JP2012143058A - 高電圧インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コアの磁気抵抗部（ギャップ）からの漏れ磁束による不要輻射ノイズを効果的に低減させ、出力電圧も高められるようにする。
【解決手段】入力電圧Ｖinをスイッチング素子Ｑswによってスイッチングしてトランス１０の励磁巻線ＮＰに励磁電流を流し、出力巻線ＮＳから高電圧Ｖoutを出力する。そのトランス１０が、励磁巻線ＮＰと出力巻線ＮＳを巻装するコアの磁路に磁気抵抗となるギャップを有する共振トランスであり、コアにおける磁束の向きと鎖交するように閉じられた帯状の導電材からなる磁気消去リング１３を、その幅方向の中央がギャップの間隔の中央と磁束方向の位置が一致するように、コアと巻線部の外側に巻き付けて設け、その磁気消去リング１３を、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の並列回路を通してフレームグラウンドＧＮＤに接続した。
【選択図】 図１

Description

この発明は、高電圧電源装置や放電用電源装置等に用いられるスイッチングレギュレータ、インバータ等の高電圧インバータ装置に関する。

電子写真方式の複写機やプリンタにおける帯電器、大型液晶表示パネルのバックライト用放電管、プラズマ発生装置など、種々の装置に高電圧を供給するためにスイッチングレギュレータ等の高電圧インバータ装置が用いられている。
その高電圧インバータ装置におけるフライバック方式の昇圧用トランスには、そのコアの磁路にギャップによる磁気抵抗を設けて磁束飽和を抑制し、ギャップにエネルギーを蓄積することができ、飽和することなく多くの電流を流せるようにし、電流が不連続にならないようにしている。

しかし、トランスのコアに磁気抵抗を設けると、その磁気抵抗部分から漏れ磁束が負荷に応じて発生し、不要輻射ノイズが発生すると共に出力が低下する要因ともなる。
そこで、特許文献１にも見られるように、トランスの磁気抵抗を形成するギャップに対応する位置の外周に、導電材によるショートリングを巻き付け、それによって磁気抵抗から出る漏れ磁束を電界成分に替え、フレミングの左手の法則により電流に替えて対応することが行なわれていた。

特開２００５−６４３１８号公報

しかしながら、出力電圧が１０ＫＶを超える高電圧高電流のインバータ装置では、漏れ磁束による影響（不要輻射ノイズの発生や出力の低下等）は過大であり、単にショートリングを設けただけでは不要輻射を押さえきれない。ショートリングの幅を広くすればよいと思われるが、そうすると、ショートリングとコア等との間の分布容量が増加するため出力高電圧のピークがリークして出力が低下してしまう。

ショートリングを筐体等のフレームグランド（ＧＮＤ）に落として安定な電位にするのが有効であるが、そうするとショートリングが１点アースのループアンテナとなり、そのループ長及び面積によって、フレームグランドである筐体等に急峻な電流が流れ、その経路から強い放射がなされてしまう。

この発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、高電圧インバータ装置における磁気抵抗部（ギャップ）からの漏れ磁束による不要輻射ノイズを効果的に低減させ、出力電圧も高められるようにすることを目的とする。

この発明は上記の目的を達成するため、入力電圧をスイッチングしてトランスの励磁巻線に励磁電流を流し、出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、上記トランスが、上記励磁巻線と出力巻線を巻装するコアの磁路に磁気抵抗となるギャップを有する共振トランスであり、コアにおける磁束の向きと鎖交するように閉じられた帯状の導電材からなる磁気消去リングを、その幅方向の中央が上記ギャップの間隔の中央と磁束方向の位置が一致するように、上記コアと巻線部の外側に巻き付けて設け、その磁気消去リングを、抵抗とコンデンサの並列回路を通してフレームグラウンドに接続したことを特徴とする。

上記磁気消去リングを、上記抵抗とコンデンサの並列回路およびその並列回路に直列に介挿された抵抗を通してフレームグラウンドに接続してもよい。
上記ギャップの間隔である磁気抵抗の距離をＬｒとしたとき、上記磁気消去リングの幅方向の中央から端縁までの距離Ｗ／２（Ｗは磁気消去リングの幅）が、
Ｌｒ×８≦Ｗ／２≦Ｌｒ×１６
の範囲であることが望ましい。

上記トランスがコアの磁路に磁気抵抗となるギャップを複数有する場合は、その複数の各ギャップの間隔の和が上記磁気抵抗の距離Ｌｒとなる。
上記磁気消去リングの幅方向の中央から端縁までの距離Ｗ／２が、上記磁気抵抗の距離Ｌｒの１２倍（Ｗ／２＝Ｌｒ×１２）であると、出力電圧を最も高めることができる。

この発明の高電圧インバータ装置によれば、上記の構成によって、コアの磁気抵抗部（ギャップ）からの漏れ磁束による不要輻射ノイズを効果的に低減させることができ、また、漏れ磁束分の電界を再度励磁電流に重畳させることによって、出力電圧も高めることができる。
さらに、磁気消去リングの幅方向の中央から端縁までの距離Ｗ／２が、上記磁気抵抗の距離Ｌｒに対して上記の範囲になるようにすれば、その効果を一層高めることができる。

この発明による高電圧インバータ装置の一実施例を示す回路図である。 図１におけるトランス１０の構成を示す正面図である。 図２に示したトランス１０における巻線部１２の右半部の縦断面図である。 従来例とこの発明の実施例のノイズレベルとその周波数特性を比較して示す線図である。 ギャップ中央と対応する磁気消去リングの幅方向の中央から端縁までの距離が磁気抵抗の距離の何倍かをパラメータとして、磁気抵抗の距離と出力電圧との関係を示す線図である。 この発明による高電圧インバータ装置に使用するトランスの異なる例を示す図２と同様な正面図である。

以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
図１は、この発明による高電圧インバータ装置の実施例を示す回路図である。
この高電圧インバータ装置は、入力端子１ａ，１ｂから供給される直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧Ｖinを、スイッチング素子Ｑswによってスイッチングしてトランス１０の一次側の励磁巻線ＮＰに励磁電流を流し、そのトランス１０の二次側の出力巻線ＮＳから高電圧を出力し、出力端子２ａ，２ｂから交流高電圧の出力電圧Ｖout を負荷に対して出力する。すなわち、図１においてＩＮが入力、ＯＵＴが出力である。入力電圧Ｖinは安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧にするとよい。

トランス１０の励磁巻線ＮＰの一端が正極側の入力端子１ａに接続され、他端がＦＥＴによるスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間を通して負極側の入力端子１ｂに接続されている。出力巻線ＮＳの一端は出力端子２ａに接続され、他端は出力端子２ｂに接続されている。なお、負極側の入力端子１ｂと出力端子２ｂは共通接続され、導電体からなる筐体やシャーシ又はフレーム等によるフレームグラウンドＧＮＤに接続（接地）されている。

２０は発振回路を含む制御回路でありＩＣ（集積回路）として作られている。この制御回路２０は入力端子１ａ，１ｂから供給される入力電圧Ｖinによって動作し、抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑswのゲートにスイッチングパルスを印加して、そのスイッチング素子Ｑswをオン・オフさせる。それによって、トランス１０の励磁巻線ＮＰに断続的に電流を流し、出力巻線ＮＳに交流高電圧を発生させる。

また、入力電源の正極側のａ点とスイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点との間に、ａ点に一端を接続したコンデンサＣ１とアノードをｂ点に接続したダイオードＤとを直列に接続してスナバ回路を構成している。このスナバ回路は、トランス１０のリセット用及びスイッチング素子Ｑswの電圧抑圧用に設けられている。
そのスナバ回路としては、このダイオードＤとコンデンサＣ１の直列回路以外にも、図示していないが、ａ点とｂ点の間にコンデンサとに並列に抵抗を接続したいわゆるＲＣスナバ回路もある。

トランス１０の出力はスイッチング周波数の半波交流（脈流）であるが、直流部分が少しあったときにそれをカットしたい等の理由で交流のみ出力させたい場合が生じる。その場合は、出力の正極側ラインに図１に破線で示すようにコンデンサＣｓを配置するとよい。コンデンサＣｓは交流成分のみ導通する。

ところで、トランス１０は共振トランスであって、詳細は後述するが、外周に導電材料からなる磁気消去リング（ショートリングとも称す）１３を設けている。その磁気消去リング１３上の任意の位置がコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の並列回路（ＣＲ回路）を介してグラウンドＧＮＤに接続されている。あるいは、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の並列回路と抵抗Ｒｙとの直列回路を介してフレームグラウンドＧＮＤに接続してもよい。

磁気消去リング１３とその一端をフレームグラウンドＧＮＤに落とす上記ＣＲ回路又はＣＲＲｙ回路とによって、磁気消去回路３０を構成している。
このトランス１０は図２の正面図に示すように、コア１１と巻線部１２とショートリング１３とを備えている。コア１１はフェライト等の磁性材からなり、この実施例では両側部１１ｂとその間の空間を仕切る中足（中央磁脚）１１ａを有するＥ字状のコアを２個向かい合わせに重ねたような形状をなす、例えばＦＥＥＲ４２Ｌ型のコアである。

このコア１１は、矢印線Ｈ１，Ｈ２で示すように中足１１ａと一方の側部１１ｂを通る磁路及び中足１１ａと他方の側部１１ｂを通る磁路との２磁路を形成しており、その中足１１ａの長さ方向の中央部に２磁路分の磁気抵抗となるギャップＧｒを、磁路に直交する方向に設けて磁束飽和を抑制している。組み付けの便宜上、両側部１１ｂも上下に分割されているが、互いに密着してギャップを形成せず、磁気抵抗とならないようにしている。ギャップＧｒは空隙に限らず絶縁材等の非磁性材を介在させてもよい。

コアの磁路に磁気抵抗を設けることによって、前述したように磁路から磁束が離れる漏れ磁束が生じるが、磁束飽和が抑制され、すぐに飽和しなくなり磁界の強さ（ΔＨ）の幅がとれるので制御しやすくなる。磁界の強さに応じて磁束密度が変化し、それがインダクタンスの大きさに比例する。

そして、このコア１１の中足１１ａを巻き芯として、両側部１１ｂ，１１ｂとの間の空間を埋めるように巻線部１２を設けている。
この例では図示していないが、巻線するために予め中足１１ａを覆うように樹脂製のボビンを装着し、その上に巻線部１２を巻装するのが一般的であるが、これにこだわる必要はない。

そして、巻線部１２は図３の右半部断面図に示すように、コア１１の中足１１ａに出力巻線ＮＳを略同じ巻き幅の複数層の巻線ＮＳ１〜ＮＳ４に分割（この例では４分割）して積層して巻装し、その外側に誘電体でなる主絶縁層Ｅｐｓを介して励磁巻線ＮＰを出力巻線ＮＳと略同じ巻き幅で巻装している。その出力巻線ＮＳの分割された各層の最下層の巻線ＮＳ１と中足１１ａとの間および隣接する各層間にも、それぞれ誘電体でなる絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４を設けている。励磁巻線ＮＰは１層で所定巻き数だけ巻装し、その上を絶縁被覆層１２ａで被覆している。巻線ＮＳ１〜ＮＳ４は直列に繋がって励磁巻線ＮＰに対して所定巻数比の出力巻線ＮＳを形成している。

上記各絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４及び主絶縁層Ｅｐｓはいずれも、フッ素樹脂フィルムからなるテープを複数枚重ねて巻いて形成する。そして、主絶縁層Ｅｐｓの厚さを絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４の厚さの２倍から４倍になるようにするとよい。
この実施例では図３に示すように、絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４は、それぞれフッ素樹脂フィルムからなるテープを３枚重ねて巻いて形成し、主絶縁層Ｅｐｓは、同じテープを９枚重ねて巻いて形成して、主絶縁層Ｅｐｓの厚さが絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４の各厚さの３倍になるようにしている。絶縁層Ｅｓ１はボビンが兼ねるようにしてもよい。
しかし、この発明に使用するトランスの巻線部はこのような構成に限るものではない。

このトランス１０の励磁巻線ＮＰに励磁電流が流れると、図２のコア１１内に矢印線Ｈ１，Ｈ２で示す方向に磁束が発生するが、その磁束の向きと鎖交するように閉じられた帯状の磁気消去リング１３を、その幅方向の中央が磁気抵抗となるギャップＧｒの間隔の中央と磁束方向の位置が一致するように、コア１１と巻線部１２の外側に図２に示すように巻き付けて設けている。この磁気消去リング１３は磁場消去用のリングであり、銅やアルミニウムなどの導電材料からなるテープや薄板で形成される。

この磁気消去リング１３の一端を図１によって前述したように、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の並列回路（ＣＲ回路）を介して、あるいはさらにライン上の抵抗Ｒｙも介してフレームグラウンドＧＮＤに接続されている。フレームグラウンドＧＮＤは、安全性の観点からアース（接地）するのが好ましい。

図２によって説明したようなコア１１に磁気抵抗（ギャップＧｒ）を持つトランス１０において、磁気抵抗面（ギャップＧｒの対向面）で磁路から離れて外側へ出る磁束（漏れ磁束）が生じる。出力巻線ＮＳに交番電圧が繰り返し発生されることによって磁束が上限に大きく変化する。当然のことながら出力される電圧の電位が高ければ高い程、その磁束変化が必然と大きくなるため漏れ磁束も定量的に多くなる。

この漏れ磁束を抑制するために磁気消去リング１３を設けているが、漏れ磁束を発生しているコア１１とショートリング１３との間で分布容量Ｃｏが発生し（図１に破線で示す）、そこに電圧が誘電される。その誘電された電圧が新たなノイズを放射するため、その電圧が逃げる電流経路上にダンピング用の抵抗Ｒ２を設けて電流変化の鋭さを無くし、コンデンサＣ２でさらに丸める。磁気消去リング１３に流れる電流Ｉ（図２参照）はその磁気消去リング１３の表面上で流れる（リング両端が特に強く流れる）。コア１１との分布容量の悪さ、すなわち分布容量が発生する箇所で回路電流が流れてしまい、ＣＲ回路又はＣＲ回路と抵抗Ｒｙとの直列回路で抑制できなくなってしまう。
実験の結果、抵抗Ｒ２、Ｒｙの抵抗値は２．２〜１０ｋΩの範囲、コンデンサＣ２の容量値は２２ｐＦ〜１０μＦの範囲が有効であった。

従来のように磁気消去リング（ショートリング）を直接筐体等のフレームグラウンドに接続（直接ＧＮＤ接地）すると、急峻な電流が筐体等に流れ、戻り電流の一部が分布容量Ｃｏからも磁気消去リングへ戻ることになる。そのため、図４に曲線Ａで示すようにノイズレベルが高く、しかもその周波数分布が大きく変動する（実際には曲線Ａで示すよりも激しく変動する）。それに対して、磁気消去リング１３を抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の並列回路（ＣＲ回路）を通してフレームグラウンドに接続したこの発明の上述した実施例によれば、図４に曲線Ｂで示すように、ノイズレベルが大幅に低下するとともに、その周波数分布も安定している。

図２に示すように、磁気消去リング１３を流れる電流Ｉの向きが、巻線部１２における励磁巻線ＮＰの巻線方向と同じ向きになり、漏れ磁束分の電界が再度励磁電流に重畳、加算されることが分かった。そのリング効果により出力電圧の約２０％昇圧が可能になった。例えば、出力電圧８ＫＶであったものが１０ＫＶに上昇可能になる。

しかし、出力電圧を効率よく上昇させるためには、図２に示すように、磁気消去リング１３の幅方向の中央とコア１１の閉磁路における磁気抵抗となるギャップＧｒの間隔の中央との磁束方向の位置が一致するように、磁気消去リング１３を設けることが必要である。そして、ギャップ中央と対応する磁気消去リング１３の幅方向の中央から端縁までの距離をＷ／２（Ｗは磁気消去リング１３の幅）とし、磁路内の磁気抵抗の距離（図２の例では磁気抵抗はギャップＧｒだけなので、そのギャップＧｒの間隔、ギャップが複数ある場合はその各ギャップの間隔の和になる）をＬｒとして、磁気消去リング１３の距離Ｗ／２の磁気抵抗の距離Ｌｒに対する倍率を次のように変えて、磁気抵抗の距離Ｌｒに対する出力電圧Ｖoutの変化を実験により求めた。

ａ）Ｗ／２＝Ｌｒ×１２
ｂ）Ｗ／２＝Ｌｒ×１４ 又は Ｗ／２＝Ｌｒ×１０
ｃ）Ｗ／２＝Ｌｒ×１６ 又は Ｗ／２＝Ｌｒ×８
ｄ）Ｗ／２＝Ｌｒ×１７ 又は Ｗ／２＝Ｌｒ×７

図５は、上記ａ）〜ｄ）をパラメータとして、磁気抵抗の距離Ｌｒと出力電圧Ｖoutとの関係を示す線図である。直線ａ，ｂ，ｃ，ｄは上記ａ），ｂ），ｃ），ｄ）の場合の各出力電圧を相対的に示している。
この実験例から、出力電圧を効率よく上昇させるためには、図５における直線ｃ以上になる条件、すなわち下記の条件を満たすことが望ましい。
Ｌｒ×８≦Ｗ／２≦Ｌｒ×１６ したがって、Ｌｒ×１６≦Ｗ≦Ｌｒ×３２

この実験では、図１に示した高電圧インバータ装置において、トランス１０として、ＦＥＲ４２Ｌのコア１１を使用し、励磁巻線ＮＰとして０．９ｍｍ径の銅線を２０Ｔ（Ｔ：ターン）巻き、出力巻線ＮＳとして０．３ｍｍ径の銅線を２００Ｔ（５０Ｔずつ４層）巻いたもので、ギャップＧｒによる磁気抵抗の距離Ｌｒが１．０ｍｍで磁気消去リング１３を装着しないトランスを使用した場合に、入力電圧Ｖinが５６ＶＤＣで出力電圧Ｖoutが８ＫＶになるスイッチング周波数及びＯＮデユーティでトランス１０を励磁する。

そして、磁気抵抗の距離Ｌｒが０．５ｍｍ，１．０ｍｍ，１．５ｍｍの３種類のトランスを交換して使用し、磁気消去リング１３として、幅方向の中央から端縁までの距離Ｗ／２が磁気抵抗の距離Ｌｒの７，８，１０，１２，１４，１６，１７倍のものをそれぞれ交換して巻き付け、それぞれの組合せの場合の出力電圧Ｖoutを測定した。
図５の直線ａはＷ／２＝Ｌｒ×１２の場合のＬｒに応じたプロット点による直線である。

図５の直線ｂ付近の黒点で示す各プロット点はＷ／２＝Ｌｒ×１４の場合、×で示す各プロット点はＷ／２＝Ｌｒ×１０場合の各出力電圧であるが、Ｌｒがいずれの値の場合も両プロット点は殆ど同じ電圧値になる。そのため、１本の直線ｂで示している。
直線ｃ付近の黒点で示す各プロット点はＷ／２＝Ｌｒ×１６の場合、×で示す各プロット点はＷ／２＝Ｌｒ×８の場合の各出力電圧であるが、Ｌｒがいずれの値の場合も両プロット点は殆ど同じ電圧値になる。そのため、１本の直線ｃで示している。

直線ｄ付近の黒点で示す各プロット点はＷ／２＝Ｌｒ×１７の場合、×で示す各プロット点はＷ／２＝Ｌｒ×７の場合の各出力電圧であるが、Ｌｒがいずれの値の場合も両プロット点は殆ど同じ電圧値になる。そのため、１本の直線ｄで示している。
なお、Ｗ／２＞Ｌｒ×１７ 又は Ｗ／２＜Ｌｒ×７になると、出力電圧が図５の直線ｄよりさらに低下する。

出力電圧が最も高くなるのは、図５における直線ａになる上記ａ）の条件であり、Ｗ／２＝Ｌｒ×１２である。この場合の磁気消去リングの幅Ｗは、Ｗ＝Ｌｒ×２４である。
磁気抵抗の距離Ｌｒは０．１ｍｍ〜２．０ｍｍ程度であり、Ｌｒ＝０．５ｍｍの場合、磁気消去リングの幅Ｗは、８ｍｍ〜１６ｍｍの範囲が望ましく、１２ｍｍが最もよい。
Ｌｒ＝１．０ｍｍの場合、磁気消去リングの幅Ｗは、１６ｍｍ〜３２ｍｍの範囲が望ましく、２４ｍｍが最もよい。

磁気消去リングの幅が上記の範囲を越えて大きくなると、リング上に流れる電流が均一電界から遠くなる。また、分布容量が増えることによって磁気消去リングの効果は上がるが、励磁巻線に重畳する電界の変化量が少なくなって出力電圧が上がらなくなる。
一方、磁気消去リングの幅が狭くなりすぎると磁気消去リングの効果なくなり、ＥＭＩのレベルが上がっていく。

次に、この発明による高電圧インバータ装置に使用するトランスの異なる例を図６によって簡単に説明する。図６はそのトランスの図２と同様な正面図であり、図２と対応する部分には同一の符号を付して、その説明を省略する。
このトランス１０′は、コア１１の中足１１ａのギャップＧr1の間隔を図２のトランス１０の中足１１ａのギャップＧりりも小さくして、その分の間隔を有するギャップＧr2を両側部１１ｂの長手方向の中央部に、ギャップＧr1と高さ位置を一致させて磁路と直交する方向に設けている。

この場合、前述した磁路内の磁気抵抗の距離Ｌｒは、１つの閉磁路内の２つのギャップＧr1の間隔Ｌr1とＧr2の間隔Ｌr2の和になる。すなわち、Ｌｒ＝Ｌr1＋Ｌr2となる。
ギャップ中央と対応する磁気消去リング１３の幅方向の中央から端縁までの距離をＷ／２（Ｗは磁気消去リング１３の幅）とし、磁路内の磁気抵抗の距離Ｌｒとの望ましい条件等は、前述の実施例の場合と同じである。

以上、この発明による高電圧インバータ装置の好ましい実施例について説明してきたが、この発明はこれらに限るものではなく、種々の変形が可能である。
例えば、この発明による高電圧インバータ装置のトランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、その複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時並列に励磁させるようにし、その複数のトランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期するようにして、一層高電圧又は大電流の出力が得られるようにすることもできる。

その場合も、その同一の特性を持つ個別の複数のトランスのそれぞれに、前述した磁気消去リングを設け、それを各々ＣＲ回路またはＣＲ回路と抵抗との直列回路（ＣＲ・Ｒｙ回路）を通してフレームグラウンドに接続すればよい。

この発明は、スイッチングレギュレータ、インバータ、高電圧電源、放電用電源等の各種の高電圧発生装置に利用することができる。

１ａ，１ｂ：入力端子 ２ａ，２ｂ：出力端子
１０，１０′：トランス（共振トランス） １１：コア
１１ａ：中足（中央磁脚） １１ｂ：側部 １２：巻線部
１２ａ：絶縁被覆層 １３：磁気消去リング（ショートリング）
２０：制御回路 ３０：磁気消去回路
Ｇｒ，Ｇr1，Ｇr2：磁気抵抗となるギャップ
Ｑsw：スイッチング素子 Ｄ：ダイオード
Ｃ１，Ｃ２，Ｃｓ：コンデンサ Ｒ１，Ｒ２：抵抗
ＮＰ：トランスの励磁巻線 ＮＳ：トランスの出力巻線
ＮＳ１〜ＮＳ４：出力巻線を構成する分割された各層の巻線
Ｅｐｓ：主絶縁層 Ｅｓ１，Ｅｓ２，Ｅｓ３，Ｅｓ４：絶縁層

Claims (5)

1. 入力電圧をスイッチングしてトランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
   前記トランスが、前記励磁巻線と出力巻線を巻装するコアの磁路に磁気抵抗となるギャップを有する共振トランスであり、
   前記コアにおける磁束の向きと鎖交するように閉じられた帯状の導電材からなる磁気消去リングを、その幅方向の中央が前記ギャップの間隔の中央と磁束方向の位置が一致するように、前記コアと巻線部の外側に巻き付けて設け、
   該磁気消去リングを、抵抗とコンデンサの並列回路を通してフレームグラウンドに接続したことを特徴とする高電圧インバータ装置。
2. 請求項１に記載の高電圧インバータ装置において、前記磁気消去リングを、前記抵抗とコンデンサの並列回路および該並列回路に直列に介挿された抵抗を通して前記フレームグラウンドに接続したことを特徴とする高電圧インバータ装置。
3. 請求項１又は２に記載の高電圧インバータ装置において、
   前記ギャップの間隔である磁気抵抗の距離をＬｒとしたとき、前記磁気消去リングの幅方向の中央から端縁までの距離Ｗ／２（Ｗは前記磁気消去リングの幅）が、
   Ｌｒ×８≦Ｗ／２≦Ｌｒ×１６
   の範囲であることを特徴とする高電圧インバータ装置。
4. 請求項１又は２に記載の高電圧インバータ装置において、
   前記トランスが前記コアの磁路に前記磁気抵抗となるギャップを複数有し、該複数の各ギャップの間隔の和である磁気抵抗の距離をＬｒとしたとき、前記磁気消去リングの幅方向の中央から端縁までの距離Ｗ／２（Ｗは前記磁気消去リングの幅）が、
   Ｌｒ×８≦Ｗ／２≦Ｌｒ×１６
   の範囲であることを特徴とする高電圧インバータ装置。
5. 請求項３又は４に記載の高電圧インバータ装置において、
   前記磁気消去リングの幅方向の中央から端縁までの距離Ｗ／２が、前記磁気抵抗の距離Ｌｒの１２倍（Ｗ／２＝Ｌｒ×１２）であることを特徴とする高電圧インバータ装置。

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