JP4533987B2

JP4533987B2 - 周波数変換方法及び周波数変換器

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Publication number: JP4533987B2
Application number: JP2004260344A
Authority: JP
Inventors: 等石田; 純道荒木
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology; Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology; Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2004-09-07
Filing date: 2004-09-07
Publication date: 2010-09-01
Anticipated expiration: 2024-09-07
Also published as: JP2006080698A

Description

本発明は、ミリ波又はマイクロ波等の高周波で用いるための周波数変換方法及び装置に関し、特に所望の高周波発振周波数を設定することにより、簡便な方法で周波数変換を実現する技術に関するものである。

従来、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に周波数変換する際には、局部発振器からの局部発振信号を周波数変換器に同時に入力して、無線周波数帯における搬送波信号成分及び、その側波帯成分からなる出力信号を得ている。出力信号は増幅器を通して送信される。
本構成は、よく知られているように局部発振器を必要とするため構成が複雑であり、ミリ波帯等の高周波では安定した局部発振器の実現が困難であるという問題がある。

局部発振器等に使われる従来から高周波の発振回路として、トランジスタを用いた直列帰還発振器が知られている。該発振器で用いられる共振器としては、誘電体共振器やＹＩＧ共振器などがあり、前者が広く使われている。
例えば誘電体共振器の構造については特許文献１が開示されている。

特開2003-283247号公報

誘電体共振器を用いた高周波発振器では、図１６に示すようにＦＥＴ（４０）の入力伝送線路（４１）の適当な位置に、ある程度の距離を離して誘電体共振器（４２）を配し、調整をしながら所望の発振周波数を決めている。
調整においては図１７に示すように、誘電体共振器（４２）を高周波回路基板（４３）より高い位置に置き、さらに発振器ジグ（４４）と誘電体共振器（４２）との間隔を導電性ネジで調整して発振周波数を調整する。

特許文献１にも開示されている通り、温度や圧力によっても共振周波数が変動するため、このような調整は経験と勘に頼らざるを得ないものである。図１６及び図１７におけるＸ、Ｙ、ｈ、ｄで示されるそれぞれの位置は、定量的に決められるものではなく、製造の困難性、高コスト化の原因となっていた。

さらに、図１８には高周波発振器の発振周波数を可能にする技術として、誘電体共振器（５０）と、λ／４のマイクロストリップ伝送線路（５１）とバラクタダイオード（５２）とを用いる電圧制御発振器の構成を示している。該技術では、誘電体共振器（５０）と半導体増幅素子（５３）の入力伝送線路（５４）の反対側に、伝送線路（５１）及びバラクタダイオード（５２）を取り付けている。そして、バラクタダイオード（５２）への印加電圧を調整することにより、発振周波数を可変に構成している。

しかしながら、本構成でも、上記のように誘電体共振器（５０）の位置調整により発振周波数を調整しなければならず、一定の発振周波数範囲を実現するためには経験と勘に頼らざるを得ない問題がある。また、発振周波数範囲を十分に広く取ることができなかった。
このように、特に周波数変換に用いるための局部発振器は周波数の安定性が求められるため、高価で構造も複雑なものになっていた。

本発明は、上記従来技術の有する問題点に鑑みて創出されたものであり、リング型共振器を用いた高周波発振回路により局部発振信号の生成及び周波数変換を同時に実現させる技術を提供し、これによって周波数変換器の構造の簡素化と低コスト化を図るものである。

本発明は、上記の課題を解決するために、次のようなリング共振器の構成を提供する。
すなわち、請求項１に記載の発明は、半導体増幅素子を用いた直列帰還形の高周波発振回路を用いた周波数変換方法を提供する。
該方法において、線路の電気長が１波長（通過周波数における波長）であるマイクロストリップ線路リング共振器を用い、該マイクロストリップ線路上の入力端子から高周波信号と中間周波数帯信号とを合わせて入力する。
該入力端子から電気長で半波長の位置にある点を該半導体増幅素子の入力伝送線路に接続し、さらに該入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に所定の特性インピーダンスのスタブ部を設ける。このとき、マイクロストリップ線路において、入力端子と出力端子とを直接接続する線路の特性インピーダンスと、該スタブ部を有し入力端子と出力端子とを接続する線路の特性インピーダンスとを異なる値とする。
本構成により、該半導体増幅素子の出力端子から該高周波発振回路の発振周波数を局部発振信号として搬送波成分を構成し、該中間周波数帯信号をその側波帯成分として周波数変換することを特徴とする。

請求項２に記載の発明によれば、前記スタブ部を、可変キャパシタを介して接地し、可変キャパシタの容量を変化させることで減衰極周波数を変更可能とした周波数変換方法を提供することができる。

本発明は、請求項３に記載のように、周波数変換器として提供することもできる。すなわち、半導体増幅素子を用いた直列帰還形の高周波発振回路を備えた周波数変換器であって線路の電気長が１波長（通過周波数における波長）であるマイクロストリップ線路を備える。そして、高周波信号と中間周波数帯信号との入力端子を、該マイクロストリップ線路上に設ける一方、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点を該半導体増幅素子の入力伝送線路に接続する。
さらに該入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に所定の特性インピーダンスのスタブ部を設ける。このとき、マイクロストリップ線路において、入力端子と出力端子とを直接接続する線路の特性インピーダンスと、該スタブ部を有し入力端子と出力端子とを接続する線路の特性インピーダンスとを異なる値とする。本構成において、該半導体増幅素子の出力端子から該高周波発振回路の発振周波数を局部発振信号として搬送波成分を構成し、該中間周波数帯信号をその側波帯成分として周波数変換された信号を出力することを特徴とする。

ここで、請求項４に記載の発明では、前記スタブ部を、可変キャパシタを介して接地し、該可変キャパシタの容量を変化させることで減衰極周波数を変更可能とした周波数変換器を提供することもできる。

請求項５に記載の発明は、前記可変キャパシタが、バラクタダイオードであって、該バラクタダイオードへの印加電圧を調整することにより減衰極周波数を変更可能とした構成を提供する。

請求項６に記載の発明は、前記周波数変換器において、半導体増幅素子がＦＥＴであって、前記リング共振器をゲート回路に接続し、ソース回路からは周波数変換後の信号を出力し、ドレイン回路には開放スタブを設けた構成を提供するものである。

本発明によれば、本発明に係るリング共振器を用いることにより、周波数変換量を解析的、定量的に設計することができ、安定した高周波発振により高精度な周波数変換に寄与することができる。特に、局部発振器を別に用いない簡便な構成により、小型化及び安定化を図ることができる。

以下、本発明の実施形態を、図面に示す実施例を基に説明する。なお、実施形態は下記に限定されるものではない。
まず本発明における共振周波数が可変なリング共振器の構造について説述する。リング共振器の第１の実施態様としては、図１に示すようマイクロストリップ線路で実現されたリング共振器（１）を挙げることができる。

該リング共振器（１）において、リングは通過周波数での電気長が１波長（λ）のマイクロストリップ線路であり、線路上には共振器の入力側端（２）と出力側端（３）が、電気長でλ／２離れた位置に設けられる。さらに、リング周上で入力側端（２）から電気長でλ／４離れた位置（４）に電気長でλ／４の長さのスタブ部（５）が接続されている。なお、以下の記載では線路長の記述においては、すべて電気長を意味するものとして説述する。

本発明では、スタブ部（５）には印加電圧により容量を可変可能な可変キャパシタとしてバラクタダイオード（９）の一端が連結されており、他端は接地されている。本構成により後述するように電圧により共振周波数を変更させることができるが、可変キャパシタとしてはバラクタダイオード（９）以外の周知のデバイスを用いることができる。

本構成によれば、通過帯城で２等分点の片側回路を切り離すことができ、伝送線路の間に通過周波数でλ／２長の伝送線路を形成できる。
図１において、このリング共振器（１）の上側リング部の特性インピーダンスをＺ₁、下側リング部の特性インピーダンスをＺ₂、スタブ部（５）の特性インピーダンスをＺ₃とすると、減衰極周波数ｆは次の数１によって求められる。

（数１）tan²θ_p=2(1+Z₁/Z₂) ×Z₃/Z₂
f=θ_p°／90°×f₀ (GHz) （f₀は中心周波数）

例えば、リング共振器（１）を比誘電率３．５、基板厚１．６７ｍｍ、導体厚３５μｍ、誘電損失０．０２５の高周波回路基板において作成する。リングの実効半径は１５ｍｍで、開放スタブの長さは約２０ｍｍである。このときの各特性インピーダンスは、Ｚ₁＝５０Ω、Ｚ₂＝１３１．８Ω、Ｚ₃＝２４．６Ωとした場合の周波数特性を測定した。

このときのリング共振器の高周波特性は図４に示す通りである。図において上側が通過特性で、下側が群遅延特性を示している。２ＧＨｚ帯における通過損失は、約０．２８ｄＢ、減衰極周波数は、約８００ＭＨｚと約３２００ＭＨｚであり、上記数２により求めた理論値（７９２ＭＨｚ、３２０８ＭＨｚ）とよく一致していることが分かる。また、比帯域は１００％を超えており、群遅延特性も、２ＧＨｚ±０．４ＧＨｚで１ｎｓ程度（一定）、ほぼ伝送線路の値である。
このように、リング共振器では急峻な減衰特性が得られる他、平坦な群遅延特性、平坦でロスの少ない通過帯域の周波数特性が特徴であり、従来の誘電体共振器に比して優れた特性を有する。

次に、リング共振器の各特性インピーダンスに係る減衰極周波数の解析について説述する。図８は、本リング共振器（１）におけるＳマトリクスを説明する図である。各ポート＃１〜＃３を図のように定めると、このときのＳマトリクスは数２で表される。

そして、図９のように該共振回路の入力側端と出力側端との間で２ポートのデバイスとして扱い、スタブ部の反射係数をΓとすると、このときのＳマトリクスは数３で表される。

そして、共振条件Ｓ_21R＝０となるのはΓ＝Γ_Lであり、出力側整合Γ_Lは、数４で表される。

ここで、各特性インピーダンスがＺ₁＝６２．３Ω、Ｚ₂＝９０Ω、Ｚ₃＝５０Ωであり、中心周波数６．５ＧＨｚを入力した場合の通過特性を測定した。この結果を図１０に示す。
図１０において、反射特性Ｓ₁₁と通過特性Ｓ₂₁を示しており、減衰極周波数は３．９ＧＨｚ及び９．１ＧＨｚとなっている。

またΓ及びΓ_Lの周波数・位相特性を図１１に示す。図１１に見るように、減衰極周波数の値は、図１１におけるΓ及びΓ_Lの交点（Γ＝Γ_L）における周波数であり、Γによって定まることが分かる。
このような特性を利用して、本発明ではスタブ部（５）にバラクタダイオード（９）を配設し、Γの特性を変化させるように構成した。

すなわち、可変キャパシタの容量Ｃ＝０ｐＦの場合には、上述のようにグラフ（３０）の特性を示し、減衰極周波数が３．９ＧＨｚ、９．１ＧＨｚとなるが、容量Ｃを変化させることで、グラフが移動し、Γ及びΓ_Lの交点も変化する。
例えば、Ｃ＝０．２ｐＦの時には、３．３ＧＨｚ及び８．３ＧＨｚ、Ｃ＝０．５ｐＦの時には、２．９ＧＨｚ及び７．６ＧＨｚに変化する。
このように、本発明によればバラクタダイオード（９）への印加電圧を変化させることで、減衰極周波数が変化するように構成した。

次に、本リング共振器のＱ値について考察する。
一般的に、誘電体共振器は、そのＱ値が高いことから、誘電体共振器で安定化した発振器からの出力波形は、信号純度が高い特徴がある。従って、信号純度の指標の１つである位相雑音特性に優れている。

本発明に係るリング共振器のＱ値は数５によって表すことができる。数５に示されるように、Ｑ値は各特性インピーダンスによって決まり、本数式に基づくシミュレーション及び実証実験により、リング共振器のＱ値が十分に高いことが示されている。

本発明に係るリング共振器の構成は以上の通りであり、本発明ではこれを用いて高周波発振回路を構成し、該高周波発振回路による周波数変換器を提供する。
図２は本発明における周波数変換器（１０）であり、マイクロストリップ線路長が１波長のリング共振器（１１）を用いている。リング共振器（１１）の入力側端（１２）からは高周波信号（ＲＦ）と共に中間周波数帯信号（ＩＦ）を入力（１３）する。
出力側端（１４）は半導体増幅素子としてＦＥＴ（１５）のゲート回路（１６）に接続する。

リング共振器には図１の構成の通り、電気長で１／４波長のスタブ（１７）を設けており、上述したとおり、バラクタダイオード（１８）により共振周波数を変更可能としている。バラクタダイオード（１８）には図示しないＤＣ電源により印加電圧を入力する。
ＦＥＴ（１５）のソース回路（１９）からは周波数変換された出力信号を出力（２０）し、ドレイン回路（２１）には開放スタブ（２２）を設けている。

以上の構成によると、リング共振器を用いた高周波発振回路により、高周波信号の発振が実現されると共に、入力に中間周波数帯信号（ＩＦ）を入力することにより、高周波信号を搬送波成分、中間周波数帯信号が周波数変換されて側波帯成分となる出力信号が得られる。
すなわち、上記の高周波発振回路によると、可変キャパシタの容量が０である場合、図３に示すような発振周波数特性が得られる。９．３ＧＨｚ付近において急峻な発振特性を示しており、本発明のリング共振器による安定で急峻な発振回路の特徴が実証されている。

そして、このときに２５ＭＨｚの中間周波数帯信号を入力した時の出力特性が図４に示されるスペクトルである。図のように、９．３ＧＨｚの搬送波成分の両側に、２５ＭＨｚ離れて側波帯成分が形成されている。
また、図５は１００ＭＨｚの中間周波数帯信号を入力した時の出力特性であり、ここでも１００ＭＨｚ離れて側波帯成分が形成されている。
このように、本発明では従来の局部発振器を別に設けて周波数変換器で変換する構成と異なり、リング共振器に対して発振周波数と異なる信号を入力することにより、周波数変換されて、図のようなスペクトルを得ることができる。

以上のように、本発明の周波数変換器は、従来の誘電体共振器を用いた構成では位置の決定が経験と勘に頼らざるを得ず、設計が困難かつ不安定であった問題点を解消し、各特性インピーダンスを定めることで定式的に周波数変換量の設計が行えるようになった。

さらに、図１で示したリング共振器のように可変キャパシタを設けた場合には、高周波発振回路の発振周波数特性は図６のように変化する。設計値で９．２４ＧＨｚ〜９．３７ＧＨｚの周波数範囲とし、実測値として９．２６ＧＨｚ〜９．３５ＧＨｚの高周波発振を得た。
本発明の周波数変換器に、このように十分な周波数範囲で、安定に高周波発振が可能な可変高周波発振回路を設けることにより、自在に周波数変換量を変化させることができる。

本発明では、必ずしも可変キャパシタを用いたリング共振器ではなく、図１２に示すようにスタブ部（５）に開放スタブを用いる構成でもよい。
また、図１３及び図１４に示すようなリング共振器を用いることもできる。図１３は図１２で示した円形のリングに代えて矩形のリングを用いたリング共振器を示している。
本発明は、このようなリングの形状は問わず、電気長及びインピーダンスが同じであれば、どのように構成してもよい。
なお、入力端子及び出力端子に接続されているマイクロストリップ線路６及び７は信号の反射を抑えるために設けられているものであり、その特性インピーダンスＺ₀は、数１からも分かるように、減衰極周波数には影響しない。

図１４はリング共振器の別実施例を示す模式図である。図１２の構成と異なる点は、入力側端（２）からλ／４離れた位置（４）に接続されるスタブ部（５）の長さがλ／２であり、かつ、先端が接地されていることである。
図１における開放スタブ付リング共振器は、減衰極の周波数間隔を広くできるが、周波数がゼロのときに減衰が起きないのに対し、本短絡スタブ付リング共振器は、減衰極の周波数間隔を開放スタプの場合ほど広くできないが、周波数がゼロ（と通渦中心周波数の２倍の周波数）のとき、信号を通過させないという特徴がある。

図１５は、図１４のリングフィルタにおいて、Ｚ₁＝５０Ω、Ｚ₂＝１３１．８Ω、Ｚ₃＝７０．７Ωにしたときの特性図（上側が通過特性で、下側が反射特性）である。通過中心周波数が２ＧＨｚのとき、減裳裾周波数が約１．４ＧＨｚと２．６ＧＨｚであり、開放スタブの場合（８００ＭＨｚと３．２ＧＨｚ）よりも間隔が狭いが、周波数ゼロの場合と４ＧＨｚ（通過中心周波数町置倍の周波数）においても減衰していることが分かる。

本発明に係るリング共振器の１実施例の模式図である。本発明の周波数変換器の構成図である。本発明に係る高周波発振回路による周波数特性図である。本発明の周波数変換器による周波数変換の結果を示す特性図である。本発明の周波数変換器による周波数変換の結果を示す特性図である。本発明に係る可変高周波発振回路による周波数特性図である。リング共振器の高周波特性図である。リング共振器のＳマトリクスを説明するための図である。リング共振器のＳマトリクスを説明するための図である。リング共振器の通過特性を示す図である。 Γ及びΓ_Lの周波数・位相特性を示す図である。本発明に係るリング共振器の別実施例１の模式図である。本発明に係るリング共振器の別実施例２の模式図である。本発明に係るリング共振器の別実施例３の模式図である。本発明に係るリング共振器の別実施例３による周波数特性図である。従来の誘電体共振器の構成を説明する図である。従来の誘電体共振器の構成を説明する図である。従来の電圧制御可能な誘電体共振器の構成を説明する図である。

符号の説明

１０周波数変換器
１１リング共振器
１２入力側端
１３ＲＦ・ＩＦ帯の各信号入力
１４出力側端
１５ＦＥＴ
１６ゲート回路
１７スタブ部
１８バラクタダイオード
１９ソース回路
２０周波数変換後の出力信号
２１ドレイン回路
２２開放スタブ

Claims

半導体増幅素子を用いた直列帰還形の高周波発振回路を用いた周波数変換方法であって、
線路の電気長が１波長（通過周波数における波長、以下同じ）であるマイクロストリップ線路リング共振器を用い、
該マイクロストリップ線路上の入力端子から高周波信号と中間周波数帯信号とを合わせて入力する一方、
該入力端子から電気長で半波長の位置にある点を該半導体増幅素子の入力伝送線路に接続し、
さらに該入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に所定の特性インピーダンスのスタブ部を設け、
該マイクロストリップ線路において、入力端子と出力端子とを直接接続する線路の特性インピーダンスと、該スタブ部を有し入力端子と出力端子とを接続する線路の特性インピーダンスとを異なる値とし、
該半導体増幅素子の出力端子から該高周波発振回路の発振周波数を局部発振信号として搬送波成分を構成し、該中間周波数帯信号をその側波帯成分として周波数変換する
ことを特徴とする周波数変換方法。
前記スタブ部を、可変キャパシタを介して接地し、
該可変キャパシタの容量を変化させることで減衰極周波数を変更可能とした
請求項１に記載の周波数変換方法。
半導体増幅素子を用いた直列帰還形の高周波発振回路を備えた周波数変換器であって、
線路の電気長が１波長（通過周波数における波長、以下同じ）であるマイクロストリップ線路を備え、
高周波信号と中間周波数帯信号との入力端子を、該マイクロストリップ線路上に設ける一方、
該入力端子から電気長で半波長の位置にある点を該半導体増幅素子の入力伝送線路に接続し、
さらに該入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に所定の特性インピーダンスをもつスタブ部を設け、
該マイクロストリップ線路において、入力端子と出力端子とを直接接続する線路の特性インピーダンスと、該スタブ部を有し入力端子と出力端子とを接続する線路の特性インピーダンスとを異なる値とし、
該半導体増幅素子の出力端子から該高周波発振回路の発振周波数を局部発振信号として搬送波成分を構成し、該中間周波数帯信号をその側波帯成分として周波数変換された信号を出力する
ことを特徴とする周波数変換器。
前記スタブ部を、可変キャパシタを介して接地し、
該可変キャパシタの容量を変化させることで減衰極周波数を変更可能とした
請求項３に記載の周波数変換器。
前記可変キャパシタが、バラクタダイオードであって、
該バラクタダイオードへの印加電圧を調整することにより減衰極周波数を変更可能とした
ことを特徴とする請求項４に記載の周波数変換器。
前記周波数変換器において、半導体増幅素子がＦＥＴであって、
前記リング共振器をゲート回路に接続し、ソース回路からは周波数変換後の信号を出力し、ドレイン回路には開放スタブを設けた
請求項３又は４に記載の可変高周波発振器。