JP2012058035A - 衛星信号のコード追尾装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＢＯＣ変調された衛星信号のコード追尾をより正確に行う。
【解決手段】ＢＯＣコード発生器２１で生成されたレプリカＢＯＣコードと受信信号との相関処理を行なってＢＯＣ相関波形を生成するとともに、Ｅ−Ｌ波形を生成するＢＯＣ相関器２２と、ＰＲＮコード発生器３１で生成されたレプリカＰＲＮコードと受信信号との相関処理を行なってＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形を生成するＰＲＮ相関器３２と、ＢＯＣ相関器２２で生成されたＥ−Ｌ波形を正規化して、Ｅ−Ｌ波形に基づいたコードの同期ずれに対する補正量を算出するＢＯＣ用ディスクリミネータ２３と、ＰＲＮ相関器３２で生成されたＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形を正規化して、正規化したＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形に基づいたコードの同期ずれに対する補正量を算出する第２のディスクリミネータ３３と、各ディスクリミネータ２３、３３で算出された補正量に基づいて、発生器２１、３１のコード位相を制御するコードＮＣＯ６と、を備える。
【選択図】 図１

Description

この発明は、ＢＯＣ（Ｂｉｎａｒｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｃａｒｒｉｅｒ）方式にて変調された衛星から信号をコード追尾する衛星信号のコード追尾装置に関する。

近年、欧州では、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）以外の衛星航法システムとして、Ｇａｌｉｌｅｏ（ガリレオ）と称されるシステムが開発されている。このＧａｌｉｌｅｏでは、ＧＰＳの信号との干渉を抑制・防止するために、サブキャリアを用いたＢＯＣ方式により変調して、信号を衛星から放送することが検討されている（例えば、非特許文献１参照。）。このＢＯＣ変調は、ＰＲＮ（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ、擬似ランダム雑音）コードに加えてサブキャリアを更に変調するもので、例えばＢＯＣ（１、１）の場合、サブキャリアの周波数（括弧内の左側の数字）とＰＲＮコードのチップレート（括弧内の右側の数字）との比が、１：１となっている。

このようなＢＯＣ変調された衛星信号を復調するに際して、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式により複数の衛星信号を受信可能な受信装置では、空中線で受信したＢＯＣ変調された衛星信号は、ベースバンド処理部で扱いやすい所定のローカル信号に周波数変換する。そして、ローカル信号のＩ成分（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：同相成分）信号とＱ成分（Ｑｕａｄｒａｎｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：直交成分）信号とを得る。

また、所望の衛星のローカル周波数信号を初期捕捉した後、次のようなコード追尾制御ループ（ＤＬＬ：Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）によりコードを追尾する。すなわち、図６に示すように、ＢＯＣコード発生器１０１において、レプリカＰＲＮコードとレプリカサブキャリアとを生成し、さらにこれらを混合し、レプリカＢＯＣコードを生成する。次に、ＢＯＣ相関器１０２において、Ｉ成分、Ｑ成分のローカル信号（図中「信号」）と、レプリカＢＯＣコードとの相関処理を行なって相関値を得、さらにこれらを積算して積算相関値・相関波形を得る。とともに、コードの追尾点であるＰ（Ｐｕｎｃｔｕａｌ）位相より位相の進んでいるＥ（Ｅａｒｌｙ）信号と、Ｐ位相より位相が遅れているＬ（Ｌａｔｅ）信号との差を示すＥ−Ｌ波形（Ｅ波形とＬ波形との差分波形）を生成する。

続いて、ディスクリミネータ１０３において、Ｅ信号とＬ信号との差がゼロ（Ｅ−Ｌ＝０）となるように制御する。すなわち、Ｅ−Ｌ波形を正規化し、この正規化した波形に基づいて、コードの同期ずれに対する補正量を割り出す。ここで，コードの同期ずれとは、所望の衛星信号（ローカル信号）のコードとレプリカコード間の相対的なずれのことである。そして、この補正量をローパスフィルタ１０４を介してコードＮＣＯ１０５に伝送し、コードＮＣＯ１０５によって、ＢＯＣコード発生器１０１の位相を補正量だけずらす。このようなコード追尾制御を繰り返すことにより、レプリカＢＯＣコードとローカル信号とのコード位相を同期し、衛星信号の追尾を行うものである。

Ｐｈｉｌｌｉｐ Ｗ． Ｗａｒｄ， Ａ Ｄｅｓｉｇｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｔｏ Ｒｅｍｏｖｅ ｔｈｅ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ａｍｂｉｇｕｉｔｙ ｉｎ Ｂｉｎａｒｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｃａｒｒｉｅｒ（ＢＯＣ） Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｉｇｎａｌｓ， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ ２００４ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｃｈｉｃａｌ Ｍｅｅｔｉｎｇ， ２００４， Ｊａｎ．，ｐｐ８８６−８９６

ところで、ＧＰＳのＬ１Ｃ／Ａ信号であれば衛星信号はＰＲＮコードで変調されており、ＰＲＮコードの自己相関波形は、図７に示すように、理想的には±１チップの区間で、０チップを中心とした三角形になる。このため、±１チップの範囲内であれば、Ｅ−Ｌ＝０となるのは必ず０チップであるため、ＤＬＬにおいて真の追尾点を追尾することが可能となる。ここで、真の追尾点とは自己相関波形の最大ピーク位置であり、図７においては０チップが真の追尾点である。

これに対して、ＢＯＣコードの場合、その自己相関波形は、図８に示すように、０チップ、±０．５チップ近傍で傾きの符号が変化するため、±１チップ内でＥ−Ｌ＝０となる箇所は、図中「Ｅ−Ｌ波形」が示すように、０チップ、−０．５チップ付近、＋０．５チップ付近の３箇所になる。このため、ＤＬＬにおいて、真の追尾点（０チップ）に対して、誤って±０．５チップずれた誤追尾点を追尾してしまう危険性がある。

そこでこの発明は、ＢＯＣ変調された衛星信号のコード追尾をより正確に行うことが可能な衛星信号のコード追尾装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、ＢＯＣ変調された衛星信号をコード追尾する衛星信号のコード追尾装置であって、
レプリカＢＯＣコードを生成するＢＯＣコード発生器と、
レプリカＰＲＮコードを生成するＰＲＮコード発生器と、
前記ＢＯＣコード発生器で生成されたレプリカＢＯＣコードと受信したＢＯＣ変調された衛星信号との相関処理を行なってＢＯＣコードの相関値を示すＢＯＣ相関波形を生成するとともに、前記ＢＯＣ相関波形に基づいて、コードの追尾点であるＰ位相よりも位相の進んでいるＥ信号と、Ｐ位相よりも位相が遅れているＬ信号との差を示すＥ−Ｌ波形を生成するＢＯＣ相関器と、
前記ＰＲＮコード発生器で生成されたレプリカＰＲＮコードと受信したＢＯＣ変調された衛星信号との相関処理を行うＰＲＮ相関器と、
前記ＢＯＣ相関器で生成されたＥ−Ｌ波形に基づいたコードの同期ずれに対する補正量を算出する第１のディスクリミネータと、
前記ＰＲＮ相関器で生成された相関波形に基づいたコードの同期ずれに対する補正量を算出する第２のディスクリミネータと、
前記第１のディスクリミネータおよび第２のディスクリミネータで算出された補正量に基づいて、前記ＢＯＣコード発生器およびＰＲＮコード発生器を制御する制御発信器と、
を備えることを特徴とする。

この発明によれば、ＢＯＣ相関器によってＢＯＣ相関波形とＥ−Ｌ波形とが生成され、第１のディスクリミネータによって、Ｅ信号とＬ信号との差（Ｅ−Ｌ波形）に基づいたコードの同期ずれに対する補正量が算出される。このとき、Ｅ−Ｌ波形では、±１チップの範囲内において、Ｅ−Ｌ＝０となる箇所が３箇所存在するため、補正量がゼロとなる個所（ゼロクロス点）も３箇所存在することになる。一方、ＰＲＮ相関器によってＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形が生成され、第２のディスクリミネータによって、ＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形に基づいたコードの同期ずれに対する補正量が算出される。このとき、ＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形では、±１チップの範囲内において、相関値がゼロとなるのは、０チップの１箇所のみであるため、ゼロクロス点も０チップの１箇所のみに存在する。そして、これらの補正量に基づいて、制御発信器によってＢＯＣコード発生器とＰＲＮコード発生器のコード位相が制御され、衛星信号のコードが追尾される。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のコード追尾装置において、前記第１のディスクリミネータで算出された補正量と前記第２のディスクリミネータで算出された補正量とを加重平均して補正量を算出する加重平均器を備える、ことを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、第１のディスクリミネータが算出する、誤追尾しないことが保証されている場合には重畳する雑音量が少ないという特徴を有する補正量と、第２のディスクリミネータが算出する、±１チップの範囲内において、ゼロクロス点が０チップ付近の１箇所のみに存在することにより、±１チップという広い範囲で誤追尾することがないという特徴を有する補正量とに基づいて，各発生器のコード位相が制御されるため、誤追尾することなく、真の追尾点を正確に追尾することが可能となる。

請求項２に記載の発明によれば、２のディスクリミネータで算出された補正量を加重平均した補正量に基づいて、各発生器のコード位相を制御するため、より適正、正確なコード追尾を行うことが可能となる。

この発明の実施の形態に係る衛星信号のコード追尾装置を示す構成ブロック図である。 図１のコード追尾装置のＰＲＮ相関器の出力信号を示す図である。 図１のコード追尾装置のＢＯＣ用ディスクリミネータの出力信号を示す図である。 図１のコード追尾装置の第２のディスクリミネータの出力信号を示す図である。 図１のコード追尾装置の加重平均器の出力信号を示す図である。 従来の衛星信号のコード追尾装置を示す構成ブロック図である。 ＰＲＮコードの積算相関値を示す図である。 ＢＯＣコードの積算相関値とそのＥ−Ｌ波形を示す図である。

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。

図１は、この発明の実施の形態に係る衛星信号のコード追尾装置（以下、「コード追尾装置」という）１を示す構成ブロック図である。このコード追尾装置１は、ＢＯＣ変調された衛星信号をコード追尾する装置であり、逆拡散およびＢＯＣ復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置（以下、「受信装置」という）に組み込まれている。ここで、以下に述べるＢＯＣは、サブキャリアの周波数とＰＲＮコードのチップレートとの比が１：１である、ＢＯＣ（１、１）とする。

受信装置は、空中線で受信したＢＯＣ変調された衛星信号を、ベースバンド処理部で扱いやすい所定のローカル信号に周波数変換し、ローカル信号のＩ成分信号とＱ成分信号とを得る。

次に、ローカル信号のＩ成分信号、Ｑ成分信号と、Ｅ、Ｐ、Ｌ位相のレプリカＢＯＣコードとの相関処理を行い、相関値を算出し、さらに各相関値を積算して各積算相関値を算出する。そして、算出した各積算相関値を用いて、所望の衛星信号のＢＯＣコードの初期捕捉を行い、コード追尾装置１によってＢＯＣコードを追尾する。同時に、所望の衛星信号に含まれる搬送波成分を初期捕捉した後、搬送波成分を追尾する。このような追尾動作を維持することで、コード追尾情報，搬送波成分の追尾情報を得、さらに衛星信号に含まれる航法データまたはセカンダリーコードの情報を得る。

コード追尾装置１は、主として、ＢＯＣコード発生器２１と、ＰＲＮコード発生器３１と、ＢＯＣ相関器２２と、ＰＲＮ相関器３２と、ＢＯＣ用ディスクリミネータ（第１のディスクリミネータ）２３と、第２のディスクリミネータ３３と、加重平均器４と、コードＮＣＯ（制御発信器）６とを備えている。

ＢＯＣコード発生器２１は、コードＮＣＯ６からの制御指令に基づいて、レプリカＢＯＣコードを生成する発生器であり、所望の衛星信号のＰＲＮコードと同一のレプリカＰＲＮコードと、このレプリカＰＲＮコードのチップレートと同一の周波数のサブキャリアとを発生、混合して、レプリカＢＯＣコードを生成する。

ＰＲＮコード発生器３１は、コードＮＣＯ６からの制御指令に基づいて、レプリカＰＲＮコードを生成する発生器であり、所望の衛星信号のＰＲＮコードと同一のレプリカＰＲＮコードを生成する。

ＢＯＣ相関器２２は、まず、ＢＯＣコード発生器２１で生成されたレプリカＢＯＣコードと、受信した衛星信号との相関処理を行なってＢＯＣコードの相関値を示すＢＯＣ相関波形を生成する。具体的には、Ｅ、Ｐ、Ｌ位相のレプリカＢＯＣコードと、ローカル信号のＩ成分、Ｑ成分との相関値を算出し、レプリカＢＯＣコードの繰り返し周期に相当する期間、積算する。積算した相関波形を正規化すると、図８に示すように、０チップで最大ピーク＋１のメインピークを有し、±０．５チップ付近で−０．５程度のサイドピークを有するＢＯＣ相関波形が生成される。次に、このＢＯＣ相関波形に基づいて、コードの追尾点であるＰ位相よりも位相の進んでいるＥ信号・位相と、Ｐ位相よりも位相が遅れているＬ信号・位相との差を示すＥ−Ｌ波形を生成する。これにより、図８に示すように、±１チップ内において、０チップ付近、−０．５チップ付近、＋０．５チップ付近の３箇所で、Ｅ−Ｌ＝０となる箇所（ゼロクロス点）を有するＥ−Ｌ波形が生成される。

ＰＲＮ相関器３２は、ＰＲＮコード発生器３１で生成されたレプリカＰＲＮコードと、受信した衛星信号との相関処理を行なってＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形を生成する。具体的には、レプリカＰＲＮコードと、ローカル信号のＩ成分、Ｑ成分との相関値を算出し、レプリカＰＲＮコードの繰り返し周期に相当する期間、積算する。これにより、図２に示すように、±０．５チップ範囲内の傾きが「−１」で、正規化相関値がゼロとなるチップ位置（ゼロクロス点）が、０チップの１箇所のみであるＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形が生成される。このようにＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形が生成されるのは、入力ＢＯＣ信号（衛星信号）とレプリカＰＲＮコードとの相関によって、入力ＢＯＣ信号に重畳されていたサブキャリア成分が出力（抜き出される）されるためである。

ＢＯＣ用ディスクリミネータ２３は、ＢＯＣ相関器２２で生成されたＥ−Ｌ波形を正規化して、Ｅ信号とＬ信号との差に基づいたコードの同期ずれに対する補正量を算出する。具体的には、この実施の形態では、次式数１によって補正量δτ_ＥＭＬを算出し、これを積算する。

ここで、λは符合情報、Ｅ−ＬはＥ−Ｌ波形の相関値、γはＥ−Ｌ波形の０チップ位置の傾き、αはＥ−Ｌ波形の相関値を正規化するためのスケール変換用情報である。スケール変換用情報αは，例えば次式数２によって算出してもよい。
ここで，ＰはＰ位相でのＢＯＣ相関波形の相関値である。

これにより、図３に示すように、「コード同期ずれ」に対する「補正量」を示すＥ−Ｌ波形による補正用波形が生成・出力される。この波形は、±１チップ内において、「補正量」がゼロとなる「コード同期ずれ」の個所（ゼロクロス点）が、０チップ、−０．５チップ付近、＋０．５チップ付近の３箇所存在する。

ここで、符合情報λは、コード誤差を正しく補正するための符号情報であり、その値は、「＋１」または「−１」になる。図８のＢＯＣ相関波形とＥ−Ｌ波形は航法データまたはセカンダリーコードの符合が「＋１」の場合を図示しているが、航法データまたはセカンダリーコードの符合が「−１」の場合において、図８のＢＯＣ相関波形とＥ−Ｌ波形はＸ軸に関して上下反転した対称図形になる。すなわち、航法データまたはセカンダリーコードの符合によってＥ−Ｌ波形の相関値の符合が変わるため、この影響を相殺する目的で数１と後述する数３に符合情報λを導入している。ここで、符合情報λが正しくない場合は、コードの同期ずれが増大されてしまう。このため、符号情報を正しく生成する必要があり、例えば、次のようにして生成する。

「符号情報λの生成方法」
Ｇａｌｉｌｅｏ衛星信号のＥ１−Ｃ信号を受信する受信装置において、Ｅ１−Ｃ信号に重畳しているセカンダリーコードは、既知情報であるため、受信装置内で生成したセカンダリーコードと受信したセカンダリーコードとを一度同期させることで、同期したセカンダリーコードの符号を符号情報として用いる。また、セカンダリーコードを同期させずに、衛星位置、ユーザ位置、受信機時刻、所定受信機時刻の相関値の情報から、受信すべきセカンダリーコードを算出し、その算出結果を符号情報として用いることも可能である。

第２のディスクリミネータ３３は、ＰＲＮ相関器３２で生成されたＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形を正規化して、ＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形に基づいたコードの同期ずれに対する補正量を算出する。具体的には、この実施の形態では、次式数３によって補正量δτ_ＳＣを算出し、これを積算する。

ここで，ＳＣはＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形の相関値で、βはＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形の相関値を正規化するためのスケール変換用情報である。スケール変換用情報βは、例えば次式数４によって算出してもよい。

これにより、図４に示すように、「コード同期ずれ」に対する「補正量」を示すＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形による補正用波形が生成・出力される。この波形は、±１チップ内において、「補正量」がゼロとなる「コード同期ずれ」の個所（ゼロクロス点）が、０チップにのみ１箇所存在する。ここで、数４の算出に必要なスケール変換用情報αは、ＢＯＣ用ディスクリミネータ２３から第２のディスクリミネータ３３に入力され、符号情報λは、前述のようにして生成される。

加重平均器４は、ローパスフィルタ５を介して入力された各ディスクリミネータ２３、３３で算出された補正量を加重平均して平均補正量δτを算出する。例えば、重みをｗ_１、ｗ_２とした場合に、次式数５によって算出、積算する。

これにより、図５に示すように、約±１チップ内において、「補正量」がゼロとなる「コード同期ずれ」の個所（ゼロクロス点）が、０チップにのみ１箇所存在する補正用波形が生成・出力される。ここで、図５の波形は、ｗ_１＝ｗ_２＝１の場合を示している。

コードＮＣＯ６は、ディスクリミネータ２３、３３で算出された補正量に基づいて、ＢＯＣコード発生器２１およびＰＲＮコード発生器３１のコード位相を制御・調整する数値制御発信器である。具体的には、加重平均器４で算出された平均補正量δτに基づいて、レプリカコードの位相を制御するためのコードチップレート・制御指令を発生器２１、３１に出力する。これにより、発生器２１、３１によるレプリカコードが、ローカル信号に対して位相同期するものである。

ここで、ＢＯＣ用ディスクリミネータ２３で算出された補正量は、第２のディスクリミネータ３３で算出された補正量より雑音量が少ないという特徴がある。これは、ＢＯＣ用ディスクリミネータ２３の補正量を算出する元としたＥ−Ｌ波形において、Ｅ位相に重畳している雑音とＬ位相に重畳している雑音には高い相関があるためで、Ｅ位相とＬ位相の差をとることにより、お互いの雑音の符合が逆になることで、重畳している雑音が相殺される効果がある。このＥ位相とＬ位相に重畳している雑音の相関特性は、Ｅ位相とＬ位相の間の距離が短いほど高い相関性があることが知られている。一方、ＢＯＣ−ＰＲＮ相関波形にはこのような雑音の相殺効果はない。このため、ＢＯＣ用ディスクリミネータ２３で算出された補正量は、誤追尾する原因になる正しくない補正量が算出される危険性があるが、誤追尾しないことが保証されている場合には、補正量の精度が高い（補正量に重畳する雑音量が少ない）という特徴がある。

このようにして発生器２１、３１のコード位相を補正量に基づいて制御する、というコード追尾制御ループ（ＤＬＬ）を継続することで、衛星信号をコード追尾するものである。そして、このようなコード追尾装置１によれば、約±１チップの範囲内において、コード同期ずれに対する補正量のゼロクロス点が０チップの１箇所のみに存在する補正用波形（平均補正量δτ）に基づいて、各発生器２１、３１のコード位相が制御される。このため、誤追尾することなく（サイドピークの誤追尾点を追尾することなく）、確実に真の追尾点（メインピーク）を追尾することが可能となる。しかも、約±１チップという広い範囲で、確実に真の追尾点を追尾することが可能である。さらに、２つのディスクリミネータ２３、３３の補正量を加重平均した平均補正量δτに基づいて、各発生器２１、３１のコード位相を制御するため、より適正、正確なコード追尾を行うことが可能となる。

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。例えば、上記の実施の形態では、加重平均器４で加重平均された平均補正量δτに基づいて、各発生器２１、３１のコード位相を制御しているが、その他の手法によりコード位相を制御してもよい。例えば、誤追尾のおそれが低い場合には、ＢＯＣ用ディスクリミネータ２３で算出された補正量のみに基づいて、各発生器２１、３１のコード位相を制御し、誤追尾のおそれが高い場合には、第２のディスクリミネータ３３で算出された補正量のみに基づいて、各発生器２１、３１のコード位相を制御してもよい。これにより、誤追尾のおそれが低い場合には、より高精度な追尾が可能となる。また、加重平均器４を用いているが、カルマンフィルタを用いて補正量を推定、算出してもよく、さらに、補正量δτ_ＥＭＬ、δτ_ＳＣなどの算出式は、上記以外の式であってもよい。

１ コード追尾装置
２１ ＢＯＣコード発生器
２２ ＢＯＣ相関器
２３ ＢＯＣ用ディスクリミネータ（第１のディスクリミネータ）
３１ ＰＲＮコード発生器
３２ ＰＲＮ相関器
３３ 第２のディスクリミネータ
４ 加重平均器
６ コードＮＣＯ（制御発信器）

Claims (2)

1. ＢＯＣ変調された衛星信号をコード追尾する衛星信号のコード追尾装置であって、
   レプリカＢＯＣコードを生成するＢＯＣコード発生器と、
   レプリカＰＲＮコードを生成するＰＲＮコード発生器と、
   前記ＢＯＣコード発生器で生成されたレプリカＢＯＣコードと受信した衛星信号との相関処理を行なってＢＯＣコードの相関値を示すＢＯＣ相関波形を生成するとともに、前記ＢＯＣ相関波形に基づいて、コードの追尾点であるＰ位相よりも位相の進んでいるＥ信号と、Ｐ位相よりも位相が遅れているＬ信号との差を示すＥ−Ｌ波形を生成するＢＯＣ相関器と、
   前記ＰＲＮコード発生器で生成されたレプリカＰＲＮコードと受信した衛星信号との相関処理を行うＰＲＮ相関器と、
   前記ＢＯＣ相関器で生成されたＥ−Ｌ波形に基づいたコードの同期ずれに対する補正量を算出する第１のディスクリミネータと、
   前記ＰＲＮ相関器で生成された相関波形に基づいたコードの同期ずれに対する補正量を算出する第２のディスクリミネータと、
   前記第１のディスクリミネータおよび第２のディスクリミネータで算出された補正量に基づいて、前記ＢＯＣコード発生器およびＰＲＮコード発生器を制御する制御発信器と、
   を備えることを特徴とする衛星信号のコード追尾装置。
2. 前記第１のディスクリミネータで算出された補正量と前記第２のディスクリミネータで算出された補正量とを加重平均して補正量を算出する加重平均器を備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の衛星信号のコード追尾装置。