JP2015073389A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数系統の電力変換回路を備えた電力変換装置において、直流脈動成分を抑制する。
【解決手段】実施形態の電力変換装置は、入力された制御信号に基づいて、供給された直流電力を三相交流電力に変換し、それぞれ対応する負荷に供給する複数系統の電力変換回路を備えている。制御部は、三相交流電力の同一相における電流供給状態と電流非供給状態との間の遷移タイミングが、複数系統の電力変換回路同士において互いに異なるように、複数系統の電力変換回路のそれぞれに対応させて互いに位相を異ならせた搬送波及び同一の信号波に基づいて、制御信号を複数系統の電力変換回路のそれぞれに出力する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

近年、社会を取り巻く環境の変化から省エネへの関心が高まっている。鉄道車両用の駆動システムに目を向ければ、従来の誘導電動機（以下、ＩＭ）に代わり、原理的に高効率な永久磁石同期電動機（以下、ＰＭＳＭ）を用いた駆動システムへの転換が始まりつつある（例えば、特許文献１参照）。

ＰＭＳＭ駆動システムの特徴として、従来用いられてきたＩＭ駆動システムとは異なり、複数のＰＭＳＭを駆動する際に必ずＰＭＳＭと同数の電力変換回路が必要となることが挙げられる。これは、ＩＭがすべりを制御することで複数のＩＭを一括で駆動制御できるのに対し、ＰＭＳＭは個々について電機子磁束と界磁磁束が同期していなければ制御が成立しないことによる。これは鉄道車両向けＰＭＳＭ駆動システムのデメリットと言える。

また、ＰＭＳＭとＩＭで同一トルクを出力しようとする場合、ＰＭＳＭはＩＭに比べより大きなモータ電流が必要となる傾向がある。これより、ＩＭに比べてＰＭＳＭはより大容量の電力変換装置が必要になる。さらに、１つの直流電源から複数の電力変換装置を並列接続してＰＭＳＭを駆動するような回路構成の場合、半導体素子のスイッチング動作に伴う電力変換器の直流側に発生する電流リップルも増加するため、直流電圧を安定化させるフィルタコンデンサの容量も多く必要となる。

特許第４３８２５７１号公報

ところで、従来の１系統の直流電源から複数の電力変換回路を用いて複数のＰＭＳＭを駆動するシステムにおいては、ＰＭＳＭ制御の安定性を高めるために直流電源部にコンデンサを接続して直流電圧の安定化を図ってきた。しかし、ＰＭＳＭ出力を増大しようとする場合、電動機電流が大きくなり、電力変換装置の直流側、即ち直流電源側により大きな脈動電流が流れることになる。

これに対応するために、従来の技術においては、フィルタコンデンサ容量の増加を図ることが必要であった。しかし、機器の小型化、低廉化要求が高まる中、フィルタコンデンサ容量の増加は望ましいことではなかった。

本発明は、上記のような課題を解決するためのものであり、複数の電力変換回路を並列接続するような駆動システム構成において、出力の増大時等に各電力変換回路が内蔵する半導体素子のスイッチングにより生じる直流脈波成分（直流電流のリップル成分）を抑制することを目的としている。

実施形態の電力変換装置は、入力された制御信号に基づいて、供給された直流電力を三相交流電力に変換し、それぞれ対応する負荷に供給する複数系統の電力変換回路を備えている。制御部は、三相交流電力の同一相における電流供給状態と電流非供給状態との間の遷移タイミングが、複数系統の電力変換回路同士において互いに異なるように、複数系統の電力変換回路のそれぞれに対応させて互いに位相を異ならせた搬送波及び同一の信号波に基づいて、制御信号を複数系統の電力変換回路のそれぞれに出力する。

図１は、実施形態の鉄道車両用駆動制御装置の概要構成ブロック図である。 図２は、第１制御部及び第２制御部のそれぞれが生成する搬送波の位相の説明図である。 図３は、同一期間において第１電力変換回路及び第２電力変換回路へ流れ込む各部の電流波形の説明図である。 図４は、第１電力変換回路及び第２電力変換回路における１周期分のＵ相電流波形の説明図である。 図５は、第１電力変換回路及び第２電力変換回路における１周期分のＶ相電流波形の説明図である。 図６は、第１電力変換回路及び第２電力変換回路における１周期分のＷ相電流波形の説明図である。 図７は、フィルタコンデンサの充放電電流の実効値の説明図である。

以下、実施形態について図面を参照して説明する。
図１は、実施形態の鉄道車両用駆動制御装置の概要構成ブロック図である。
鉄道車両用駆動制御装置１００は、図１に示すように、直流き電線１から直流電力が供給されるパンタグラフ２と、線路３を介して接地（低電位側電源）された車輪４と、の間に、遮断器５、フィルタリアクトル６及びフィルタコンデンサ７が直列に接続されている。さらにフィルタコンデンサ７と並列に接続され、直流電圧を検出する直流電圧検出器８が設けられている。

また、鉄道車両用駆動制御装置１００は、フィルタコンデンサ７と並列に接続されるとともに、インバータとして構成され、直流き電線１から供給された直流電力を三相交流電力（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換する第１電力変換回路１０ａと、第１電力変換回路１０ａから供給されるＵ相電流ＩＵ１を検出する第１Ｕ相電流検出器１１−１ａと、第１電力変換回路１０ａから供給されるＷ相電流ＩＷ１を検出する第１Ｗ相電流検出器１１−１ｂと、Ｕ相電流ＩＵ１を供給するＵ相電流供給ライン１２−１ａと、Ｖ相電流ＩＶ１を供給するＶ相電流供給ライン１２−１ｂと、Ｗ相電流ＩＷ１を供給するＷ相電流供給ライン１２−１ｃと、供給されたＵ相電流ＩＵ１、Ｖ相電流ＩＶ１及びＷ相電流ＩＷ１により駆動される第１永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）１３ａと、を備えている。

さらに、鉄道車両用駆動制御装置１００は、フィルタコンデンサ７と並列に接続されるとともに、インバータとして構成され、直流き電線１から供給された直流電力を三相交流電力（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換する第２電力変換回路１０ｂと、第２電力変換回路１０ｂから供給されるＵ相電流ＩＵ２を検出する第２Ｕ相電流検出器１１−２ａと、第２電力変換回路１０ｂから供給されるＷ相電流ＩＷ２を検出する第２Ｗ相電流検出器１１−２ｂと、Ｕ相電流ＩＵ２を供給するＵ相電流供給ライン１２−２ａと、Ｖ相電流ＩＶ２を供給するＶ相電流供給ライン１２−２ｂと、Ｗ相電流ＩＷ２を供給するＷ相電流供給ライン１２−２ｃと、供給されたＵ相電流ＩＵ２、Ｖ相電流ＩＶ２及びＷ相電流ＩＷ２により駆動される第２永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）１３ｂと、を備えている。

さらにまた、鉄道車両用駆動制御装置１００は、直流電圧検出器８が検出した直流電圧、第１Ｕ相電流検出器１１−１ａが検出したＵ相電流ＩＵ１及び第１Ｗ相電流検出器１１−１ｂが検出したＷ相電流ＩＷ１に基づいて、第１Ｕ相電流検出器１１−１ａを制御する第１制御部１４ａと、第１制御部１４ａと同期動作するとともに、直流電圧検出器８が検出した直流電圧、第２Ｕ相電流検出器１１−２ａが検出したＵ相電流ＩＵ２及び第２Ｗ相電流検出器１１−２ｂが検出したＷ相電流ＩＷ２に基づいて、第２Ｕ相電流検出器１１−２ａを制御する第２制御部１４ｂと、を備えている。

ここで、第１制御部１４ａ及び第２制御部１４ｂは、それぞれ個別制御部として機能し、連携して制御部として機能している。すなわち、第１制御部１４ａ及び第２制御部１４ｂは、互いに通信を行っており、第１制御部１４ａが第１電力変換回路１０ａを制御し、第２制御部１４ｂが第２電力変換回路１０ｂを制御するに際して、同期して動作を行うようになっている。

より詳細には、第１制御部１４ａ及び第２制御部１４ｂは、三相交流電力の同一相における電流供給状態と電流非供給状態との間の遷移タイミングが、第１制御部１４ａ及び第２制御部１４ｂ（複数系統の電力変換回路）同士において互いに異なるように、第１制御部１４ａ及び第２制御部１４ｂのそれぞれに対応させて互いに位相を異ならせた搬送波（後述の図２（ａ）参照）及び同一の信号波に基づいて、第１制御部１４ａは第１電力変換回路１０ａに第１ＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１（制御信号）を出力し、第２制御部１４ｂは、第２電力変換回路１０ｂに第２ＰＷＭ制御信号ＰＷＭ２を出力している。

なお、第１ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及び第２ＰＷＭ信号ＰＷＭ２は、それぞれ、第１電力変換回路１０ａあるいは第２電力変換回路１０ｂを構成している半導体素子（たとえば、ＩＧＢＴのゲート）に入力される複数のスイッチング制御信号の束として構成されている。

次に実施形態の動作を説明する。
まず、直流き電線１からパンタグラフ２及び遮断器５を介して、直流電力が供給されると、供給された直流電力は、フィルタリアクトル６及びフィルタコンデンサ７で構成されるロウパスフィルタにより電圧平滑化及び電圧安定化がなされて直流電流Ｉｄｃとして供給され、第１電力変換回路１０ａ及び第２電力変換回路１０ｂに供給される。

このとき、直流電流Ｉｄｃは、直流電流Ｉｄｃ１及び直流電流Ｉｄｃ２に分流され、直流電流Ｉｄｃ１が第１電力変換回路１０ａに流れ込み、直流電流Ｉｄｃ２が第２電力変換回路１０ｂに流れ込むこととなる。
また、直流電流Ｉｄｃの電圧（直流電圧）が直流電圧検出器８により検出され、検出結果は、第１制御部１４ａ及び第２制御部１４ｂに通知される。

第１制御部１４ａ及び第２制御部１４ｂは、第１永久磁石同期電動機１３ａ及び第２永久磁石同期電動機１３ｂのトルク制御及び回転数制御を行うため、ＰＷＭ制御信号を第１電力変換回路１０ａ及び第２電力変換回路１０ｂにそれぞれ出力する。

これにより、第１電力変換回路１０ａ及び第２電力変換回路１０ｂをそれぞれ構成しているＩＧＢＴ等の半導体素子のオン・オフ制御がなされて、第１電力変換回路１０ａ及び第２電力変換回路１０ｂは、入力された直流電力を所望の周波数及び電圧を有する三相交流電力に変換して、第１永久磁石同期電動機１３ａあるいは第２永久磁石同期電動機１３ｂに出力する。

このとき、第１電力変換回路１０ａおよび第２電力変換回路１０ｂの出力する三相交流電力は、各相の位相のずれが同一である対称三相交流であり、互いに同一位相となるように制御されている。
さらに、第１電力変換回路１０ａのＵ相用半導体素子を流れるＵ相電流ＩＵ１は、第１Ｕ相電流検出器１１−１ａにより検出され、Ｗ相用半導体素子を流れるＷ相電流ＩＷ１は、第１Ｗ相電流検出器１１−１ｂにより検出され、第１制御部１４ａに取り込まれる。

同様に、第２電力変換回路１０ｂのＵ相用半導体素子を流れるＵ相電流ＩＵ２は、第２Ｕ相電流検出器１１−２ａにより検出され、Ｗ相用半導体素子を流れるＷ相電流ＩＷ２は、第２Ｗ相電流検出器１１−２ｂにより検出され、第２制御部１４ｂに取り込まれる。

図２は、第１制御部及び第２制御部のそれぞれが生成する搬送波の位相の説明図である。
本実施形態においては、図２（ａ）に示すように、第１制御部１４ａと、第２制御部１４ｂとで、生成する搬送波の位相差を９０°としている。なお、図２（ｂ）は、参考のため、位相差が０°の場合を示している。

これは、第１電力変換回路１０ａを構成している半導体素子（スイッチング素子）のスイッチングタイミングと、第２電力変換回路１０ｂを構成している半導体素子（スイッチング素子）のスイッチングタイミングと、をずらすためである。

これにより複数系統の電力変換回路としての第１電力変換回路１０ａと第２電力変換回路１０ｂ同士において互いに電流供給状態（スイッチング素子オン状態）と電流非供給状態（スイッチング素子オフ状態）との間の遷移タイミングが異なるようにしており、半導体素子のスイッチングに起因する突入電流を抑制、あるいは、相殺し、フィルタコンデンサ７における充放電電流を抑制することができるようになっている。

ここで、より具体的に説明する。
図３は、同一期間において第１電力変換回路及び第２電力変換回路へ流れ込む各部の電流波形の説明図である。
ここで、図３（ａ）は、第１電力変換回路１０ａに流れ込む電流Ｉｄｃ１の電流波形であり、図３（ｂ）は、第２電力変換回路１０ｂに流れ込む電流Ｉｄｃ２の電流波形であり、図３（ｃ）は、それらの合計電流である電流Ｉｄｃの電流波形である。

図３（ａ）及び図３（ｂ）に示すように、電流Ｉｄｃ１の電流ピークと電流Ｉｄｃ２の電流ピークとは、ずれたタイミングとなっているため、それらの合計電流である電流Ｉｄｃは、図３（ｃ）に示すように、単純に倍増することはなく、全体としての電流ピークが抑制されており、フィルタコンデンサ７を流れる充放電電流が抑制されることが容易に想像できる。

この点について、より詳細に検討する。
図４は、第１電力変換回路及び第２電力変換回路における１周期分のＵ相電流波形の説明図である。
図５は、第１電力変換回路及び第２電力変換回路における１周期分のＶ相電流波形の説明図である。
図６は、第１電力変換回路及び第２電力変換回路における１周期分のＷ相電流波形の説明図である。

図４〜図６に示すように、第１電力変換回路１０ａと第２電力変換回路１０ｂにおいて、Ｕ相電流ＩＵ１とＵ相電流ＩＵ２との組み合わせ、Ｖ相電流ＩＶ１とＶ相電流ＩＶ２との組み合わせ、あるいは、Ｗ相電流ＩＷ１とＷ相電流ＩＷ２との組み合わせのいずれにおいても、多くの電流波形立ち上がりタイミング及び電流波形立下がりタイミングが互いにずれることとなっている。
したがって、スイッチとしての半導体素子のオン／オフ切替時の直流脈動成分（リップル成分、突入電流）が抑制されていることがわかる。

図７は、フィルタコンデンサの充放電電流の実効値の説明図である。
この結果、例えば、図７（ａ）に示すように、フィルタコンデンサ７の充放電電流の実効値が１１８．７Ａとなっており、第１制御部１４ａと、第２制御部１４ｂとで、用いる搬送波の位相差を０°とした場合（従来技術に相当：図２（ｂ）参照）のフィルタコンデンサ７の充放電電流の実効値である１９９．６Ａ（図７（ｂ）参照）と比較して大きく減少していることがわかる。

したがって、本実施形態によれば、負荷を増大させるに伴って増加する直流脈動成分の増加に対応するためのフィルタコンデンサの容量増大を抑制や、脈動電流によるフィルタコンデンサの発熱の抑制に効果を発揮し、機器の小型化や低廉化に寄与することができる。

次に実施形態の変形例について説明する。
以上の説明は、二つの電力変換回路を連携させる場合であって、二つの電力変換回路に用いる搬送波の位相を９０°ずらす場合のものであったが、三つの電力変換回路を用いる場合には、第１の電力変換回路に用いる搬送波の位相に対し、第２の電力変換回路に用いる搬送波の位相を６０°ずらし、第３の電力変換回路に用いる搬送波の位相を１２０°ずらすようにすれば実施形態と同様の効果が得られる。

さらに四つの電力変換回路を用いる場合には、第１の電力変換回路に用いる搬送波の位相に対し、第２の電力変換回路に用いる搬送波の位相を４５°ずらし、第３の電力変換回路に用いる搬送波の位相を９０°ずらし、第４の電力変換回路に用いる搬送波の位相を１３５°ずらすようにすれば実施形態と同様の効果が得られる。

以上の観点から、一般化すれば、ｎ個（ｎは、２以上の整数）の電力変換回路を用いる場合には、第１の電力変換回路に用いる搬送波の位相に対し、第２の電力変換回路、第３の電力変換回路、……、第ｎの電力変換回路に用いる搬送波の位相を、それぞれ、（１８０／ｎ）°ずつずらし、（１８０／ｎ）°、２×（１８０／ｎ）°、……、｛（ｎ−１）×（１８０／ｎ）｝°ずらすようにすれば実施形態と同様の効果が得られる。

以上の説明は、電力変換回路の数（電力変換回路の系統数）に応じて最も効率よく直流脈動成分を抑制する構成であるが、三相交流電力の同一相における電流供給状態（スイッチング素子オン状態）と電流非供給状態（スイッチング素子オフ状態）との間の遷移タイミングが、複数系統の電力変換回路同士において互いに異なるように、複数系統の電力変換回路のそれぞれに対応させて互いに位相を異ならせた搬送波及び同一の信号波に基づいて、制御信号を複数系統の電力変換回路のそれぞれに出力するようにすれば、必ずしも上記一般化の条件を満たす位相としなくても（例えば、｛（１８０／ｎ）＋α｝°（αは微少角：数度程度）、同様の効果が得られる。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ 直流き電線
２ パンタグラフ
３ 線路
４ 車輪
５ 遮断器
６ フィルタリアクトル
７ フィルタコンデンサ
８ 直流電圧検出器
１０ａ 第１電力変換回路
１０ｂ 第２電力変換回路
１１−１ａ 第１Ｕ相電流検出器
１１−１ｂ 第１Ｗ相電流検出器
１１−２ａ 第２Ｕ相電流検出器
１１−２ｂ 第２Ｗ相電流検出器
１２−１ａ Ｕ相電流供給ライン
１２−１ｂ Ｖ相電流供給ライン
１２−１ｃ Ｗ相電流供給ライン
１３ａ 第１永久磁石同期電動機
１３ｂ 第２永久磁石同期電動機
１４ａ 第１制御部（制御部、個別制御部）
１４ｂ 第２制御部（制御部、個別制御部）
１００ 鉄道車両用駆動制御装置
ＩＵ１、ＩＵ２ Ｕ相電流
ＩＶ１、ＩＶ２ Ｖ相電流
ＩＷ１、ＩＷ２ Ｗ相電流
Ｉｄｃ、Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２ 直流電流

Claims (7)

1. 入力された制御信号に基づいて、供給された直流電力を三相交流電力に変換し、それぞれ対応する負荷に供給する複数系統の電力変換回路と、
   前記三相交流電力の同一相における電流供給状態と電流非供給状態との間の遷移タイミングが、複数系統の前記電力変換回路同士において互いに異なるように、前記複数系統の電力変換回路のそれぞれに対応させて互いに位相を異ならせた搬送波及び同一の信号波に基づいて、前記制御信号を出力する制御部と、
   を備えた電力変換装置。
2. 前記電力変換回路は、複数のスイッチング素子を備え、
   前記制御信号は、前記スイッチング素子のオン／オフを切り替えるスイッチング制御信号とされている、
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記搬送波の位相を互いに異ならせるに際し、前記搬送波の位相を所定角度ずつずらして設定する、
   請求項１又は請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記系統の数をｎ（ｎは、２以上の整数）とした場合に、いずれか一つの電力変換回路に用いる前記搬送波の位相に対し、第２の電力変換回路、第３の電力変換回路、……、第ｎの電力変換回路に用いる前記搬送波の位相を、（１８０／ｎ）°、２×（１８０／ｎ）°、……、｛（ｎ−１）×（１８０／ｎ）｝°とする、
   請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記所定角度は、前記系統の数をｎ（ｎは、２以上の整数）とした場合に、
   １８０／ｎ°
   に設定する、
   請求項３記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換回路は、前記搬送波及び前記信号波の振幅を比較して振幅の等しい交点を検出して、前記スイッチング素子のオン／オフを行うことによりＰＷＭ制御がなされるインバータとして構成されている、
   請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、互いに同期して動作するとともに、前記複数系統の電力変換回路のそれぞれを制御する複数の個別制御部を備えている、
   請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の電力変換装置。