に関する等価回路図である。この発明の実施の形態１に係る高調波終端回路の通過特性および反射特性の模式図である。この発明の実施の形態１に係る高調波終端回路をマイクロストリップ線路を用いて構成した例の上面図である。この発明の実施の形態１に係る高調波終端回路を増幅器の入力側に配置したマイクロ波電力増幅器の構成図である。この発明の実施の形態１に係るインダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路の単位長さあたりの等価回路図である。この発明の実施の形態１に係るインダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路の特性インピーダンスの周波数特性の模式図である。この発明の実施の形態１に係るインダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路を用いた高調波終端回路の構成図である。図８の高調波終端回路をマイクロストリップ線路を用いて構成した例の上面図である。この発明の実施の形態２に係る高調波終端回路を含むマイクロ波電力増幅器の構成を示す図である。この発明の実施の形態３に係る高調波終端回路を含むマイクロ波電力増幅器の構成を示す図である。

以下、この発明に係る高調波終端回路の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る高調波終端回路の構成を示す図である。
この発明の実施の形態１に係るマイクロ波電力増幅器は、ＲＦ入力端子５から入力される信号を高調波処理する増幅器４、増幅器４の出力側に接続される伝送線路２ａ、伝送線路２ａに直列に接続される伝送線路２ｂ、伝送線路２ａ、２ｂと並列に接続される並列回路３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、伝送線路２ｂに接続されるＲＦ出力端子６を有する。
並列回路３０ａ、３０ｂ、３０ｃは、一方が接地された先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃ、および先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃに直列に接続された抵抗３ａ、３ｂ、３ｃから構成される。

先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃおよび伝送線路２ａ、２ｂは、それぞれ基本波のおよそ４分の１波長および二次高調波のおよそ４分の１波長が基準として選ばれている。なお、設計に応じて１割程度変化させても良い。
抵抗３ａ、３ｂ、３ｃは、所望の二次高調波減衰量Ａ（真数）に応じて式（１）、式（２）の値程度に選ぶことで二次高調波を適切に抵抗終端することができる。ここで、抵抗３ａ、３ｃの抵抗値はＲ₁（Ω）、抵抗３ｂの抵抗値はＲ₂（Ω）とし、入出力ポートの特性インピーダンスをＺ₀とする。

次に、この発明の実施の形態１に係る高調波終端回路の動作について説明する。まず、基本波における動作について説明する。
先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃは、基本波に関し、先端短絡の４分の１波長線路とみなせるため、抵抗３ａ、３ｂ、３ｃとの接続部分では開放とみなせる。そのため抵抗３ａ、３ｂ、３ｃは基本波には影響を与えず、増幅器４から出力した基本波はそのままＲＦ出力端子６に出力される。

図２（ａ）は、高調波終端回路の二次高調波に関する等価回路図である。
次に二次高調波に関する動作について説明する。
この高調波終端回路は、Ｋインバータ２７ａ、２７ｂを用いて図２（ａ）のような等価回路に変換することができる。
そして、先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃは、二次高調波に関し、先端短絡の２分の１波長線路とみなせるため、抵抗３ａ、３ｂ、３ｃとの接続部分では短絡とみなせる。従って、二次高調波に関しては抵抗３ａ、３ｂ、３ｃが並列に接続された回路とみなすことができる。

そこで、さらに等価回路の等価変換を考えると、図２（ａ）に示したＫインバータ２７ａ、２７ｂと抵抗３ｂは図２（ｂ）に示すように抵抗２８に変換することができる。ここで、抵抗２８の抵抗値Ｒ₂´はＫ₂／Ｒ₂で与えられる。したがって、二次高調波に関する高調波終端回路は、図２（ｂ）に示すようなπ型減衰器と同様の回路構成となり、減衰量Ａの減衰器とみなすことができるため、二次高調波を適切に抵抗終端することができる。

図３は先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃおよび伝送線路２ａ、２ｂの長さを、それぞれ基本波の４分の１波長および二次高調波の４分の１波長とし、二次高調波の減衰量Ａを０．０１とした場合の高調波終端回路の通過特性および反射特性を示したものである。周波数ｆ₀の基本波は通過し、周波数２ｆ₀の二次高調波は無反射で抵抗終端される。

図４は、この高調波終端回路を誘電体基板１０上にマイクロストリップ線路を用いて実現した例を示す図である。
この高調波終端回路は、高調波終端回路入力端子７から増幅器４からの信号が入力され、高調波を終端処理し、高調波終端回路出力端子８から基本波は出力される。そして、先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃを短絡するための短絡点となるバイアホール９ａ、９ｂ、抵抗３ａ、３ｂ、３ｃとなる薄膜抵抗１２ａ、１２ｂ、１２ｃを有する。

図５は、高調波終端回路を高調波処理がなされた増幅器４のＲＦ入力側に用いた例である。

なお、上記に述べた高調波終端回路の先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃを以下に述べるインダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路に置き換えることにより基本波および二次高調波の広帯域化を図ることができる。

図６は、インダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路の単位長さあたりの等価回路図である。
この図において、Ｌ_SおよびＣ_PはそれぞれＴＥＭ線路が元々有する単位長さあたりのインダクタンスおよびキャパシタンスを示している。また、Ｌ_Pは周期的に装荷したインダクタにより生じる等価的な単位長さあたりのインダクタンスを示している。ここで、このインダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路の特性インピーダンスＺ（ｆ）の周波数特性は式（３）により与えられる。

式（３）から明らかなように、インダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路の特性インピーダンスＺ（ｆ）は周波数特性を有し、式（４）の周波数ｆ_C以上では周波数が大きくなるにつれて特性インピーダンスＺ（ｆ）が小さくなるという性質を有する。図７にはインダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路の特性インピーダンスＺ（ｆ）の周波数特性を示している。

ところで、先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃは基本波に関しては先端短絡スタブ、二次高調波に関しては先端開放スタブとして機能する。先端短絡スタブは特性インピーダンスが高いほど広帯域特性を得ることができ、先端開放スタブは特性インピーダンスが低いほど広帯域特性を得ることができる。それゆえインダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路は低周波では高インピーダンス、高周波では低インピーダンスを実現することができる。したがって、インダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路で先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃを置き換えることで、基本波および二次高調波の両帯域において広帯域な特性を実現することができる。

図８（ａ）は、インダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路を示した図である。
ＴＥＭ線路は、ＴＥＭ伝送線路１３およびインダクタ１４を有する。
図８（ｂ）は、インダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路１５ａ、１５ｂ、１５ｃで先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃを置き換えた高調波終端回路を示した図である。
このようにインダクタ１４を並列に周期的にＴＥＭ伝送線路１３に装荷したＴＥＭ線路１５ａ、１５ｂ、１５ｃで先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃを置き換えることにより、基本波および二次高調波において広帯域特性を実現することができる。

図９は、インダクタ１４を並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路１５ａ、１５ｂ、１５ｃで先端短絡スタブ１ａ、１ｂ、１ｃを置き換えて広帯域化を図る高調波終端回路を誘電体基板１０上にマイクロストリップ線路を用いて実現した例を示す図である。
高調波終端回路は、図９に示すように、高調波終端回路入力端子７から増幅器４からの信号が入力され、高調波を終端処理し、高調波終端回路出力端子８から基本波は出力される。そして、伝送線路２ａ、２ｂに薄膜抵抗１２ａ、１２ｂ、１２ｃを介してそれぞれ接続されるＴＥＭ線路１５ａ、１５ｂ、１５ｃを有する。ＴＥＭ線路１５ａ、１５ｂ、１５ｃは、短絡点をつくるためのバイアホール１７ａ〜１７ｅを有する。

以上のように、この発明の実施の形態１に係る高調波終端回路は、主要な高調波である二次高調波のインピーダンスを、負荷インピーダンスの変動に影響されずに適切なインピーダンスで抵抗終端可能であり、その結果、いかなる負荷条件下においても所望の特性を有するマイクロ電力増幅器を得ることができる。

実施の形態２.
図１０は、この発明の実施の形態２による高調波終端回路を含むマイクロ波電力増幅器の構成を示す図である。
この発明の実施の形態２に係るマイクロ波電力増幅器は、ＲＦ入力端子５から入力される信号を高調波処理する増幅器４、増幅器４の出力側に接続される伝送線路２ａ、伝送線路２ａに直列に接続される伝送線路２ｂ、伝送線路２ａ、２ｂと並列に接続される並列回路３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、伝送線路２ｂに接続されるバイアス回路１９を有する。
並列回路３１ａ、３１ｂ、３１ｃは、一方が接地されたキャパシタ１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、キャパシタ１８ａ、１８ｂ、１８ｃに直列に接続された伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃおよび伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃに直列に接続された抵抗３ａ、３ｂ、３ｃから構成される。
バイアス回路１９の出力はＲＦ出力端子６に接続される。

伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃおよび伝送線路２ａ、２ｂは、それぞれ基本波のおよそ４分の１波長および二次高調波のおよそ４分の１波長が基準として選ばれている。もちろん設計に応じて１割程度変化させても良い。
抵抗３ａ、３ｂ、３ｃは、所望の二次高調波減衰量Ａ（真数）に応じて式（１）、式（２）の値程度に選ぶことで二次高調波を適切に抵抗終端することができる。ここで、抵抗３ａ、３ｃの抵抗値はＲ₁（Ω）、抵抗３ｂの抵抗値はＲ₂（Ω）とし、入出力ポートの特性インピーダンスをＺ₀とする。キャパシタ１８ａ、１８ｂ、１８ｃは所望の周波数帯でインピーダンスが十分に低くなるような値に選ばれている。

次に、この発明の実施の形態２に係る高調波終端回路の動作について説明する。
まず、基本波に関する動作について説明する。
伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃは、基本波に関し、先端短絡の４分の１波長線路とみなせるため、抵抗３ａ、３ｂ、３ｃとの接続部分では開放とみなせる。そのため抵抗３ａ、３ｂ、３ｃは基本波には影響を与えず、増幅器４から出力した基本波はそのままＲＦ出力端子６に出力される。

図２（ａ）は二次高調波に関する高調波終端回路の等価回路を示す図である。
次に、二次高調波に関する動作について説明する。
この高調波終端回路は、Ｋインバータ２７ａ、２７ｂを用いて図２（ａ）のような等価回路に変換することができる。伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃは、二次高調波に関し、先端短絡の２分の１波長線路とみなせるため、抵抗３ａ、３ｂ、３ｃとの接続部分では短絡とみなせる。したがって、抵抗３ａ、３ｂ、３ｃは、二次高調波に関し、並列に接続された回路とみなすことができる。ここで、回路の等価変換を考えると、図２（ａ）に示したＫインバータ２７ａ、２７ｂと抵抗３ｂは図２（ｂ）に示す抵抗２８に変換することができる。ここで、抵抗２８の抵抗値Ｒ₂´はＫ₂／Ｒ₂で与えられる。

したがって、二次高調波に関する高調波終端回路は図２（ｂ）に示すようなπ型減衰器と同様の回路構成となり、減衰量Ａの減衰器とみなすことができるため、二次高調波を適切に抵抗終端することができる。
また、高調波終端回路の外側にマイクロ波電力増幅器にバイアスを供給するためのバイアス回路１９が接続されており、キャパシタ１８ａ、１８ｂ、１８ｃによってＤＣカットされている。

この高調波終端回路は実施の形態１と同じように、増幅器４の入力側に接続することも可能である。

なお、実施の形態１と同じように、インダクタ１４を並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路１５ａ、１５ｂ、１５ｃで伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃを置き換えることにより、基本波および二次高調波の広帯域化を図ることができる。

以上のように、この発明の実施の形態２による高調波終端回路は、主要な高調波である二次高調波のインピーダンスを、負荷インピーダンスの変動に影響されずに適切なインピーダンスで抵抗終端可能であるので、その結果、いかなる負荷条件下においても所望の特性を有するマイクロ電力増幅器を実現することができる。

実施の形態３.
図１１は、この発明の実施の形態３に係る高調波終端回路を含むマイクロ波電力増幅器の構成を示す図である。
この発明の実施の形態３に係るマイクロ波電力増幅器は、ＲＦ入力端子５から入力される信号を高調波処理する増幅器４、増幅器４の出力側に一端が接続される伝送線路２ａ、伝送線路２ａの他端に一端が接続される伝送線路２ｂ、伝送線路２ａ、２ｂと並列に接続される並列回路３２ａ、３２ｂ、３２ｃ、伝送線路２ｂの他端が接続されるＲＦ出力端子６を有する。

並列回路３２ａ、３２ｂ、３２ｃは、一方が接地されたキャパシタ１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、キャパシタ１８ａ、１８ｂ、１８ｃの他方に接続される伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃ、伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃに直列に接続される抵抗３ａ、３ｂ、３ｃ、伝送線路２９ｂとキャパシタ１８ｂの間に設けられたバイアス端子２０から構成される。
バイアス電圧、バイアス電流はバイアス端子２０から入力され、増幅器４に供給される。

次に、この発明の実施の形態３に係る高調波終端回路の動作について説明する。まず、基本波に関する動作について説明する。
伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃは、基本波に関し、先端短絡の４分の１波長線路とみなせるため、抵抗３ａ、３ｂ、３ｃとの接続部分では開放とみなせる。そのため抵抗３ａ、３ｂ、３ｃは基本波には影響を与えず、増幅器４から出力した基本波はそのままＲＦ出力端子６に出力される。

図２（ａ）は二次高調波における高調波終端回路の等価回路を示す図である。
次に、二次高調波に関する動作について説明する。
この高調波終端回路は、Ｋインバータ２７ａ、２７ｂを用いて図２（ａ）のような等価回路に変換することができる。伝送線路２９ａ、２９ｂ、２９ｃは、二次高調波に関し、先端短絡の２分の１波長線路とみなせるため、抵抗３ａ、３ｂ、３ｃとの接続部分では短絡とみなせる。したがって、二次高調波に関しては抵抗３ａ、３ｂ、３ｃが並列に接続された回路とみなすことができる。

ここで、回路の等価変換を考えると、図２（ａ）に示したＫインバータ２７ａ、２７ｂと抵抗３ｂは図２（ｂ）に示す抵抗２８に変換することができる。ここで、抵抗２８の抵抗値Ｒ₂´はＫ₂／Ｒ₂で与えられる。したがって、二次高調波に関する高調波終端回路は図２（ｂ）に示すようなπ型減衰器と同様の回路構成となり、減衰量Ａの減衰器とみなすことができるため、二次高調波を適切に抵抗終端することができる。また、バイアス電圧、バイアス電流はバイアス端子２０から入力され、増幅器４に供給される。キャパシタ１８ａ、１８ｂ、１８ｃによってＤＣカットされている。

以上のように、この発明の実施の形態３による高調波終端回路は、主要な高調波である二次高調波のインピーダンスを、負荷インピーダンスの変動に影響されずに適切なインピーダンスで抵抗終端可能、かつマイクロ波電力増幅器にバイアスを供給することができるので、その結果、いかなる負荷条件下においても所望の特性を有するマイクロ電力増幅器を実現することができる。

１ａ、１ｂ、１ｃ先端短絡スタブ、２ａ、２ｂ、１３、２９ａ、２９ｂ、２９ｃ伝送線路、３ａ、３ｂ、３ｃ、２８抵抗、４増幅器、５ＲＦ入力端子、６ＲＦ出力端子、７高調波終端回路入力端子、８高調波終端回路出力端子、９ａ、９ｂ、１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄ、１７ｅバイアホール、１０誘電体基板、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ薄膜抵抗、１４インダクタ、１５ａ、１５ｂ、１５ｃＴＥＭ線路、１８ａ、１８ｂ、１８ｃキャパシタ、１９バイアス回路、２０バイアス端子、２７ａ、２７ｂＫインバータ、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３２ａ、３２ｂ、３２ｃ並列回路。

Claims

マイクロ波電力増幅器のマイクロ波出力または入力を高調波処理する高調波終端回路において、
基本波のおよそ４分の１波長の先端短絡スタブおよび上記先端短絡スタブに直列に接続される抵抗を有する並列回路を３組備え、
上記並列回路は、二次高調波のおよそ４分の１波長ずつ離れて伝送線路に並列に接続されることを特徴とする高調波終端回路。
上記並列回路の全ての上記先端短絡スタブの短絡端とグランドの間に介装されるキャパシタと、
上記並列回路の外部に上記マイクロ波電力増幅器を駆動するためのバイアス回路と、
を備え、
上記バイアス回路から上記マイクロ波電力増幅器を駆動するためのバイアスが印加されることを特徴とする請求項１に記載の高調波終端回路。
上記並列回路の全ての上記先端短絡スタブの短絡端とグランドとの間に介装されるキャパシタと、
上記並列回路のいずれかひとつの上記先端短絡スタブと上記キャパシタの間に介装されるバイアス端子と、
を備え、
上記バイアス端子から上記マイクロ波電力増幅器を駆動するためのバイアスが印加されることを特徴とする請求項１に記載の高調波終端回路。
上記先端短絡スタブの代わりに、基本波において電気長が約９０度となるインダクタを並列に周期的に装荷したＴＥＭ線路を用いることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の高調波終端回路。