JP2012078782A

JP2012078782A - 高電圧電源装置、画像形成装置、及びカラー画像形成装置

Info

Publication number: JP2012078782A
Application number: JP2011135134A
Authority: JP
Inventors: Jun Tanabe; 潤田辺
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2010-09-09
Filing date: 2011-06-17
Publication date: 2012-04-19
Also published as: US20120062188A1; US8941258B2

Abstract

【課題】制御速度を速くして負荷変動に追従させることができる高電圧電源装置を提供する。
【解決手段】設定値１２により決定される振幅及び周波数を有する第１の正弦波形状の信号を生成する正弦波生成部７と、第１の正弦波形状の信号と最終出力信号から生成する出力帰還信号１３との差分を積分する差分積分器８と、三角波１５を生成する三角波生成部９と、差分積分器８の出力と三角波生成部９により生成された三角波１５を比較する比較器１０と、比較器１０から出力されたＰＷＭ信号１６を増幅するスイッチング駆動部１１と、スイッチング駆動部１１により増幅されたＰＷＭ信号を第２の正弦波形状の信号に変換するＬＰＦ１７と、ＬＰＦ１７により変換された第２の正弦波形状の信号を昇圧する高圧トランス１８と、高圧トランス１８により昇圧された高圧ＡＣ電源出力１９を分圧して出力帰還信号１３を生成する分圧器２０と、を備えて構成されている。
【選択図】図２

Description

本発明は、高電圧電源装置、画像形成装置、及びカラー画像形成装置に関し、さらに詳しくは、画像形成装置内における高電圧電源装置の制御速度を向上させる技術に関するものである。

従来から、帯電プロセスの一手法であるＡＣ帯電を行う場合、高圧ＡＣ電源が必要となる。この高圧ＡＣ電源では、トランス駆動回路を制御するために、トランス出力波形を整流回路、ローパスフィルタ等を介してＤＣ電圧を生成し、このＤＣ電圧をフィードバックしている。しかし、今までの画像形成装置のＡＣ帯電装置におけるトランス駆動回路では、制御に利用するフィードバックＤＣ電圧を得るために、回路に半波整流回路、ローパスフィルタなどを用いており、トランスを駆動するＡＣ周波数が低いため（１ｋＨｚ前後）、ＤＣ電圧を得るための半波整流回路、ローパスフィルタ等の時定数を遅くせざるを得ず、その結果、制御のスピードが数十Ｈｚ程度と遅くなり、それより速いスピードの負荷の変動には追従できないと言う問題があった。

図２１は、従来のＡＣトランス駆動制御の実施例の一つで高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。図１３において高圧ＡＣ電源装置１００は、ＰＷＭフィルタ５０、差分積分器５１、正弦波生成部５２、三角波生成部５３、比較器５４、スイッチング駆動部５５が１つのＩＣ６８を構成している。ＩＣ６８のＰＷＭフィルタ５０には、出力振幅設定用信号ＡＣ＿ＰＷＭ５６が入力され設定電圧５７を生成する。設定電圧５７と出力振幅帰還信号６７の差分が差分積分器５１によって蓄積される。
正弦波生成部５２に積分値５８と周波数設定クロックＡＣ＿ＣＬＫ５９が入力されて、積分値５８に従って振幅を制御され、周波数設定クロック５９に従って周波数を制御された第１の正弦波形状の信号であるＡＣ信号（正弦波）６０が生成される。正弦波生成部５２で生成された第１の正弦波形状の信号と、三角波生成部５３により生成された三角波６９が比較器５４に入力されて、比較器５４によってＰＷＭ信号６１が生成される。比較器５４は一般的な差動コンパレータ等で構成する。スイッチング駆動部５５ではＰＷＭ信号６１の振幅を増幅し、ＩＣ６８外部に出力する。増幅されたＰＷＭ信号６２は、ＬＰＦ６３によって第１の正弦波形状の信号と比べて電圧が増幅された第２の正弦波形状の信号に変換され、高圧トランス６４を駆動する。高圧トランス６４では第２の正弦波形状の信号の振幅が更に増幅され周波数設定クロックＡＣ＿ＣＬＫ５９に従った周波数を持つＡＣ電圧出力６５が出力される。

図２０は従来のフィードバック系を表す図である。従来技術のフィードバック系は、出力を直接モニタしていない。入出力とは異なるモニタ用の巻線を利用して出力をモニタする。半波整流回路６９により正弦波をＤＣレベルに落としているので制御速度としては数十Ｈｚになる。
従来技術として特許文献１には、小型化及び消費電力の低減が可能なＡＣ高圧電源装置を提供する目的で、トランスの入力信号または出力信号をモニタ用信号とし、モニタ用信号に基づいて、トランスの出力信号のピークレベルが所望のピークレベルとなるように比較回路に入力されてフィードバック制御するＡＣ高圧電源装置について開示されている。

しかし、図１３に示す従来の高圧ＡＣ電源装置では、高圧トランス６４の出力または入力信号を整流回路６６で整流して、出力振幅帰還信号６７として差分積分器５１にフィードバックしている。画像形成装置の帯電プロセスに用いるＡＣ電圧出力の周波数は１ｋＨｚ前後であり、そのＡＣ電圧出力を整流して出力振幅帰還信号６７としてＤＣ電圧にするためには、整流回路６６の遮断周波数は数十Ｈｚと低くなり、制御系全体の速度も整流回路６６の遮断周波数に依存して低くなり、負荷変動に追従できないと言う問題があった。
また、特許文献１に開示されている従来技術は、本発明とは確かにトランスの入力信号または出力信号をモニタ用信号とする点では類似しているが、制御が負荷変動に追従できないという問題は解消できていない。
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、正弦波形状の信号を基準波形として制御に用い、正弦波形状の信号をフィードバックすることで、ＤＣ電圧を得るための時定数が遅い半波整流回路やローパスフィルタを不要とすることにより、制御速度を速くして負荷変動に追従させることができる高電圧電源装置を提供することを目的とする。

本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、設定値により決定される振幅及び周波数を有する第１の正弦波形状の信号を生成する正弦波生成部と、前記第１の正弦波形状の信号と最終出力信号を帰還して生成する出力帰還信号との差分を積分する差分積分器と、三角波を生成する三角波生成部と、前記差分積分器の出力と前記三角波生成部により生成された三角波を比較する比較器と、該比較器から出力されたＰＷＭ信号を増幅するスイッチング駆動部と、該スイッチング駆動部により増幅されたＰＷＭ信号を第２の正弦波形状の信号に変換するフィルタ回路と、該フィルタ回路により変換された前記第２の正弦波形状の信号を昇圧する高圧トランスと、該高圧トランスにより昇圧された高圧ＡＣ電源出力を分圧して前記出力帰還信号を生成する分圧器と、を備えたＡＣ電圧生成部と、帯電装置の帯電電位となるＤＣ電圧を生成するＤＣ電圧生成部と、を備え、前記ＡＣ電圧生成部で生成した前記高圧ＡＣ電源出力と前記ＤＣ電圧生成部で生成したＤＣ電圧を重畳させて出力することを特徴とする。

請求項２は、設定値により決定される振幅及び周波数を有する第１の正弦波形状の信号を生成する正弦波生成部と差分積分器をデジタル回路で構成し、分圧器の出力である出力帰還信号をＡ／Ｄ変換器によってデジタルデータに変換してデジタル回路の差分積分器にフィードバックすることを特徴とする。
請求項３は、ΣΔＤ／Ａ変換器でＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。
請求項４は、前記スイッチング駆動部を外付け部品にすることを特徴とする。
請求項５は、前記正弦波生成部は、前記第１の正弦波形状の信号に対応する複数ビットのパターン列を複数格納するテーブルと、該テーブルから順次読取られた前記パターン列をアナログ変換するＤＡ変換器と、を備えていることを特徴とする。
請求項６は、前記設定値により決定される振幅及び周波数は、シリアル通信により伝達されることを特徴とする。

請求項７は、前記正弦波生成部は、前記第１の正弦波形状の信号の１／４周期のパターン列を格納するテーブルと、該テーブルから読取られた前記パターン列に基づいて次の周期に係るビット列を演算する演算器と、該演算器の演算結果をアナログ変換するＤＡ変換器と、を備えていることを特徴とする。
請求項８は、前記正弦波生成部と前記差分積分器との間にＬＰＦを接続することを特徴とする。
請求項９は、請求項１乃至８の何れか一項に記載の高電圧電源装置を帯電装置に用いたことを特徴とする。
請求項１０は、請求項１乃至８の何れか一項に記載の高電圧電源装置を帯電装置に用いたことを特徴とする。

本発明によれば、基準波形として正弦波形状の信号を用いるので、制御速度が上がり、
制御を負荷変動に追従させることができる。

本発明の高電圧電源装置を画像形成装置の帯電装置に用いた一例を示す図である。（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図、（ｂ）は各端子の波形のイメージ図である。具体的なデジタル回路とＤＡ変換器で正弦波生成する構成例について説明する図である。具体的な正弦波形状の信号に対応するテーブルについて説明する図である。具体的なＤＡ変換器の出力について説明する図である。具体的な振幅設定を演算器によって行なう手法について説明する図である。テーブルとそのテーブルを元に演算を行なった結果のＤＡ変換器のコードを示す図である。具体的なテーブルを元に振幅を変える演算について説明する図である。具体的なテーブルから振幅を変えた演算結果について説明する図である。具体的な正弦波形状の信号に対応するテーブルを元にＤＡから出力した波形について説明する図である。具体的な振幅設定値に基づき振幅を変える演算回路について説明する図である。本発明の第２の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。本発明の第３の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。本発明の第４の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。本発明の第５の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。第５の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＤ／Ａ変換器から出力される正弦波を表す図である。Ｄ／Ａ変換器にＬＰＦを接続した場合のＬＰＦの出力波形を表す図である。ＤＣ電圧生成部の具体例を示す回路図である。本発明のフィードバック系を表す図である。従来のフィードバック系を表す図である。従来のＡＣトランス駆動制御の実施例の一つで高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。

以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。

図１は本発明の高電圧電源装置を画像形成装置の帯電装置に用いた一例を示す図である。画像形成装置用帯電装置１は、ＤＣ電圧を生成するＤＣ電圧生成部２とＡＣ電圧を生成するＡＣ電圧生成部３から構成される。ＤＣ電圧生成部２では感光体ドラム４に帯電したいＤＣ電圧を生成し、ＡＣ電圧生成部３では印刷条件（印刷速度など）に応じた周波数の正弦波を生成し、ＤＣ電圧生成部２で生成したＤＣ電圧にＡＣ電圧生成部３で生成したＡＣ電圧を重畳した出力５を帯電ローラ６に与えることで感光体ドラム４を均一に帯電する。感光体ドラム４も帯電ローラ６も理想的な円形ではないので、帯電ローラ６と感光体ドラム４の距離は位置によってばらつきを持ち、それに伴ってＡＣトランス３ｂ、ＤＣトランス２ｂの負荷の大きさが時間によって変化する。従来のＡＣトランス駆動の制御では、制御速度が正弦波の周波数より遅いため負荷変動によって生じる正弦波の歪みに追従することができないが、本発明ではＡＣ電圧生成部３の構成を、ＤＣ電圧を得るための時定数が遅い半波整流回路やローパスフィルタを不要とすることにより、制御速度を速くして負荷変動に追従させることができる。

図２（ａ）は、本発明の第１の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。図２（ｂ）は各端子の波形のイメージ図である。本実施形態のＡＣ電圧生成部３は、設定値１２により決定される振幅及び周波数を有する第１の正弦波形状の信号を生成する正弦波生成部７と、第１の正弦波形状の信号と最終出力信号を帰還して生成する出力帰還信号１３との差分を積分する差分積分器８と、三角波１５を生成する三角波生成部９と、差分積分器８の出力と三角波生成部９により生成された三角波１５を比較する比較器１０と、比較器１０から出力されたＰＷＭ信号１６を増幅するスイッチング駆動部１１と、スイッチング駆動部１１により増幅されたＰＷＭ信号を第２の正弦波形状の信号に変換するＬＰＦ（フィルタ回路）１７と、ＬＰＦ１７により変換された第２の正弦波形状の信号を昇圧する高圧トランス１８と、高圧トランス１８により昇圧された高圧ＡＣ電源出力１９を分圧して出力帰還信号１３を生成する分圧器２０と、を備えて構成されている。そして、図示しない帯電装置の帯電電位となるＤＣ電圧を生成するＤＣ電圧生成部２と、を備え、ＡＣ電圧生成部３で生成した高圧ＡＣ電源出力１９とＤＣ電圧生成部２で生成したＤＣ電圧を重畳させて出力する。

尚、設定値１２により決定される振幅及び周波数は以下のように決定される。即ち、振幅は感光体の劣化や感光体と帯電ローラのギャップ間隔などによって決する。帯電する時には帯電ローラと感光体間で放電を起こすが、その時に流れる電流値を一定に保つように制御をかける。感光体の劣化やギャップの変化によって電流値が変わると振幅を変えて電流値が一定になるようにする。周波数は印刷速度によって変わり、印刷速度が速い時には速く、遅い時には遅くなる。
図２（ａ）において正弦波生成部７から出力される正弦波形状の波形を第１の正弦波、分圧器から出力される出力帰還信号を第２の正弦波、ＬＰＦ１７から出力される制限は形状の波形を第３の正弦波、高圧トランス１８から出力される正弦波形所の波形を第４の正弦波、とする。
即ち、ＡＣ電圧生成部３は、正弦波生成部７、差分積分器８、三角波生成部９、比較器１０、スイッチング駆動部１１から構成されて、設定値１２によって決定される振幅、周波数を持った第１の正弦波形状の信号を生成する。正弦波生成部７で生成された第１の正弦波形状の信号と出力振幅帰還信号１３である第４の正弦波形状の信号との差分が差分積分器８によって蓄積される。差分積分器８の出力信号１４と三角波生成部９により生成された三角波１５が比較器１０に入力されて、比較器１０によってＰＷＭ信号１６が生成される。比較器１０は一般的な差動コンパレータ等で構成する。

スイッチング駆動部１１ではＰＷＭ信号１６の振幅を増幅し出力する。増幅されたＰＷＭ信号はＬＰＦ１７によって第１の正弦波と比べて電圧が増幅された、第３の正弦波形状の信号に変換され高圧トランス１８を駆動する。高圧トランス１８では第３の正弦波形状の信号の振幅が更に増幅され、周波数設定クロックＡＣ＿ＣＬＫに従った周波数を持つ高圧ＡＣ電源出力１９（第４の正弦波形状の信号）として高圧ＡＣ電源装置３から出力される。高圧ＡＣ電源出力１９を分圧して出力振幅帰還信号１３（第２の正弦波形状の信号）として差分積分器８にフィードバックしている。この実施形態では第４の正弦波形状の信号を分圧器２０に入力しているが、第３の正弦波形状の信号を分圧器２０に入力しフィードバックとして用いることも考えられる。
正弦波形状の信号を基準波形に用いることで制御全体の速度を、正弦波形状の信号の周波数よりも早くすることが可能になり、高圧電源装置の負荷変動が起きても制御がかかるために、安定した正弦波を負荷に与えることができる。安定した正弦波を負荷に与えることで感光体ドラムを均一に帯電させることができて濃度むらの小さい画像が得られるようになる。

図３は、具体的なデジタル回路とＤＡ変換器で正弦波生成する構成例について説明する図である。正弦波生成部７は、第１の正弦波形状の信号に対応する複数ビットのパターン列を複数格納するテーブル２１と、テーブル２１から順次読取られたパターン列をアナログ変換するＤＡ変換器２２と、を備えている。この構成では、５ビット×１６のデータのテーブル２１と、５ビットのＤＡ変換器２２から構成され、正弦波の１周期がクロック１６周期分である正弦波生成部の構成例を示す。
図４は、具体的な正弦波形状の信号に対応するテーブルについて説明する図である。テーブルには正弦波１周期分のデータが書き込まれている。正弦波の周期を決めるクロック２４に同期してＤＡ変換器２２にデータを送る。ＤＡ変換器２２ではクロック２４に同期して演算器２５から与えられるデータを出力する。例えば、クロック３では、データ「１１１１１」、クロック７では、「１００１１」が与えられる。これらの点を積分すると図のような正弦波が得られる。
図５は、具体的なＤＡ変換器の出力について説明する図である。図４のＤＡ変換器のコードをクロックの立ち上がりに同期させて変化させると、ＤＡ変換器の出力は図５のような正弦波形状の信号となる。クロックの周波数によって正弦波の周波数を調整することができる。

図６は、具体的な振幅設定を演算器によって行なう手法について説明する図である。この正弦波生成部７は、第１の正弦波形状の信号の１／４周期のパターン列を格納するテーブル２１と、テーブル２１から読取られたパターン列に基づいて次の周期に係るビット列を演算する演算器２５と、演算器２５の演算結果をアナログ変換するＤＡ変換器２２と、を備えている。即ち、テーブル２１として４ビット×４のデータと演算器２５と５ビットのＤＡ変換器２２から構成され、正弦波の１周期がクロック１６周期分である正弦波生成部の例を説明する。正弦波２３を位相１／２π毎に４つのブロックに分けて考える。
つまりクロック４周期ごとに４つのブロックに分けて考える。クロック４周期ごとに分けるためにカウンタが必要となる。カウンタは演算器２５に内蔵されている。はじめのクロック４周期はテーブル２１を昇順に読んでいき、その値に１６（１００００）を足したものがＤＡ変換器２２のコードとなる。次のクロック４周期はテーブル２１を降順に読んでいき、その値に１６（１００００）を足したものがＤＡ変換器２２のコードとなる。次のクロック４周期は、テーブル２１を昇順に読んでいき１６（１００００）からその値を引いたものがＤＡ変換器２２のコードとなる。最後のクロック４周期はテーブル２１を降順に読んでいき１６（１００００）からその値を引いたものがＤＡ変換器２２のコードとなる。

図７はテーブルとそのテーブルを元に演算を行なった結果のＤＡ変換器のコードを示す図である。この例では５ビット×１６のデータから正弦波形状の信号を生成しているが、ＤＡのビット数やデータ数を増やした時には、テーブルとして用意するデータが膨大になってしまうので、４分の１周期分のデータから演算により１周期分のデータを生成した方が回路のサイズを小さくする事が可能になる。
図８は、具体的なテーブルを元に振幅を変える演算について説明する図である。
図９は、具体的なテーブルから振幅を変えた演算結果について説明する図である。振幅設定値で正弦波形状の信号の振幅を変化させる例について説明する。これは振幅をテーブルの２分の１に下げる演算結果の例であり、テーブルの２進の数値を１ビット右にシフトさせた結果が図８の１ビットレベルシフトの欄になり、これをもとに先程と同様の演算を行なうと図９の演算結果が得られる。
図１０は、具体的な正弦波形状の信号に対応するテーブルを元にＤＡから出力した波形について説明する図である。図４のテーブルに格納されている数値をそのまま使った振幅１の波形とテーブルに格納されている数値を１／２にした図９の演算結果である振幅１／２の波形を示す。

図１１は、具体的な振幅設定値に基づき振幅を変える演算回路について説明する図である。図１１に１ビットのシフトレジスタ２７、２８、２９と加算器３０、３１、３２、３３を使ってテーブル２６に格納されている４ビットの数値を１／８単位で調整するための回路の例を示す。１ビットのシフトレジスタを１段通すことで数値が１／２になる。シフトレジスタを２段通すことで数値が１／４になる。シフトレジスタを３段通すことで数値が１／８になる。これと加算器を組み合わせることで振幅を１／８単位で調整することが可能になる。
図１２は本発明の第２の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。同じ構成要素には図２と同じ参照番号を付し説明を省略する。図１２が図２と異なる点は、正弦波生成部７の後にＬＰＦ３５を入れた点である。正弦波生成部７がデジタル回路とＤＡ変換器から構成されている場合には、ＤＡ変換器が切り替わるタイミングでグリッチノイズが混入する可能性があるため、それを低減させるためにＬＰＦ３５を入れる。

図１３は、本発明の第３の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。同じ構成要素には図２と同じ参照番号を付して説明する。
設定値により決定される振幅及び周波数を有する第１の正弦波形状の信号を生成する正弦波生成部７と差分積分器８をデジタル回路で構成し、分圧器２０の出力である出力帰還信号１３をＡ／Ｄ変換器３６によってデジタルデータに変換してデジタル回路の差分積分器８にフィードバックする。
これにより、差分積分器８をアナログ回路で構成する場合にはＩＣ内部のＲＣを使うと特性のばらつきが大きくなり、且つ面積が大きくなるＲＣを、ＩＣの外に出すと入出力ピンの数が増えてしまう。差分積分器８をデジタル回路にすることでＲＣの面積やばらつき、入出力ピンの数を抑えることが可能になる。

図１４は、本発明の第４の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。同じ構成要素には図２と同じ参照番号を付して説明する。
ΣΔＤ／Ａ変換器３７でＰＷＭ信号を生成する。これにより、ΣΔＤ／Ａ変換器３７の入力は差分積分器８の出力のデジタルデータである。ΔΣＤ／Ａ変換器３７を使うことでＰＷＭ１６の周波数を高い周波数に上げることができるので、ＬＰＦ１７の遮断周波数を下げることが可能になる。ＬＰＦ１７の遮断周波数を下げるとＬＰＦ１７に使っているＬやＣのサイズが小さくできるのでコストを削減することが可能になる。

図１５は、本発明の第５の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＡＣ電圧生成部を説明するブロック構成図である。同じ構成要素には図２と同じ参照番号を付して説明する。
スイッチング駆動部１１を外付け部品にする。スイッチング駆動部１１はＰｃｈトランジスタとＮｃｈトランジスタで構成されており、それぞれのオン抵抗は数Ω程度であり、スイッチング動作毎に数百ｍＡの電流を流す。外付けにする場合にはトランジスタのゲート（ベース）信号をＩＣからの出力とする。スイッチング駆動部１１はＩＣ直近よりもトランス付近に配置することで熱的に分離することができる。
これにより、スイッチング駆動部１１の発熱が大きく、出力する正弦波の周波数が速い場合には特に発熱によってＩＣの破壊が生じる恐れがあるため、スイッチング駆動部１１をＩＣの外付けとすることで正弦波の周波数が速い場合のＩＣの発熱を抑えることが可能になる。即ち、ＡＣ電源の負荷は容量性負荷であるために正弦波の周波数が速ければ速いほど消費電流が大きくなる。例えば１ｋＨｚの正弦波に比べて３ｋＨｚの正弦波は消費電流が３倍になる。

図１６は、第５の実施形態に係る高圧ＡＣ電源装置のＤ／Ａ変換器から出力される正弦波を表す図である。
図１７は、Ｄ／Ａ変換器にＬＰＦを接続した場合のＬＰＦの出力波形を表す図である。Ｄ／Ａの出力にＬＰＦを接続した場合のＬＰＦの出力波形、Ｄ／Ａの出力よりも滑らかな正弦波となる。
図１８は、ＤＣ電圧生成部の具体例を示す回路図である。図にＤＣ電圧生成部の具体例を示す。Ｖｉｎに電圧を与えると発振回路３８が発振してトランス３９の２次側に高電圧を発生させる。その高電圧を半波整流することでＤＣ電圧をＤＣＯＵＴ端子に出力する。

図１９は、本発明のフィードバック系を表す図である。本発明でのフィードバック系、出力端子の電圧を分圧器によって分圧してモニタしているので制御速度をあげることができる。また出力の変動を直接モニタできるので負荷変動への対応が可能になる。即ち、出力端子を抵抗分圧の分圧器で分圧した値を積分器によってモニタする。正弦波の周期よりも速い速度で制御を行うために、瞬間毎の電圧レベルを基準の正弦波波形と比較できるために、負荷変動への対応が早い。従来は正弦波を半波整流しているため正弦波複数周期分をモニタして振幅が目標に対して大きいか小さいかを判断して制御しているため制御速度は正弦波の速度より遅くなり、負荷変動への対応にも遅れが出る。

１画像形成装置用帯電装置、２ＤＣ電圧生成部、３ＡＣ電圧生成部、４感光体ドラム、５出力電圧、６帯電ローラ、７正弦波生成部、８差分積分器、９三角波生成部、１０比較器、１１スイッチング駆動部、１２設定値、１３出力帰還信号、１４差分積分器８の出力信号、１５三角波、１６ＰＷＭ信号、１７ＬＰＦ、１８高圧トランス、１９高圧ＡＣ電源出力、２０分圧器、２１テーブル、２２Ｄ／Ａ変換器、２３正弦波、２４クロック、２５演算器、２６テーブル、２７、２８、２９１ビットシフトレジスタ、３０、３１、３２、３３加算器、３４ゲート回路、３５ＬＰＦ、３６Ａ／Ｄ変換器、３７ ΣΔＤ／Ａ変換器、３８発振回路、３９トランス、１００従来の高圧ＡＣ電源装置

特開２００９−１２２５６４公報

Claims

設定値により決定される振幅及び周波数を有する第１の正弦波形状の信号を生成する正弦波生成部と、前記第１の正弦波形状の信号と最終出力信号を帰還して生成する出力帰還信号との差分を積分する差分積分器と、三角波を生成する三角波生成部と、前記差分積分器の出力と前記三角波生成部により生成された三角波を比較する比較器と、該比較器から出力されたＰＷＭ信号を増幅するスイッチング駆動部と、該スイッチング駆動部により増幅されたＰＷＭ信号を第２の正弦波形状の信号に変換するフィルタ回路と、該フィルタ回路により変換された前記第２の正弦波形状の信号を昇圧する高圧トランスと、該高圧トランスにより昇圧された高圧ＡＣ電源出力を分圧して前記出力帰還信号を生成する分圧器と、を備えたＡＣ電圧生成部と、
帯電装置の帯電電位となるＤＣ電圧を生成するＤＣ電圧生成部と、を備え、
前記ＡＣ電圧生成部で生成した前記高圧ＡＣ電源出力と前記ＤＣ電圧生成部で生成したＤＣ電圧を重畳させて出力することを特徴とする高電圧電源装置。
設定値により決定される振幅及び周波数を有する第１の正弦波形状の信号を生成する正弦波生成部と差分積分器をデジタル回路で構成し、分圧器の出力である出力帰還信号をＡ／Ｄ変換器によってデジタルデータに変換してデジタル回路の差分積分器にフィードバックすることを特徴とする請求項１に記載の高電圧電源装置。
ΣΔＤ／Ａ変換器でＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１又は２に記載の高電圧電源装置。
前記スイッチング駆動部を外付け部品にすることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の高電圧電源装置。
前記正弦波生成部は、前記第１の正弦波形状の信号に対応する複数ビットのパターン列を複数格納するテーブルと、該テーブルから順次読取られた前記パターン列をアナログ変換するＤＡ変換器と、を備えていることを特徴とする請求項１に記載の高電圧電源装置。
前記設定値により決定される振幅及び周波数は、シリアル通信により伝達されることを特徴とする請求項１に記載の高電圧電源装置。
前記正弦波生成部は、前記第１の正弦波形状の信号の１／４周期のパターン列を格納するテーブルと、該テーブルから読取られた前記パターン列に基づいて次の周期に係るビット列を演算する演算器と、該演算器の演算結果をアナログ変換するＤＡ変換器と、を備えていることを特徴とする請求項１に記載の高電圧電源装置。
前記正弦波生成部と前記差分積分器との間にＬＰＦを接続することを特徴とする請求項１乃至７の何れか一項に記載の高電圧電源装置。
請求項１乃至８の何れか一項に記載の高電圧電源装置を帯電装置に用いたことを特徴とする画像形成装置。
請求項１乃至８の何れか一項に記載の高電圧電源装置を帯電装置に用いたことを特徴とするカラー画像形成装置。