JP2012147527A

JP2012147527A - 電源装置

Info

Publication number: JP2012147527A
Application number: JP2011002350A
Authority: JP
Inventors: Takashi Iida; 貴志飯田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2011-01-07
Filing date: 2011-01-07
Publication date: 2012-08-02
Anticipated expiration: 2031-01-07
Also published as: JP5786334B2

Abstract

【課題】絶縁形直流−直流電力変換装置において、出力電圧範囲の広い条件にあっても、トランスへの還流電流を増大させることなく、装置の小型化・軽量化を図る。
【解決手段】直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの出力端に１次側が接続されたトランスと、前記トランス２次側に接続され、２つのダイオード直列回路と２つのコンデンサ直列回路を並列接続してなる倍電圧整流回路と、を備えた直流−直流電力変換装置において、第１のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の正極側に接続し、第２のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の中点に接続し、出力電圧の大きさによって、前記第１および第２のスイッチング素子を選択的に駆動させる。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流−直流電力変換装置に関する。

直流−直流電力変換装置の制御方式の一つとして、図６に位相シフト制御方式と呼ばれる例を示す。図６において、インバータはスイッチング素子５２、５３を交互にオン・オフさせるとともに、スイッチング素子５４、５５をスイッチング素子５２、５３に対し位相差をもって交互にオン・オフさせる。この位相差により、トランス５６へ印加する電圧パルス幅、すなわち負荷６３に与える出力電圧の調整を行う。更に、位相シフト制御方式では、ＺＶＳ（ゼロ・ボルト・スイッチング＝零電圧スイッチング）が可能であり、スイッチング損失を低減することができる。
位相シフト制御方式は、軽負荷時に適用すると、逆回復が発生してスイッチング損失が増加してしまう。この対策として、特許文献１のように、負荷電流に基づいて、軽負荷時においては、位相シフト制御方式からハードスイッチング方式へ制御を切り換えて素子損失を低減させる方法が提案されている。

特開2010−178501号公報

上記特許文献１は、一定出力電圧においては非常に効果的な方法であるが、出力電圧範囲の広い条件においては、出力電圧が低いとき、すなわちスイッチング素子５４、５５がスイッチング素子５２、５３に対し大きな位相差もって交互にオン・オフするため、スイッチング素子５２、５３、５４、５５およびトランス５６の１次側巻線に通流する還流電流が増加してしまう。特に還流電流増加によるトランスの大型化により、装置全体の小型化、軽量化の妨げとなる。

上記目的を達成するために、本発明は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの出力端に１次側が接続されたトランスと、前記トランス２次側に接続され、２つのダイオード直列回路と２つのコンデンサ直列回路を並列接続してなる倍電圧整流回路と、を備えた直流−直流電力変換装置において、第１のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の正極側に接続し、第２のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の中点に接続し、前記トランスに出力される出力電圧の大きさによって、前記第１および第２のスイッチング素子を選択的に駆動させる。
本発明の直流−直流電力変換装置においては、出力電圧が前記コンデンサ直列回路の中点の電圧より小さい場合は、前記第１のスイッチング素子を常時オフし、前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動させ、出力電圧が前記平滑コンデンサの電圧より大きい場合は、前記第２のスイッチング素子を常時オフし、前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動させることも可能である。
なお、本発明の直流−直流電力変換装置においては、前記コンデンサ直列回路の中点に接続された第２のスイッチング素子は、逆阻止ＩＧＢＴであってもよいし、ソース同士を接続した２つのパワーＭＯＳＦＥＴから構成してもよい。

本発明により、定電力でかつ出力電圧範囲の広い条件においてトランスの小型化が図れる。

本発明の実施形態を示す回路構成図位相シフト制御信号生成器の制御ブロック図出力電圧が直流中間電圧の１／２以下であるときのトランス２次側回路の動作説明図出力電圧が直流中間電圧の１／２以上であるときのトランス２次側回路の動作説明図本発明に用いる、逆耐圧をもつ逆阻止ＩＧＢＴ、ソース同士を接続した２つのパワーＭＯＳＦＥＴを示す図位相シフト制御方式の従来構成図

図１に本発明における実施形態を示す。本実施形態では、直流電源１とスイッチング素子２〜５で構成されたインバータとトランス６と平滑リアクトル７と２つのダイオード８、９の直列回路と２つの平滑コンデンサ１０、１１の直列回路を並列接続させて構成した倍電圧整流器と、平滑コンデンサ１０、１１の直列回路の中点Ｍに接続されたスイッチング素子１２と平滑コンデンサ１０、１１の直列回路の正極側Ｐに接続されたスイッチング素子１３と還流ダイオード１４と降圧リアクトル１５と平滑コンデンサ１６で構成された直流−直流電力変換回路と、直流中間電圧検出器より検出される直流中間電圧Edcに基づき位相シフト制御信号を生成する位相シフト制御信号生成器１７、出力電圧検出器より検出される出力電圧Voに基づきスイッチング素子１２および１３のスイッチング素子制御信号を生成するスイッチング素子制御信号生成器１８より構成される。

本構成では、直流電源１により入力される直流電圧を、インバータにより交流出力に変換されトランス６を介して倍電圧整流器で直流中間電圧Edcに変換され、変換された直流中間電圧を直流−直流電力変換回路により任意の直流出力電圧Voを出力する。そのため、直流出力電圧が低い場合でも位相シフト制御方式のインバータスイッチングパルスの位相差は大きくなることはない。そのため、トランス６の１次側巻線の還流電流が増加することがなくなり、トランスを小型化できる。

次に、各電力変換器の制御について説明する。インバータは、位相シフト制御信号生成器１７により直流中間電圧Edcに基づきスイッチングパルスの位相差を決め、スイッチング素子２〜５をオン・オフさせる。図２を用いて位相シフト制御信号生成器１７の動作について説明する。直流中間電圧指令Edc*と直流中間電圧の検出値Edcとの差分をとり電圧調整器１９に入力してインバータの出力電圧指令Vinvを得る。位相シフト量調整器２０により、スイッチング素子４、５がスイッチング素子２、３に対して出力電圧指令Vinv応じた位相差をもつようスイッチングパルスを生成する。位相シフト量調整器２０で得られたスイッチングパルスをスイッチング素子２〜５に入力することでインバータを制御することが出来る。

次に直流−直流電力変換回路について説明する。直流−直流電力変換回路では、スイッチング損失の低減を目的として所望する直流出力電圧Voの大きさにより２通りの動作を行う。まず、直流中間電圧Edcと直流出力電圧Voの関係がVo＜Edc/2であるときの回路動作について図３を用いて説明する。図３(a)において、（１）のループはスイッチング素子１２がオンしているときの通電経路、（２）のループはスイッチング素子１２がオフしているときの通電経路をそれぞれ示している。図３(b)は図３(a)の動作における電圧電流波形である。スイッチング素子１２がオンしているとき、平滑コンデンサ１６に流れる電流Ioは降圧リアクトル１５を介して増加する。一方、スイッチング素子１２がオフしているとき、平滑コンデンサ１６に流れる電流Ioは降圧リアクトル１５に蓄えられたエネルギーにより還流ダイオード１４を通じて還流し、減衰する。すなわち、降圧チョッパとして動作させることできる。この降圧チョッパは、直流出力電圧Voに基づきスイッチング素子制御信号生成器１８がスイッチングパルスをスイッチング素子１２に出力し、直流出力電圧Voが一定になるように制御を行う。このとき、スイッチング素子１３はオフしておく。

次に、直流中間電圧Edcと直流出力電圧Voの関係がVo≧Edc/2であるときの回路動作について図４を用いて説明する。図４(a)において、（１）のループはスイッチング素子１３がオンしているときの通電経路、（２）のループはスイッチング素子１３がオフしているときの通電経路をそれぞれ示している。図４(b)は図４(a)の動作における電圧電流波形である。スイッチング素子１３がオンしているとき、平滑コンデンサ１６に流れる電流Ioは降圧リアクトル１５を介して増加する。一方、スイッチング素子１３がオフしているとき、平滑コンデンサ１６に流れる電流Ioは、降圧リアクトル１５に蓄えられたエネルギーにより還流ダイオード１４を通じて還流し、減衰する。すなわち、Vo＜Edc/2の関係であったときと同様に、降圧チョッパとして動作させることできる。この降圧チョッパは、直流出力電圧Voに基づきスイッチング素子制御信号生成器１８がスイッチングパルスをスイッチング素子１３に出力し、直流出力電圧Voが一定になるように制御を行う。このとき、スイッチング素子１２はオフしておく。

上記のように、直流−直流電力変換回路を動作させると、スイッチング素子１２に印加される電圧の大きさは、スイッチング素子１３に印加される電圧の大きさの約１／２となるため、Vo＜Edc/2動作時は、スイッチング素子１３で常に動作した場合、つまりVo≧Edc/2の動作時よりもスイッチング損失をほぼ半減させることができる。
なお、スイッチング素子１２にはVo＞Edc/2であるとき逆電圧が印加されるため、図５のように逆耐圧をもつ逆阻止ＩＧＢＴかソース同士を接続した２つのパワーＭＯＳＦＥＴを用いる。２つのパワーＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子１２として用いる場合は、パワーＭＯＳＦＥＴ１２bをオン・オフさせている間は、パワーＭＯＳＦＥＴ１２cを常時オンにしておけば同期整流効果が得られるため、単にダイオードを接続した場合に比べて導通損失を低減することが可能となる。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、一般的にダイオードよりも小さく、電流通流による電圧降下が小さくなることから、整流効率が高まる。

１…直流電源、２、３、４、５…スイッチング素子、６…トランス、７…平滑リアクトル、８、９…ダイオード、１０、１１、１６…平滑コンデンサ、１２…第２のスイッチング素子、１３…第１のスイッチング素子、１４…還流ダイオード、１５…降圧リアクトル、１７…位相シフト制御信号生成器、１８…スイッチング素子制御信号生成器、１９…電圧調整器、２０…位相シフト量調整器

Claims

直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータの出力端に１次側が接続されたトランスと、
前記トランス２次側に接続され、２つのダイオード直列回路と２つのコンデンサ直列回路を並列接続してなる倍電圧整流回路と、を備えた直流−直流電力変換装置において、
第１のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の正極側に接続し、
第２のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の中点に接続し、
出力電圧の大きさによって、前記第１および第２のスイッチング素子を選択的に駆動させるようにしたことを特徴とする直流−直流電力変換装置。
直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータの出力端に１次側が接続されたトランスと、
前記トランス２次側に接続され、２つのダイオード直列回路と２つのコンデンサ直列回路を並列接続してなる倍電圧整流回路と、を備えた直流−直流電力変換装置において、
第１のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の正極側に接続し、
第２のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の中点に接続し、
出力電圧が前記コンデンサ直列回路の中点の電圧より小さい場合は、前記第１のスイッチング素子を常時オフし、前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動させることを特徴とする直流−直流電力変換装置。
直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータの出力端に１次側が接続されたトランスと、
前記トランス２次側に接続され、２つのダイオード直列回路と２つのコンデンサ直列回路を並列接続してなる倍電圧整流回路と、を備えた直流−直流電力変換装置において、
第１のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の正極側に接続し、
第２のスイッチング素子を前記コンデンサ直列回路の中点に接続し、
出力電圧が前記コンデンサ直列回路の中点の電圧より大きい場合は、前記第２のスイッチング素子を常時オフし、前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動させることを特徴とする直流−直流電力変換装置。
請求項１乃至３に記載の直流−直流電力変換装置において、前記コンデンサ直列回路の中点に接続された第２のスイッチング素子は、逆阻止ＩＧＢＴであることを特徴とする直流−直流電力変換装置。
請求項１乃至３に記載の直流−直流電力変換装置において、前記コンデンサ直列回路の中点に接続された第２のスイッチング素子は、ソース同士を接続した２つのパワーＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とする直流−直流電力変換装置。