JP2012222847A - 電力変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】コストを従来よりも低減するとともに、システム全体の体格を小さく抑えられる電力変換システムを提供することである。
【解決手段】電力変換システム１０は、複数の電力負荷にかかる個々の電力負荷に対応して電力を変換する複数の電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃと、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃの入力側に電気的に接続されるフィルタ回路１１と、それぞれの電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃに操作信号を伝達して制御を行う制御回路１３とを有する。フィルタ回路１１は、複数の電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃの全部に共通する入力側に電気的に接続する。この構成によれば、フィルタ回路１１は電力変換回路群１２の全部に共通する入力側に電気的に接続するので、最小限の数に抑えられる。そのため、コストを従来よりも低減するとともに、システム全体の体格を小さく抑えられる。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の電力変換回路、フィルタ回路および制御回路を含む電力変換システムに関する。

従来では、温度的な環境問題やノイズによる暴走などの危険性が大となる問題を解決するため、複数台の電力変換装置の運転方法とその装置に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。具体的には、各シリアル受信回路をハードウェアロジックを用いて構成し、電圧指令と同期基準信号とをシリアル送信回路に印加してシリアル信号に変換して伝送し、各電力変換装置のＰＷＭ生成部では同期基準信号毎にリセットする構成としている（例えば特許文献１の請求項１を参照）。

上述した構成は、インバータをモータ近辺に配置し、インバータを制御するための上位コントローラを電気室や操作室に設置することで、インバータとモータとの配線距離を短くする。一方、インバータと上位コントローラとの配線距離が長くなるため、ケーブル内の線数を少なくして通信可能な構成としている。

特開２００２−３４５２５２号公報

しかし、目的機器（例えば車両）によっては、必ずしも全てのインバータをモータ近辺に配置できるとは限らない。この場合、インバータとモータとの配線距離が長くなり、特許文献１の段落［０００５］で指摘するような異常電圧が発生する可能性がある。当該異常電圧発生を防止するにあたって、特許文献１ではＬＣフィルタを挿入する必要性を明示するものの、具体的な挿入位置は明示されていない。

ＬＣフィルタ等のようなフィルタ回路は、インバータの入力側に電気的に接続するのが一般的である。例えば特許文献１の図１に示す構成図では、各インバータ（２０ａ〜２０ｃ）の入力側にそれぞれフィルタ回路を電気的に接続することになる。ところが、個々のインバータに対応して複数のフィルタ回路を備える構成では、コスト高になるだけでなく、装置全体の体格が大きくなるという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、コストを従来よりも低減するとともに、システム全体の体格を小さく抑えられる電力変換システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、複数の電力負荷にかかる個々の前記電力負荷に対応して電力を変換する複数の電力変換回路と、前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されるフィルタ回路と、それぞれの前記電力変換回路に操作信号を伝達して制御を行う制御回路とを有する電力変換システムにおいて、前記フィルタ回路は、前記複数の電力変換回路の全部に共通する入力側に電気的に接続することを特徴とする。この構成によれば、フィルタ回路は複数の電力変換回路の全部に共通する入力側に電気的に接続するので、最小限の数に抑えられる。そのため、コストを従来よりも低減するとともに、システム全体の体格を小さく抑えられる。

なお「電力負荷」は、電力変換回路から出力される電力を受けて作動（供給を含む）可能な任意の機器を適用できる。例えば、回転機（具体的には電動機，発電機，電動発電機等）、負荷、電源（系統を含む）、制御装置（具体的にはＥＣＵ等）、計測装置などが該当する。「フィルタ回路」は、能動回路や受動回路を問わない。

請求項２に記載の発明は、前記制御回路は、前記電力負荷の作動に伴って生じる電力変化に基づいて、前記操作信号を制御することを特徴とする。この構成によれば、出力側の電流または電圧の変化を検出すればよいので、電力変換回路と電力負荷との間を電気的に接続するための配線が削減できる。そのため、コストがさらに低減され、システム全体の体格もさらに小さく抑えられる。

請求項３に記載の発明は、前記操作信号には、前記電力変換回路のクロック周波数とは非同期のキャリア周波数を含むことを特徴とする。この構成によれば、キャリア周波数が非同期になるので、リップル電流を低減させることができる。なお、「クロック周波数」はクロック信号の周波数を意味する。

請求項４に記載の発明は、他の前記電力変換回路に伝達する前記操作信号には、一の前記電力変換回路に伝達するキャリア周波数の周波数範囲とは異なる周波数範囲のキャリア周波数を含むことを特徴とする。この構成によれば、一の電力変換回路と他の電力変換回路とでキャリア周波数の周波数範囲が異なるので、リップル電流を低減させることができる。

請求項５に記載の発明は、前記制御回路は、前記制御回路のクロック周波数に同期させたキャリア周波数を前記操作信号に含み、前記キャリア周波数の位相をシフトさせることを特徴とする。この構成によれば、キャリア周波数の位相をシフトさせることで、リップル電流を大幅に低減することができる。

請求項６に記載の発明は、前記制御回路は、２相変調方式で制御する場合には、前記キャリア周波数Ｆｃの位相を１／（Ｆｃ×（前記電力変換回路の数））分だけシフトさせることを特徴とする。この構成によれば、２相変調方式で制御する場合でも、リップル電流を確実に低減することができる。

請求項７に記載の発明は、前記制御回路は、３相変調方式で制御する場合には、前記キャリア周波数Ｆｃの位相を１／（２×Ｆｃ×（前記電力変換回路の数））分だけシフトさせることを特徴とする。この構成によれば、３相変調方式で制御する場合でも、リップル電流を確実に低減することができる。

電力変換システムの構成例を模式的に示す図である。 ゼロベクトル時の等価回路を示す図である。 奇数ベクトル時の等価回路を示す図である。 相間誘起電圧と相間電流との関係を示すグラフ図である。 制御フローを示すブロック図である。 キャリア周波数を同位相で同期させる例を示す図である。 リップル電流の変化を示すシミュレーション波形図である。 キャリア周波数をシフトして同期させる例を示す図である。 リップル電流の変化を示すシミュレーション波形図である。 キャリア周波数を非同期にする場合におけるリップル電流の変化を示すシミュレーション波形図である。 リップル電流の低減効果を示すグラフ図である。 クロック周波数の変動とリップル電流との関係を示すグラフ図である。 相ごとにキャリア周波数を異ならせる場合におけるリップル電流の変化を示すシミュレーション波形図である。 キャリア周波数をシフトして同期させる例を示す図である。 電力変換システムを一体化させる例を示す図である。 電力変換システムと電力負荷とを一体化させる例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的な接続を意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示してはいない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。

本形態は、電力負荷の作動に伴って生じる電圧変化に基づいて、操作信号を制御する例であって、図１〜図１５を参照しながら説明する。

図１には電力変換システムの構成例を模式的に示す。図１の電力変換システム１０は、フィルタ回路１１、電力変換回路群１２、制御回路１３、コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃなどを有する。フィルタ回路１１は、電力変換回路群１２の入力側に共通して接続され、本形態ではＬＣフィルタ回路を適用した例を説明する。このフィルタ回路１１には、電流を平滑化する機能を担うコンデンサＣｆを含む。コンデンサＣｆには、例えば電解コンデンサやフィルムコンデンサ等を用いる。

電力変換回路群１２は、複数の電力変換回路（インバータ）で構成される。図１の構成例では、相互に通信可能に接続された３つの電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃで構成される。各電力変換回路はスイッチング素子やダイオードなどを有し、フィルタ回路１１を通じて電力源ｅｓから供給される電力を変換して出力する。電力の変換は、制御回路１３から伝達される操作信号に従って制御される。操作信号には、パルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）信号を含む。

スイッチング素子には、スイッチング動作が可能な任意の半導体素子を適用できる。例えば、ＦＥＴ（具体的にはＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。三相の各電流Ｉ（すなわち相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、スイッチング素子の入力端子（例えばソース端子やコレクタ端子等）から出力端子（例えばドレイン端子やエミッタ端子等）を流れる。出力端子に抵抗器を接続し、当該抵抗器の両端に生じる電圧を検出すると、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに応じた電圧（以下では「相電流対応電圧」と呼ぶ。）が得られる。本形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを適用した例について説明する。

コンデンサＣａは、電力変換回路１２ａの入力側に接続される。コンデンサＣｂは、電力変換回路１２ｂの入力側に接続される。コンデンサＣｃは、電力変換回路１２ｃの入力側に接続される。これらのコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃは対応する電流Ｉをそれぞれ平滑化する機能を担う。コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃには、例えばセラミックコンデンサを用いる。

制御回路（コントローラ）１３は、電力変換システム１０全体の作動を司る。制御回路１３の構成例については後述する（図５を参照）。制御回路１３が入力する信号は、外部装置（例えばＥＣＵ等）から伝達される指令情報（例えば回転数指令やトルク指令等）や、図５に示す電流検出手段１４から伝達される電流Ｉ（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）などがある。制御回路１３が出力する信号は、上述した操作信号などがある。

電力負荷群２０は複数の電力負荷で構成され、各電力負荷は電力変換回路ごとに対応して接続される。本形態では、電力負荷に電動機（図面上では「Ｍ」で示す）を適用した例について説明する。図１の例では、電力変換回路１２ａの出力側に電動機２１を接続し、電力変換回路１２ｂの出力側に電動機２２を接続し、電力変換回路１２ｃの出力側に電動機２３を接続する。

上記のように構成された電力変換システム１０において、本願発明を実現するために制御回路１３で行う制御例について説明する。この制御例は、電流Ｉ（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の変化と電動機の誘起電圧とに相関があることに基づいて行う。具体的には、相間電流（「線間電流」とも呼ぶ。）の変化に基づいて電動機の誘起電圧を求め、当該誘起電圧値に基づいて操作信号を生成して各電力変換回路に出力する。ゼロベクトル電圧時と奇数ベクトル電圧時との双方において成立する。なお、電力変換回路１２ａおよび電動機２１の組み合わせ、電力変換回路１２ｂおよび電動機２２の組み合わせ、電力変換回路１２ｃおよび電動機２３の組み合わせで同じであるので、電力変換回路１２ａおよび電動機２１の組み合わせを代表して説明する。

図２にはゼロベクトル時の等価回路を示す。まず図２（Ａ）にはゼロベクトル電圧時における電力変換回路１２ａおよび電動機２１の等価回路を示す。この等価回路は下アームの三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）を示すが、二点鎖線で示す上アームの三相も同等の等価回路になる。図２（Ｂ）には電動機２１にかかる一相分の等価回路を示す。一相分はＵ相，Ｖ相，Ｗ相において同じであるので、Ｕ相を代表して説明する。この等価回路によれば、電機子抵抗をＲｕとし、コイルのインダクタンスをＬｕとし、誘起電圧をｅｕとすると、数式（１）が成り立つ。当該数式（１）のうち、数式（２）を仮定すると、数式（３）が成り立つ。

図３には奇数ベクトル時の等価回路を示す。まず図３（Ａ）には奇数ベクトル電圧時における電力変換回路１２ａおよび電動機２１の等価回路を示す。この等価回路は、下アームの二相（Ｕ相，Ｖ相）と、上アームの一相（Ｗ相）とを示す。下アームと上アームとの他の組み合わせについても同等の等価回路になる。図３（Ｂ）には電動機２１にかかる一相分の等価回路を示す。図２（Ｂ）と同様にして、Ｕ相とＶ相の組み合わせを代表して説明する。この等価回路によれば、Ｕ相の電機子抵抗をＲｕとし、Ｖ相の電機子抵抗をＲｖとし、Ｕ相のコイルのインダクタンスをＬｕとし、Ｖ相のコイルのインダクタンスをＬｖとし、Ｕ相の誘起電圧をｅｕとし、Ｖ相の誘起電圧をｅｖとすると、数式（４）が成り立つ。当該数式（４）のうち、上述した数式（２）と同様の仮定をすると、数式（５）が成り立つ。なお数式（５）の式中、ｅuv＝ｅｕ−ｅｖ、Ｌuv＝Ｌｕ−Ｌｖ、ｉuv＝ｉｕ−ｉｖである。

数式（３）と数式（５）とを比べてみると、いずれも相間電流の変化量に基づいて誘起電圧が変化することになる。言い換えれば、相間電流の変化量を検出することで、各電動機の誘起電圧を検出できる。上述した相電流対応電圧を検出すれば、相間電流の変化量を検出することができる。よって、各電動機に磁極位置センサを組み込む必要が無くなり、当該磁極位置センサと制御回路１３とを接続するための配線を削減できる。

ところで、電力負荷群２０を最大トルクで制御を行うには、誘起電圧と相間電流の位相を合致させる必要がある。そこで、電流極性と電流変化極性ゼロクロスが合致するよう電圧位相を調整する。この調整方法について図４を参照しながら説明する。なお、一般的には電力負荷群２０を制御するので、「電力負荷制御」と呼べる。本形態では電動機２１，２２，２３を適用して個別に制御するので、「電動機制御」と呼ぶことにする。

図４には線間誘起電圧と線間電流との関係をグラフ図で示す。まず図４（Ａ）には相間の誘起電圧の経時的変化を示す。図４（Ｂ）は相間電流の経時的変化を示す。図４（Ｃ）にはゼロベクトル時（Ｖ０期間）における相間電流の変化量にかかる経時的変化を示す。図４（Ａ）と図４（Ｃ）とを比べてみると、誘起電圧と相間電流の変化量との位相が逆転している。誘起電圧と相間電流との位相を一致させるためには、時刻ｔｘにおいて相間電流の位相と相間電流の変化量の極性を反転させたものの位相とを一致させる必要がある。なお図４（Ｂ）では、通常時の相間電流の変化を破線で示し、ゼロベクトル時の相間電流の変化を太線で示している。

上述した電動機制御を行う制御回路１３の構成例を図５に示す。この制御回路１３は、指令電圧生成手段１３ａ、操作信号生成手段１３ｂ、位相調整手段１３ｃ、相間電流極性判別手段１３ｄ、相間電流変化極性判別手段１３ｅなどを有する。

指令電圧生成手段１３ａは、外部装置から伝達される指令情報（例えば回転数指令）と、位相調整手段１３ｃから伝達される位相情報とに基づいて、指令電圧を生成して出力する。操作信号生成手段１３ｂは、指令電圧生成手段１３ａから伝達される指令電圧に基づいて、電力変換回路群１２内のスイッチング素子を駆動するための操作信号を生成して出力する。相間電流極性判別手段１３ｄは、電流検出手段１４で検出される電流Ｉ（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、相間電流の極性を判別して出力する。相間電流変化極性判別手段１３ｅは、電流検出手段１４で検出される電流Ｉに基づいて、相間電流の変化極性を判別して出力する。位相調整手段１３ｃは、図４に示したように、相間電流の位相と相間電流の変化量の極性を反転させたものの位相とを一致させるための調整を行い、位相情報として出力する。

次に、制御回路１３が行う電動機制御の一例について説明する。この電動機制御には、例えばキャリア周波数の位相を異ならせる第１制御例と、キャリア周波数を相ごとに異ならせる第２制御例とがある。なお、キャリア周波数は任意の波形を適用可能であるが、簡単のために三角波を例に説明する。

（第１制御例）
第１制御例について、図６〜図１２を参照しながら説明する。この第１制御例は、３相変調方式で制御を行う。図６，図８にはキャリア周波数の制御例をチャート図で示す。図６，図８の各図では、上から順番にキャリア信号波形（三角波信号）、電力変換回路１２ａを流れるリップル電流、電力変換回路１２ｂを流れるリップル電流、電力変換回路１２ｃを流れるリップル電流、フィルタ回路１１を流れるリップル電流（合計リップル電流）である。図７，図９，図１０にはリップル電流の変化をシミュレーション波形（電気角で２周期分）で示す。図７，図９，図１０の各図では、上から順番にコンデンサＣｆを流れるリップル電流、コンデンサＣａを流れるリップル電流、コンデンサＣｂを流れるリップル電流、コンデンサＣｃを流れるリップル電流である。図１１にはリップル電流の低減効果をグラフ図で示す。図１２にはクロック周波数の変動とリップル電流との関係をグラフ図で示す。

図６，図７に示す例は従来技術であり、キャリア周波数を同位相で同期させる例である。すなわち、キャリア信号に基づいて電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃを同時にオン／オフ制御することにより、キャリア周波数を同位相で同期させる。

図８，図９に示す例は本願発明に対応し、キャリア周波数の位相をシフトさせる例である。すなわち、所定角度（例えば６０度等）だけ位相をシフトさせたキャリア信号に基づいて、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃにそれぞれ含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御するタイミングをずらすことでキャリア周波数をシフトさせる。シフト量は、キャリア周波数を「Ｆｃ」とし、電力変換回路の数を「Ｎａ」とすると、１／（２×Ｆｃ×Ｎａ）になる。本例ではＮａ＝３であるので、シフト量は１／（６×Ｆｃ）になる。位相を角度で表す場合には、キャリア周期（＝１／Ｆｃ）を３６０度と仮定すると、３６０×（１／６）＝６０度になる。６０度の逓倍角（ただし１８０度とその逓倍角を除く）も含まれる。

図１０に示す例は本願発明に対応し、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃのクロック周波数とは非同期のキャリア周波数を操作信号に含む例である。すなわち、キャリア信号を非同期に発生させ、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃにそれぞれ含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御するタイミングをずらすことにより、キャリア周波数を非同期で行う。

コンデンサＣｆおよびコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃの各リップル電流は、キャリア周波数の位相をシフトして同期させる場合（図９）や、キャリア周波数を非同期で行う場合（図１０）は、いずれもキャリア周波数を同位相で同期させる場合（図７）に比べて小さく抑制することができる。具体的には図１１に示すように、キャリア周波数を同位相で同期させる場合（図７）よりも、キャリア周波数の位相をシフトして同期させる場合（図９）のほうがリップル電流を小さく抑えられる。キャリア周波数の位相をシフトして同期させる場合（図９）よりも、キャリア周波数を非同期で行う場合（図１０）のほうがさらにリップル電流を小さく抑えられる。

キャリア周波数を非同期で行う場合（図１０）は、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃでクロック信号を同期させることができない。しかし図１２に示すように、電力変換回路間でクロック周波数に変動が生じても、コンデンサＣｆのリップル電流（すなわち全体のリップル電流）にはほとんど変化しない。なお、図１２の例では０％，１．５％，３％を例示しているが、１０％までの変動があってもコンデンサＣｆのリップル電流はほとんど変化しないことが実験等で確かめられている。

（第２制御例）
第２制御例について、図１３を参照しながら説明する。この第２制御例は、第１制御例と同様に、３相変調方式で制御を行う。図１３には、図７，図９，図１０と同様に、リップル電流の変化をシミュレーション波形（電気角で２周期分）で示す。

図１３に示す例は本願発明に対応し、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃごとにキャリア周波数を異ならせる例である。すなわち、制御回路１３は電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃごとにキャリア信号の周波数を異ならせて伝達し、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃにそれぞれ含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する。

図１３では、電力変換回路１２ａに伝達するキャリア周波数を１５[KHz]とし、電力変換回路１２ｂに伝達するキャリア周波数を２０[KHz]とし、電力変換回路１２ｃに伝達するキャリア周波数を１０[KHz]とした場合のシミュレーション波形を示す。このようにキャリア周波数を異ならせて制御する場合でも、キャリア周波数を同位相で同期させる場合（図７）に比べて、コンデンサＣｆおよびコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃの各リップル電流を小さく抑制することができる。

（第３制御例）
第３制御例について、図１４を参照しながら説明する。この第３制御例は、２相変調方式で制御を行う。図１４には、図６，図８と同様に、キャリア周波数の制御例をチャート図で示す。制御回路１３は、所定角度（例えば１２０度等）だけ位相をシフトさせたキャリア信号に基づいて、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃにそれぞれ含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御するタイミングをずらすことでキャリア周波数をシフトさせる。シフト量は、キャリア周波数を「Ｆｃ」とし、電力変換回路の数を「Ｎｂ」とすると、１／（Ｆｃ×Ｎｂ）になる。本例ではＮｂ＝３であるので、シフト量は１／（３×Ｆｃ）になる。位相を角度で表す場合には、キャリア周期（＝１／Ｆｃ）を３６０度と仮定すると、３６０×（１／３）＝１２０度になる。１２０度の逓倍角（ただし３６０度とその逓倍角を除く）も含まれる。なお図示しないが、コンデンサＣｆおよびコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃの各リップル電流は、図９と同等程度に小さく抑制することができる。

上述のように構成された電力変換システム１０は、図１５に示すように、フィルタ回路１１、電力変換回路群１２、制御回路１３、コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃなどをケース（筐体）３０内に収容して一体化することができる。この場合、フィルタ回路１１は電力変換回路群１２の入力側に共通して備えればよいので、ケース３０全体の体格を小さく抑えることができる。

また図１６に示すように、電力変換システム１０とともに電動機２１（電力負荷群２０）をケース３０で一体化することもできる。言い換えれば、電動機２１に備えるケース３０に電力変換システム１０を収容する。第１制御例と第３制御例を適用するにあたっては、電動機２１に対応する電力変換回路１２ａに伝達するキャリア周波数を基準とし（すなわちシフト量が０）、電動機２２，２３に対応する電力変換回路１２ｂ，１２ｃに伝達するキャリア周波数の位相をシフトさせるのが望ましい。この場合、電力変換回路１２ｂ，１２ｃと電動機２２，２３との配線距離やコイルのインダクタンス等に応じて、キャリア周波数の位相を微調整するのがさらに望ましい。こうすることで、フィルタ回路１１を流れるリップル電流（合計リップル電流）をより小さく抑えることができる。

上述した実施の形態によれば、以下に示す各効果を得ることができる。まず請求項１に対応し、フィルタ回路１１は、電力変換回路群１２（すなわち電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃ）の全部に共通する入力側に電気的に接続する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、フィルタ回路１１は電力変換回路群１２の全部に共通する入力側に電気的に接続するので、最小限の数に抑えられる。そのため、コストを従来よりも低減するとともに、システム全体の体格を小さく抑えられる。

請求項２に対応し、制御回路１３は、電力負荷群２０（すなわち電動機２１，２２，２３）の作動に伴って生じる電圧変化（すなわちＵ相誘起電圧ｅｕ等）に基づいて、操作信号を制御する構成とした（図１〜図５を参照）。この構成によれば、電動機２１，２２，２３の電流の変化（すなわちＩＧＢＴの出力端子に接続した抵抗器の両端に生じる電圧の変化）を検出すればよいので、電力変換回路群１２と電力負荷群２０との間を電気的に接続するための配線が削減できる。そのため、コストがさらに低減され、システム全体の体格もさらに小さく抑えられる。また、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃを自由な位置に配置することもできる。

請求項３に対応し、操作信号には、電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃのクロック周波数とは非同期のキャリア周波数を含む構成とした（図１０を参照）。この構成によれば、キャリア周波数が非同期になるので、リップル電流を低減させることができる。同期制御機能を持たない安価なＣＰＵ（マイコンを含む）を適用できるので、より低コスト化を図ることができる。非同期制御により、クロック信号の周波数がばらついても、リップル電流の低減に影響を受けない。

請求項４に対応し、他の電力変換回路（例えば電力変換回路１２ｂ，１２ｃ）に伝達する操作信号には、一の電力変換回路（例えば電力変換回路１２ａ）に伝達するキャリア周波数の周波数範囲とは異なる周波数範囲のキャリア周波数を含む構成とした（図１３を参照）。この構成によれば、一の電力変換回路と他の電力変換回路とでキャリア周波数の周波数範囲が異なるので、リップル電流を低減させることができる。

請求項５に対応し、制御回路１３は、制御回路１３のクロック周波数に同期させたキャリア周波数を操作信号に含み、キャリア周波数の位相をシフトさせる構成とした（図８〜図１４を参照）。この構成によれば、キャリア周波数の位相をシフトさせることで、リップル電流を大幅に低減することができる。

請求項６に対応し、制御回路１３は、２相変調方式で制御する場合には、キャリア周波数Ｆｃの位相を１／（Ｆｃ×（電力変換回路の数））分だけシフトさせる構成とした（図１４を参照）。この構成によれば、２相変調方式で制御する場合でも、リップル電流を確実に低減することができる。

請求項７に対応し、制御回路１３は、３相変調方式で制御する場合には、キャリア周波数Ｆｃの位相を１／（２×Ｆｃ×（電力変換回路の数））分だけシフトさせる構成とした（図８，図９を参照）。この構成によれば、３相変調方式で制御する場合でも、リップル電流を確実に低減することができる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。

上述した実施の形態では、電力変換回路群１２は３つの電力変換回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃで構成した（図１等を参照）。この形態に代えて、２つや４つ以上の複数で構成される電力変換回路で構成してもよく、電力負荷群２０の数に対応して構成してもよい。単に数の相違に過ぎないので、上述した実施の形態と同様の作用効果が得られる。

上述した実施の形態では、電力負荷群２０として電動機２１，２２，２３を適用する構成とした（図１等を参照）。この形態に代えて、電力負荷群２０には、電力変換回路群１２からそれぞれ出力される電力を受けて作動（供給を含む）可能な任意の機器を適用することができる。例えば、電動機以外の回転機（具体的には発電機や電動発電機等）、負荷、電源（系統を含む）、制御装置（具体的にはＥＣＵ等）、計測装置などが該当する。電力負荷群２０に含まれる電力負荷は、同種であると異種であるとを問わない。電力負荷の種類が相違するに過ぎないので、上述した実施の形態と同様の作用効果が得られる。

上述した実施の形態では、フィルタ回路１１にはＬＣフィルタ回路を適用する構成とした（図１等を参照）。この形態に代えて、電力変換回路群１２の入力側に共通して接続される他のフィルタ回路を適用することができる。他のフィルタ回路は、能動回路や受動回路等の種類を問わない。受動回路の場合は、例えばＲＬＣフィルタ回路やＲＣフィルタ回路などが該当する。電力負荷群２０の種類や数量に応じて、最適なフィルタ回路を適用するのが望ましい。また、フィルタ回路１１には複数種類のフィルタ回路を含む構成としても同様の作用効果が得られる。複数種類のフィルタ回路は、例えばＬＣフィルタ回路とＲＬＣフィルタ回路の組み合わせや、ＬＣフィルタ回路とＲＣフィルタ回路の組み合わせなどが該当する。いずれにせよフィルタ回路の種類が相違するに過ぎないので、上述した実施の形態と同様の作用効果が得られる。

上述した実施の形態では、電流検出手段１４として、ＩＧＢＴおよび抵抗器を適用した。この形態に代えて、センス電流を出力するセンス端子を備えたＩＧＢＴと、抵抗器とを用いてもよい。この場合でも、実施の形態におけるＩＧＢＴと同様に、センス端子に抵抗器を接続し、当該抵抗器の両端に生じる電圧を検出することで相電流対応電圧が得られる。また、ケース３０に収容可能な体格であって、電動機２１，２２，２３の誘起電圧を検出する電圧センサや、電動機２１，２２，２３を流れる電流Ｉ（すなわち相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出する電流センサを備える構成としてもよい。電力負荷群２０が電動機２１，２２，２３以外の電力負荷にかかる電圧センサや電流センサでも同様である。いずれにせよ電力変換回路群１２と電力負荷群２０との間を接続するための配線が削減できる。そのため、コストがさらに低減され、システム全体の体格もさらに小さく抑えられる。

上述した実施の形態では、電力変換システム１０は、フィルタ回路１１、電力変換回路群１２、制御回路１３、コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃなどを含む構成とした（図１を参照）。この形態に代えて、さらにコンバータ回路を含む構成としてもよい。コンバータ回路は、電力源ｅｓから供給される電力（直流電圧）を、電力負荷群２０で必要とする電圧に変換して出力する機能を担う。コンバータ回路を含む電力変換システム１０でも、上述した実施の形態と同様の作用効果が得られる。

上述した実施の形態では、キャリア信号として三角波信号を適用した（図８，図１４を参照）。この形態に代えて、他の波形信号をキャリア信号として適用してもよい。他の波形信号としては、例えば正弦波信号，矩形波信号（パルス波信号），のこぎり波信号などが該当する。いずれの波形信号を用いるにせよ、位相をシフトしたり、非同期で行う等によって、コンデンサＣｆおよびコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃの各リップル電流を小さく抑制することができる。

１０ 電力変換システム
１１ フィルタ回路
１２ 電力変換回路群
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ 電力変換回路
１３ 制御回路
１３ａ 指令電圧生成手段
１３ｂ 操作信号生成手段
１３ｃ 位相調整手段
１３ｄ 相間電流極性判別手段
１３ｅ 相間電流変化極性判別手段
１４ 電流検出手段
２０ 電力負荷群
２１，２２，２３ 電動機（電力負荷）
３０ ケース
ｅｓ 電力源
Ｃｆ コンデンサ（キャパシタ）
Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ コンデンサ（キャパシタ）

Claims (7)

1. 複数の電力負荷にかかる個々の前記電力負荷に対応して電力を変換する複数の電力変換回路と、前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されるフィルタ回路と、それぞれの前記電力変換回路に操作信号を伝達して制御を行う制御回路と、を有する電力変換システムにおいて、
   前記フィルタ回路は、前記複数の電力変換回路の全部に共通する入力側に電気的に接続することを特徴とする電力変換システム。
2. 前記制御回路は、前記電力負荷の作動に伴って生じる電力変化に基づいて、前記操作信号を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
3. 前記操作信号には、前記電力変換回路のクロック周波数とは非同期のキャリア周波数を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換システム。
4. 他の前記電力変換回路に伝達する前記操作信号には、一の前記電力変換回路に伝達するキャリア周波数の周波数範囲とは異なる周波数範囲のキャリア周波数を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換システム。
5. 前記制御回路は、前記制御回路のクロック周波数に同期させたキャリア周波数を前記操作信号に含み、前記キャリア周波数の位相をシフトさせることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換システム。
6. 前記制御回路は、２相変調方式で制御する場合には、前記キャリア周波数Ｆｃの位相を１／（Ｆｃ×（前記電力変換回路の数））分だけシフトさせることを特徴とする請求項５に記載の電力変換システム。
7. 前記制御回路は、３相変調方式で制御する場合には、前記キャリア周波数Ｆｃの位相を１／（２×Ｆｃ×（前記電力変換回路の数））分だけシフトさせることを特徴とする請求項５に記載の電力変換システム。