JP2016524710A - 直接シーケンススペクトラム拡散信号のための受信機及び方法 - Google Patents

Abstract

受信直接シーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳ信号が、ＤＳＳＳ取得を実施して、周波数オフセット及び拡散コード位相の推定値を得るステップと、受信ＤＳＳＳ信号の複数のセグメントの各々について、時間及び周波数変換ベースの相関方法、推定されている周波数及び拡散コード位相を使用することによって、ＤＳＳＳ信号セグメントと拡散コードのレプリカとの間の相関関数を連続して得るステップと、得られている相関関数の相関ピークの位相をトラッキングし、得られている相関関数に位相補正を適用して精細なドップラ補償をもたらすことによって、ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するステップと、によって処理される。時間及び周波数変換ベースの相関方法は、受信ＤＳＳＳ信号の各セグメントについて、複数のサンプルを得るステップと、サンプルを時間領域から周波数領域に変換するステップとを含む。【選択図】図２

Description

本発明は、直接シーケンススペクトラム拡散（ＤＳＳＳ）信号を受信及び処理するための装置及び方法に関する。より詳細には、本発明は、時間及び周波数変換ベースの相関方法を使用して、ＤＳＳＳコード及び搬送波追尾に使用するために相関関数を得ることによってＤＳＳＳ信号を処理することに関する。

発明の背景

直接シーケンススペクトラム拡散（ＤＳＳＳ）変調は、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）、無線周波数測距システム、無線周波数時間転送システム、対妨信受信機及びチャネルサウンディングを含む、多種多様な用途に使用されている。ＤＳＳＳ信号は、一連の擬似雑音「チップ」によって位相変調されている搬送波を含み、各チップは情報ビットよりもはるかに短い継続時間を有する。一連のチップは、拡散コードと称され得る。受信ＤＳＳＳ信号に拡散コードのレプリカを乗算することによって、受信ＤＳＳＳ信号から情報信号を復元することができる。この復調プロセスは、レプリカ拡散コードが、周波数及び位相において受信ＤＳＳＳ信号と正確に整合されていることを必要とする。

受信ＤＳＳＳ信号を復調するために、２段階プロセスが使用される。第１の段階は取得であり、取得は、受信拡散信号周波数及びコード位相の初期推定値を確立することを含む。初期推定値は、レプリカ拡散コードが、±１コードチップ内で整合されることを可能にする。その後、第２の段階である搬送波追尾において、レプリカ拡散コード位相が受信コード位相により正確に同期されて、受信ＤＳＳＳ信号が逆拡散され、周波数ロックループ（ＦＬＬ）及び位相ロックループ（ＰＬＬ）が、逆拡散信号の周波数及び位相を正確に追尾する。

従来のコード追尾実施態様が、図１に示されており、入力信号と、レプリカ拡散コードの（チップのある割合だけ）早いバージョン、時間的に正確な（時間通りの）バージョン及び（チップのある割合だけ）遅いバージョンとの相関を実施する遅延ロックループ（ＤＬＬ）を含む。詳細には、図１に示すように、コード追尾装置が、中間周波数（ＩＦ）信号を受信し、ＩＦ信号は、下方変換された受信ＤＳＳＳ信号である。ＩＦ信号は、搬送波数値制御発振器（ＮＣＯ）１０１によって生成される正弦波形及び余弦波形と混合されて、同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分が生成される。Ｉ成分及びＱ成分は各々、コード生成器１０２によって生成される、レプリカ拡散コードの早い（Ｅ）バージョン、時間的に正確な（Ｐ）バージョン及び遅い（Ｌ）バージョンと相関され、積分ダンプ（Ｉ＆Ｄ）フィルタに通される。

ＤＬＬ弁別器１０３が、早い相関器出力と遅い相関器出力都の間の差に対応する誤差信号を出力し、この誤差信号はループ誤差の指標を与える。誤差信号はコードフィルタ１０４に通されて、受信信号をレプリカコード系列と同期させるために、コード生成器１０２を適切に駆動するのに使用される。

別個の追尾ループが、搬送波周波数、及び、データ復調に必要とされる位相を追尾するために、時間領域において実装される。この例において、ループ弁別器は、ＡＴＡＮ関数１０５に基づき、時間的に正確な相関器をその入力として使用する。ＡＴＡＮ関数１０５の出力は搬送波ループフィルタ１０６においてフィルタリングされ、搬送波ＮＣＯ１０１を制御するためにフィードバックされる。この設計の欠点は、コードループ内のＤＬＬ弁別器１０３の出力が、搬送波ループによって引き起こされる搬送波ＮＣＯ周波数及び位相の変化によって影響を受けることになるため、コードループ及び搬送波ループが密に結合されることである。

従来のコード追尾手法の他の欠点は、追尾されるべき信号源ごとに、関連する周波数及び位相追尾ループを有する別個の専用ＤＬＬが必要となることを含む。また、ＤＬＬ動作は一般的に、信号エンベロープ又は電力で動作する弁別器に基づき、その結果、ループ動作が非コヒーレントな平均化プロセスであるということになる。

加えて、現代の衛星航法信号は、より複雑な航法信号フォーマットを使用しており、たとえば、ガリレオシステムは、バイナリオフセットコード化（ｂｉｎａｒｙ ｏｆｆｓｅｔ ｃｏｄｉｎｇ）（ＢＯＣ）を使用する。これらの波形タイプについて、図１に示すような従来のＤＬＬ追尾ループには、相関サイドローブに対する追尾、及び、マルチパス干渉の存在下での追尾精度の低下に起因する誤ロックという問題もあり得る。

本発明はこの文脈において為されている。

本発明によれば、直接シーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳ信号を処理する方法であって、方法は、ＤＳＳＳ取得を実施して、周波数オフセット及び拡散コード位相の推定値を得るステップと、受信ＤＳＳＳ信号の複数のセグメントの各々について、粗いドップラ補償を用いる時間及び周波数変換ベースの相関方法、推定されている周波数オフセット及び拡散コード位相を使用することによって、ＤＳＳＳ信号セグメントと拡散コードのレプリカとの間の相関関数を連続して得るステップと、得られている相関関数の相関ピークの位相をトラッキングし、得られている相関関数に位相補正を適用して精細なドップラ補償をもたらすことによって、ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するステップとを含み、時間及び周波数変換ベースの相関方法は、受信ＤＳＳＳ信号の各セグメントについて、複数のサンプルを得るステップと、時間／周波数変換を実施するステップと、変換されているサンプルに、拡散コードの時間／周波数変換レプリカの複素共役を乗算するステップと、逆時間／周波数変換を実施するステップとを含む、直接シーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳ信号を処理する方法が提供される。

ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するステップは、コード推定値及び搬送波位相推定値を得るサブステップを含むことができ、方法は、曲線適合プロセスを使用して、コード推定値及び搬送波位相推定値に基づいて経時的な拡散コード位相変動の推定値を得るステップをさらに含むことができる。曲線適合を使用して経時的な拡散コード位相を推定するステップによって、低い信号対雑音の状況において性能を向上させることができる。曲線適合は、たとえば、線形回帰又はカルマンフィルタを使用して適用することができる。

受信機はＧＮＳＳ受信機とすることができ、方法は、得られている経時的な拡散コード位相の推定値を使用して複数の疑似範囲を得るステップと、航法アルゴリズムにおいて得られている疑似範囲を処理して、推定位置を得るステップとをさらに含むことができる。

方法は、空間的に離れた信号経路から複数のＤＳＳＳ信号を受信するステップと、受信ＤＳＳＳ信号の各々について、複数の相関関数を得るステップと、複数の受信ＤＳＳＳ信号のうちの異なる受信ＤＳＳＳ信号からの得られている相関関数を時間的に整合するステップと、時間的に整合されている相関関数を合計するステップとをさらに含むことができる。

方法は、複数の相関関数のうちの２つの相関ピークの間の位相オフセットを検出するステップと、２つの相関関数のうちの１つに位相回転を適用して、２つの相関関数の相関ピークを整合するステップと、ピークを整合されている相関関数を合計するステップとをさらに含むことができる。

方法は、連続する複数の相関関数の相関ピークの位相の間を補間して、非整数オフセット値を得るステップと、得られている非整数オフセットに基づいて複数の相関関数の相関ピークを整合するステップと、ピークを整合されている相関関数を合計するステップとをさらに含むことができる。

ＤＳＳＳ受信機は、各々が複数のＧＮＳＳ衛星のうちの異なるＧＮＳＳ衛星から受信されるＤＳＳＳ信号を追尾するように構成されている複数の受信チャネルを備える全地球的航法衛星システムＧＮＳＳ受信機であることができ、方法は、複数の受信チャネルの各々と変換されている信号サンプルの各々を共有するステップをさらに含むことができる。

複数の相関関数の各々を得るステップは、受信ＤＳＳＳ信号のセグメントのデータサンプルを得るサブステップと、得られているデータサンプルをゼロパディングして、変換領域ベースの相関方法の周波数分解能を増大させるサブステップとを含むことができる。

時間及び周波数変換ベースの相関方法は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、不等間隔離散フーリエ変換、離散サイン／コサイン変換、又は非整数フーリエ変換を使用することができる。

ＤＳＳＳ取得を実施するステップは、複数の取得相関関数を得るサブステップと、得られている取得相関関数内の相関ピークの位相の変化からドップラオフセットを推定するサブステップと、推定ドップラオフセットに基づいて取得相関関数をコヒーレントに合計するサブステップと、合計取得相関関数の相関ピークが所定の閾値を超える場合、取得に成功したと判定するサブステップを含むことができる。

受信ＤＳＳＳ信号は、位相シフトキーイングＰＳＫ変調信号とすることができ、方法は、受信ＤＳＳＳ信号内の複数のデータシンボルの各々の相関関数を得るステップと、取得されている相関関数の各々について、データ極性を推定するステップと、得られている相関関数の各々からデータ極性を除去するステップと、推定データ極性を除去した後に、複数のデータシンボルの相関関数を合計するステップとをさらに含むことができる。

複数のセグメントは各々、１データシンボルに満たない長さを有することができ、受信ＤＳＳＳ信号内の複数のデータシンボルの各々の相関関数を得るステップは、所定数のセグメントの各々の相関関数を得るサブステップと、ＤＳＳＳ取得中に得られているドップラ推定値に基づいて、得られている相関関数の位相を整合するサブステップと、所定数の整合されている相関関数を合計して、上記複数のデータシンボルのうちの１つの積分相関関数を得るサブステップとを含むことができる。

時間及び周波数変換ベースの相関方法は、複数の順方向変換にわたる累積を実施するための、周波数領域における１つ又は複数の動作を含むことができる。

時間及び周波数変換ベースの相関方法は、複数のサンプルを列行列にロードするステップであって、列行列内の各サンプル列に時間／周波数変換が適用されて、周波数変換行列が得られる、ロードするステップと、ＤＳＳＳ取得中に得られている位相推定値に基づいて位相行列を得るステップと、周波数変換行列に、位相行列、及び、拡散コードの周波数変換レプリカの複素共役を乗算することによって位相補正を適用し、周波数領域において積分して、積分行列を得るステップと、積分行列に逆周波数変換を適用することによって積分相関関数を得るステップとをさらに含むことができる。

方法は、拡散コードの周波数変換レプリカの複素共役に位相回転を適用することによって、粗いドップラ補正を適用するステップをさらに含むことができる。

本発明によれば、実行されると、上記方法を実施するコンピュータプログラムを記憶するように構成されているコンピュータ可読記憶媒体も提供される。

本発明によれば、直接シーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳ信号を受信するための装置であって、装置は、ＤＳＳＳ取得を実施して、周波数オフセット及び拡散コード位相の推定値を得るための手段と、受信ＤＳＳＳ信号の複数のセグメントの各々について、粗いドップラ補償を用いる時間及び周波数変換ベースの相関方法、推定されている周波数及び拡散コード位相を使用することによって、ＤＳＳＳ信号セグメントと拡散コードのレプリカとの間の相関関数を連続して得るための手段と、得られている相関関数の相関ピークの位相をトラッキングし、得られている相関関数に位相補正を適用して精細なドップラ補償をもたらすことによって、ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するための手段と、を備え、時間及び周波数変換ベースの相関方法は、受信ＤＳＳＳ信号の各セグメントについて、複数のサンプルを得るステップと、時間／周波数変換を実施するステップと、変換されているサンプルに、拡散コードの時間／周波数変換レプリカの複素共役を乗算するステップと、逆時間／周波数変換を実施するステップとを含む、直接シーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳ信号を受信するための装置が提供される。

ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するための手段は、得られている相関関数の経時的な相関ピークの位相及びコードピークビンインデックスの変化を検出するように構成することができる。

ＤＳＳＳ信号は、拡散コードによって変調されているデータ信号を含むことができ、ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するステップは、相関関数の位相を補正するように構成されている位相追尾ループに、相関ピークの位相を入力するサブステップを含むことができ、方法は、相関ピークの同相成分及び直交成分を使用してデジタル信号を復元するステップをさらに含むことができる。

相関関数は、複数の相関ビンにわたって分散されている複数の相関サンプルを含み得る。

ここで例示のみを目的として、添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
ＤＳＳＳ信号を復調するための従来の装置を示す図である。 本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ信号を復調するための装置を示す図である。 本発明の一実施形態による、相関関数を得るための装置を示す図である。 本発明の一実施形態による、図２及び図３の追尾相関器によって出力される相関関数の一例を示す図である。 本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ信号を復調する方法を示す図である。 本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ信号を復調するための装置を示す図である。 本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ取得方法を示す図である。 本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ取得方法を示す図である。 本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ追尾方法を示す図である。 本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ追尾方法を示す図である。

図２及び図３は、本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ信号を復調するための装置を示す。本実施形態は、推定されるコヒーレントな複素相関関数を位相情報源として使用することによって、一般化された時間及び周波数領域変換手法を使用してＤＳＳＳ搬送波のコヒーレントな追尾を実施する。

図２に示すように、装置は、ＤＳＳＳ取得相関器２１０と、ＤＳＳＳ追尾相関器２２０と、ＤＳＳＳ追尾アルゴリズム２３０とを備える。本実施形態においては別個の取得相関器２１０及び追尾相関器２２０が示されているが、他の実施形態においては、単一の相関器が取得プロセスと追尾プロセスの両方のための相関を実施してもよい。概して、取得相関関数及び追尾相関関数を得るための任意の手段が提供されてもよい。

取得相関器２１０と追尾相関器２２０の両方が、受信ＤＳＳＳ信号のＩサンプル及びＱサンプルを受信する。たとえば、図２の装置を含むＤＳＳＳ受信機は、ＤＳＳＳ信号を受信するように構成されているアンテナと、受信ＤＳＳＳ信号を増幅するように構成されている増幅器と、増幅ＤＳＳＳ信号を下方変換してＩＦ信号にするように構成されている下方変換モジュールと、ＩＦ信号をサンプリングし、ＤＳＳＳ信号のデジタル化サンプルを出力するように構成されているアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）とをさらに備えることができる。Ｉサンプル及びＱサンプルは、ＡＤＣ出力サンプルから、局部発振器正弦波形及び余弦波形と乗算することによって得ることができる。

また、図２に示すように、取得相関器２１０と追尾相関器２２０の両方が、レプリカ拡散コードのサンプルを受信する。レプリカ拡散コードのサンプルはメモリに記憶して相関に必要とされるときに取り出すことができるか、又は、追尾されるべき信号源、たとえば、ＧＮＳＳ衛星のための必要とされるＰＲＮコードを出力するように構成されている疑似乱数（ＰＲＮ）生成器によって要求に応じて生成することができる。

詳細には、取得相関器２１０は、入力Ｉサンプル及びＱサンプルをコードサンプルに相関させることによって、周波数オフセット及び拡散コード位相の初期推定値を得るためにＤＳＳＳ取得を実施する。その後、取得が実施されると、追尾相関器２２０は、受信ＤＳＳＳ信号の各々について、ＤＳＳＳ信号セグメント及びレプリカ拡散コードの対応するセグメントとの間の相関関数を連続して得る。相関関数はＤＳＳＳ追尾アルゴリズムに対する入力であり、ＤＳＳＳ追尾アルゴリズムは、得られている相関関数のうちの１つの相関ピークの位置及び位相を、相関ピークの先行する位置及び位相と比較することによって、ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施する。このように、ＤＳＳＳ追尾アルゴリズムは、搬送波及び／又はコード位相追尾を実施するために、経時的なピーク位相の変化をモニタリングすることができる。

本実施形態の追尾相関器２２０は、相関プロセスが畳み込みプロセスに非常に類似していること、及び、時間領域における畳み込みが、周波数領域における乗算と等価であることを利用する。取得相関器２１０によるＤＳＳＳ取得中に得られている推定周波数及び拡散コード位相は、追尾相関器２２０に入力され、追尾相関器２２０は、時間及び周波数変換ベースの相関方法を使用して、相関関数を得る。時間及び周波数変換ベースの相関方法は、ＤＳＳＳ取得のための従来のＧＮＳＳ受信機に使用されるものに類似しているが、本実施形態では、相関はＤＳＳＳ追尾中に実施され、相関関数は追尾アルゴリズム２３０に入力される。

追尾アルゴリズム２３０は、追尾相関器２２０から受信される相関関数の相関ピークの経時的な位相を追尾し、得られている相関関数に位相補正を適用して精細なドップラ補償をもたらすことによって、ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施する。このように、精細なドップラ補償は相関が実施された後に後補正を適用することによって達成される。受信信号をレプリカ拡散コードと相関させる前に精細なドップラ補償を適用する、図１に示すもののような従来の追尾実施態様とは対照的に、本実施形態に使用される手法は、搬送波ループと主要相関関数とが分離されていることを意味する。搬送波ループと主要相関関数とが分離されていることによって、搬送波追尾推定値にそれほど敏感でないよりロバストなプロセスがもたらされ、受信機が、非常に低い信号対雑音環境において追尾することが可能になる。

追尾相関器２２０は図３により詳細に示されており、第１の順方向高速フーリエ変換（ＦＦＴ）関数２２１と、第２のＦＦＴ関数２２２と、第２のＦＦＴ２２２の出力の複素共役を与えるように構成されている複素共役関数２２３とを備える。受信ＤＳＳＳ信号の所定セグメントからのＩサンプル及びＱサンプルが第１のＦＦＴ２２１に入力され、対応するコードサンプルが第２のＦＦＴ２２２に入力される。第１のＦＦＴ２２１及び第２のＦＦＴ２２２はそれぞれ、Ｉサンプル及びＱサンプル、並びにコードサンプルを時間領域から周波数領域に変換する。各所定セグメントの長さは、データシンボル長と同じとすることができるか、又はその一部分とすることができる。

領域変換されたＩサンプル及びＱサンプルは、周波数領域において、領域変換されたコードサンプルの複素共役を乗算され周波数領域積が、逆ＦＦＴ関数２２４を使用して時間領域に変換し戻される。詳細には、フーリエ変換されたデータの各ブロック（すなわち、現在処理されている入力信号セグメントのＡＤＣサンプル及び共役ＰＲＮサンプル）について、要素×要素の乗算が実施され、その結果が逆変換（ＩＦＦＴ）される。上述したように、このプロセスは、時間領域相関を実施することと等価である。コード信号経路に複素共役２２３を含むことは、プロセスが畳み込みではなく相関であることを意味する。

相当のドップラ周波数オフセットが予測され得る使用事例では、追尾相関器は、ＤＳＳＳ取得中に推定されるドップラ周波数オフセットを得、乗算が実施される前に周波数領域における変換されている信号サンプルから推定ドップラ周波数オフセットを除去するように構成することができる。

ＤＳＳＳ信号の複数のセグメントの相関関数を連続して出力するために、各セグメントからのサンプルが、順に追尾相関器２２０に入力される前にバッファリングされる。

ＦＦＴ手順は、ＤＳＳＳ信号によく適しており、概して巡回である、すなわち、周期的に繰り返す拡散コード系列を使用する巡回相関を生成する。結果としてもたらされる相関は、２つの信号の間のすべての相関位相を含む完全な相関関数を与える。

本実施形態において、ＦＦＴ関数は時間領域から周波数領域にサンプルを変換するのに使用され、逆ＦＦＴ関数は周波数領域から時間領域への逆変換を実施するのに使用されるが、本発明はＦＦＴベースの関数には限定されない。概して、任意の適切な変換関数、たとえば、不等間隔離散フーリエ変換、離散サイン／コサイン変換、又は非整数フーリエ変換を使用することができる。相関結果を時間領域に変換し戻して相関関数を得るための対応する逆変換関数を使用することができる。

相関器２１０、２２０及び追尾アルゴリズムの処理機能は、たとえば、変換及び逆変換を実施するグラフィックスプロセッシングユニット（ＧＰＵ）又はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、及び、制御、搬送波位相及びコード追尾を実施する中央処理装置（ＣＰＵ）のような、コプロセッサを有するパイプラインプロセスに分割することができる。

本発明の実施形態は、たとえば、信号モニタリング機能の改善、信号品質及びチャネル品質評価、チャネル劣化の緩和、並びに／又はマルチパス補償を可能にするために、詳細な相関関数の可用性を利用することができる。たとえば、入力信号及びコードレプリカの相互相関関数を、損なわれていない較正された受信機応答の相互相関関数と比較することによって、信号品質をモニタリングすることができる。

図４は、図２及び図３の追尾相関器２２０によって出力される相関関数の大きさの一例を示す。本実施形態において、受信ＤＳＳＳ信号は、粗補足（ＣＡ）拡散コードによって変調されている全地球測位システム（ＧＰＳ）信号である。ＣＡ拡散コードは、ミリ秒ごとに繰り返すＰＲＮ系列を含み、ＰＲＮ系列あたり１０２３個のチップがある。本実施形態において、信号及び拡散コードは、毎秒２０．４６百万サンプル（Ｍサンプル）の速さでサンプリングされる。それゆえ、チップ当たり２０個のサンプルがあり、各ＦＦＴ及び逆ＦＦＴにおいて２０４６０個のサンプルがある。信号と比較した拡散コードのすべての位相を反映して、相関関数も２０４６０個のサンプルを有することになる。

ＧＰＳ ＣＡコードのＰＲＮ自己相関関数の大きさは約３０デシベル（ｄＢ）である。図４は、上述したパラメータについて得られる相関関数を示す。図４に示すように、相関関数は相関ピークを含む。相関ピークが生じる相関ビンのインデックスは受信信号のコード位相を示す。また、本実施形態において、チップあたり２０個のサンプルがあるため、相関ピークの周囲に、ＤＳＳＳ信号とレプリカ拡散コードとの間の最大±１チップのコード位相差に対応する、２０個の早い相関ビン及び遅い相関ビンがあることになる。±１チップよりも大きいコード位相差において、相関結果はゼロに近くなる。

図５は、本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ受信機を制御する方法を示す図である。方法は、たとえば、図２に示す装置によって実施することができる。最初に、ステップＳ５０１において、入力Ｉサンプル及びＱサンプルをコードサンプルに相関させることによって、周波数オフセット及び拡散コード位相の初期推定値を得るためにＤＳＳＳ取得が実施される。その後、ステップＳ５０２において、受信ＤＳＳＳ信号の複数のセグメントの各々について、相関関数が連続して得られる。次に、ステップＳ５０３において、得られている相関関数のうちの１つの相関ピークの位相及び位置を、相関ピークの先行する位相及び位置と比較することによって、ＤＳＳＳ搬送波追尾が実施される。

図６は、本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ信号を復調するための装置を示す。装置は、図２の取得相関器２１０及び追尾相関器２２０と同様の取得相関器６１０及び追尾相関器６２０を含む。本実施形態の装置は、ＤＳＳＳ搬送波追尾部６３０−１及びＤＳＳＳコード追尾部６３０−２をさらに備える。

ＤＳＳＳ信号を取得及び追尾するために、受信ＤＳＳＳ信号のＡＤＣサンプルが、ハードウェア受信区画から収集され、バッファリングされて、論理受信チャネルに渡される。いくつかの衛星（たとえば、３０基の衛星）を追尾しなければならないＧＮＳＳ受信機において、各論理受信チャネルは、対応する衛星のＰＲＮコードを使用して、複数の衛星のうちの異なる衛星を追尾する。

本実施形態において、受信信号は、受信機に対する衛星の動きに起因してドップラシフトされているＧＰＳ信号である。ＧＮＳＳ信号のドップラ周波数オフセットは、たとえば、最大±５キロヘルツ（ｋＨｚ）であり得る。取得相関器６１０が信号取得を実施した後、航法信号のドップラ周波数とコード位相の両方が分かり、受信チャネルが搬送波追尾段階に入る。

搬送波追尾段階において、受信ＤＳＳＳ信号のセグメントに対応するＡＤＣサンプルが、ＦＦＴベースの追尾相関器６２０に印加される。相関が実施されるべきであるセグメントは、一部分又は複数のＰＲＮ系列の継続時間を有することができる。本実施形態において、ＰＲＮ拡散コードは１ｍｓの反復周期で周期的であり、１拡散コード反復周期の継続時間に対応する、受信ＤＳＳＳ信号の１ｍｓセグメントのサンプルが追尾相関器６２０に入力される。

また、図２及び図３に関連して上述したように、受信チャネルによって処理されるべき拡散コードのローカルレプリカのサンプルがデータストアから生成され、又は得られる。必要である場合、レプリカ拡散コードは、ＡＤＣ入力信号サンプルと同じサンプリング周波数に変換される。追尾相関器６２０は、ＦＦＴを実施し、レプリカ拡散コードのＦＦＴの複素出力の共役をとる。ＦＦＴを実施して複素共役をとる、レプリカ拡散コードをサンプリングするプロセスは、すべての相関中に実施される必要はなく、たとえば、始動時に１回実施することができ、又は、メモリに記憶前処理することができる。

相関が実施されると、相関関数は搬送波追尾部６３０−１に出力される。本実施形態においては、複数の衛星からの１つの衛星のＤＳＳＳ追尾を実施する１つの受信チャネルが示されている。各々が送信のために異なるＰＲＮ拡散コードを使用する複数のソース、たとえば、ＧＮＳＳ衛星からの複数の信号の追尾を並列して実施する必要があるとき、相関プロセスの最初の変換（たとえば、ＦＦＴ）部は、すべての衛星に対する受信チャネルの間で共有することができ、この共有によって、受信機の処理需要が大幅に低減する。この共有によって、相関されるべき受信信号の各セグメントからのサンプルは１回だけ変換されればよく、したがって、各受信チャネルによって共有することができるため、処理負荷が低減する。

搬送波追尾部６３０−１は、ピーク相関ビンの位相を、位相追尾フィルタへの入力として使用する。詳細には、相関関数が位相相関モジュール６３１に入力され、位相相関モジュール６３１は、たとえば、位相回転を適用するために相関関数にｅ^−ｊθを乗算することによって、位相補正を適用する。その後、検出モジュール６３２が、補正された相関関数の相関ピークの位相を検出する。図６に示すように、相関ピークの位相値がループフィルタ６３３に供給され、ループフィルタ６３３は、たとえば、標準的なＰＬＬループ又はカルマンフィルタであってもよく、ループフィルタ６３３の出力は、位相補正モジュール６３１を制御するのに使用される。それゆえ、加えられる位相補正は、相関ピークの検出される位相に基づいて更新することができる。

ピーク位置は、ＰＲＮコード位相に対する、相関ピークが存在するコード位相ビンによって特性化される。相関ピークの位置を追尾するために、ピーク検出モジュール６３２には、信号相関ピーク位置である可能性が最も高い、取得プロセス中に相関ピークが見つかった相関ビンのインデックス（Ｉ）を与えられ得る。ピークビンインデックス（Ｉ）は、相関プロセスが首尾よく完了したときに取得相関器６１０によって記憶される取得パラメータに含まれ得る。

いくつかの実施形態において、相関ピーク追尾の精度は、非整数オフセットを含むようにコード位相にわたって補間を使用することによってさらに改善することができる。いくつかの連続する相関ピーク推定値を利用し、それらの推定値にわたる線形回帰を実施することによって、コード位相の推定を経時的に行うことができる。必要とされる場合、カルマンフィルタも相関ピーク追尾に含むことができる。

Ｉ信号成分及びＱ信号成分を生成する局部発振器を制御する従来技術（図１参照）とは対照的に、位相追尾ループが出力相関関数に位相補正を加えるため、位相追尾ループは相関プロセスから分離される。

また、本実施形態において、ピーク検出モジュール６３２によって検出される相関ピークの位相値がシンボル／データ推定モジュール６３４に入力され、シンボル／データ推定モジュール６３４は、受信ＤＳＳＳ信号がそれによって変調されるシンボル／データの現在の値を推定する。位相相関器６３１の後、相関関数内のすべての信号エネルギーの位相が相関関数セグメントの間で整合される。これは、単一のシンボルにわたるエネルギーがコヒーレントに合計され得ることを意味する。単一のシンボルにわたるエネルギーが合計された後、シンボル極性、すなわち、合計された相関関数同相成分がゼロよりも大きいか又は小さいかを推定することができる。

シンボル／データ推定モジュール６３４は、搬送波位相追尾ループの後、相関関数からシンボル／データを除去するように、シンボル／データ除去モジュール６３５を制御する。この除去によって、コード追尾部６３０−２に出力することができるコヒーレントな相関関数が与えられる。

コヒーレントな相関関数を与えることによって、複数の複素相関関数を積分することによって搬送波補正が加えられた後に相関プロセスを延長することができる。これは、下記により詳細に説明する。

シンボル極性推定値を使用して、ＧＮＳＳ受信機における受信機航法データを決定することができる。受信機航法データの決定は単純に、シンボルの極性及び畳み込みＦＥＣ又はデータ自体の整合を与える同期ワードを見つけることによって行うことができる。

図６に示すように、コード追尾部６３０−２は、コヒーレントな相関関数を受信する。ピークコード位相計算モジュール６３６が、非整数オフセットを含む相関ピークのコード位相を計算する。コード位相はコード追尾フィルタ６３７に入力され、コード追尾フィルタ６３７は、コード追尾に使用するための、経時的なコード位相の推定値を与える。ここで、ピークの先行する位置に対する現在のピークの任意の逸脱がコード位相の変化を与え、任意の逸脱はそれ自体、たとえば、衛星の動きに起因するドップラ周波数オフセットの存在の指標である。

さらに、本実施形態において、複数の複素相関がピーク整合／合計モジュール６３８においてコヒーレントに合計される。連続した相関関数を合計する前に、ピーク整合／合計モジュール６３８は、ピーク位置が移動したか否かを判定するために、相関ピークの先行する位置に対する相関ピークの現在の位置をチェックする。相関ピークが移動している場合、相関関数が合計前に整合されることを保証するために、新たな相関関数がシフトされる。位相を整合された後に、連続した相関関数は、積分相関関数を与えるためにコヒーレントに合計することができる。このようなに相関関数を整合及び合計することによって、積分時間を増大することができ、信号復元を増進することが可能になる。

出力積分相関関数は、信号品質モニタリング（たとえば、送信信号における変形）、マルチパス検出及び緩和、サイドローブ排除、なりすまし排除、狭帯域干渉排除、ミーコニング検出及び追尾、並びに／又は、複数のアンテナの最適な組合せを含む、信号モニタリングの様々な態様に使用することができる。

図７Ａ及び図７Ｂは、本発明の一実施形態による、変換領域ベースの相関方法を使用したＤＳＳＳ取得プロセスを示す。方法は、複数の拡散コード及び複数のデータセグメントにわたって、探索されるべきドップラ周波数オフセットの予測される距離にわたって連続して相関を実施するのに使用することができる。方法は、ＤＳＳＳ信号を取得するために図２及び図６の相関器によって使用することができる。

本実施形態において、変換領域ベースの相関方法は、図３を参照して上述したものと同様のＦＦＴベースの方法であるが、本発明はＦＦＴベースの方法には限定されず、他の変換関数を使用することができることが理解されよう。

最初に、ステップＳ７０１において、取得相関器が、所定長の受信ＤＳＳＳ信号のセグメントである、所定数Ｎの信号セグメントのＩサンプル及びＱサンプルをロードする。たとえば、各セグメントは、拡散コードの１反復周期の継続時間を有することができる。

その後、ステップＳ７０２において、他の並列取得又は追尾プロセスと共有することができるすべての信号セグメントのＩサンプル及びＱサンプルにＦＦＴが適用される。たとえば、各々が異なる衛星を追尾するように構成されている複数の受信チャネルを含むＧＮＳＳ受信機において、変換されたＩサンプル及びＱサンプルは他の受信チャネルと共有することができる。次に、ステップＳ７０３において、探索されるべき変換拡散コードの複素共役のサンプルが得られる。

その後、ステップＳ７０４において、取得プロセスは、コースドップラオフセットの可能性の各々を試験するループに入る。最初に、ステップＳ７０４において、信号のＦＦＴ変換サンプルが複数のドップラ周波数ビンの各々にわたって巡回して回転され、各ビンは、試験されるべき異なるドップラ周波数に対応する。その後、ステップＳ７０５において、変換Ｉサンプル及びＱサンプルと拡散コードサンプルとの間の相関関数が得られる。ステップＳ７０５において得られた相関関数は、現在のドップラビン（Ｉ）によって試験されている粗いドップラオフセットの相関を可能にする。次に、ステップＳ７０６において、処理されているＮ個のセグメントの相関結果が、個々の相関結果の累乗を合計することによって、非コヒーレントに合計される。ステップＳ７０７において、合計相関ピークが、すでに試験されている他のドップラ周波数ビンについて得られている任意の相関ピークよりも大きいか否かが判定される。より大きいピークがすでに見つかっている場合、プロセスはステップＳ７０９に進み、すべてのドップラ周波数ビンが試験されるまで繰り返す。

ステップＳ７０４〜Ｓ７０９が完了した後には、相関関数の非コヒーレントな加算から最大相関値が見つかる結果として、最大コード位相及びコースドップラ設定が確立されている。この時点まで、取得プロセスは従来の取得プロセスと同じである。

従来の取得プロセスにおいて、各セグメントに対するこのプロセス中に得られる最大相関ピークは通常、信号が検出されているか否かを判定するために所定の閾値に対して比較される。

しかしながら、本実施形態においては、ステップＳ７０７において最大相関ピークが見つかったとき、ステップＳ７０８において、Ｎ個のセグメントのドップラ周波数ビン（Ｉ）を使用して得られた相関関数が、ドップラビンのインデックス（Ｉ）とともに記憶される。その後、すべてのＮ個のセグメントが処理されると、ステップＳ７１０において、相関ピークの位相の変化から精細なドップラオフセットが推定される。その後、ステップＳ７１１において、すべてのＮ個のセグメントからの相関関数が、相関関数の位相を整合するために回転され、ステップＳ７１２において、すべてのＮ個のセグメントにわたる積分相関関数を得るために、相関関数がコヒーレントに加算される。ステップＳ７１３において、相関ピークが所定の閾値よりも大きいか否かがチェックされる。試験が失敗した場合、プロセスはステップＳ７０１に戻り、新たな信号セグメントセットについてＩサンプル及びＱサンプルをロードする。一方、所定の閾値を超える場合、取得は成功する。ステップＳ７１４において、取得パラメータが記憶され、プロセスはＤＳＳＳ追尾段階へと続く。このプロセスはデータのセグメントからの相関関数のコヒーレントな加算を使用するため、従来の技法よりもはるかに敏感であることが留意されるべきである。正確な相関位置特定及び１ヘルツに満たない精細なドップラ推定によって、そうでなければ検出可能でない信号を正確に見つけることが可能である。

相関ピークの位相を使用し、取得において位相をコヒーレントに合計することによって、取得プロセスの感度に対する大幅な改善が可能になる。

図８Ａ及び図８Ｂは、本発明の一実施形態による、ＤＳＳＳ搬送波追尾方法を示す。方法は、たとえば、図２又は図６に示す装置によって実施することができる。方法は、取得プロセス、たとえば、図７Ａ及び図７Ｂのプロセスにおいて取得されているデータから開始し、その後、引き続き、合計前に各相関関数の搬送波位相及び位相レート推定値を精緻化する。この精緻化によって、合計前に各相関関数がより正確に整合されることが可能になり、その結果、非常に長い積分時間を得ることができる。

より詳細には、ステップＳ８０１において、取得中に決定されたピーク相関位置及びドップラ周波数オフセットを含む取得パラメータがロードされる。その後、ステップＳ８０２において、相関されるべき変換拡散コード系列がロードされ、ステップＳ８０３において、所定の継続時間のセグメントの入力信号サンプルがロードされる。所定の継続時間は、主要相関期間と称される場合がある。

次に、ステップＳ８０４において、図３を参照して上述したような時間及び周波数変換ベースの相関方法を使用して、追尾相関プロセスが実施される。プロセスは引き続き、ステップＳ８０５において所定数のデータシンボルをカバーするために充分な数の相関が得られたと判定されるまで、受信ＤＳＳＳ信号の連続するセグメントについて相関を実施する。特定の実施形態に応じて、ＤＳＳＳ信号は、拡散コード反復周期と類似する、又は、拡散コード反復周期よりもはるかに長いデータシンボル継続時間で送信され得る。図６の装置においては、ステップＳ８０１〜Ｓ８０５は追尾相関器６２０によって実施される。

十分な数の相関関数が得られると、ステップＳ８０６において、ドップラ周波数オフセット値の現在の推定値を使用して相関関数の各々の位相が他の相関関数に整合される。図６の装置においては、ステップＳ８０６は位相補正器６３１によって実施される。その後、ステップＳ８０７において、１つのデータシンボルからの整合された相関関数が合計され、シンボル極性が推定される。ステップＳ８０７は、位相補正を加える図６の位相補正器６３１、及び、シンボル極性を推定するシンボル／データ推定器６３４によって実施される機能に対応する。

次に、ステップＳ８０８において、データシンボルの極性が除去される。図６の装置においては、ステップＳ８０８はシンボル／データ除去モジュール６３５によって実施される。ステップＳ８０９において、搬送波位相追尾アルゴリズムが使用されて、複数の相関関数から任意の残留位相オフセットが除去され、ドップラ推定値が更新される。ステップＳ８０９は、図６のループフィルタ６３３の機能に対応する。

データシンボル極性及び任意の残留位相オフセットが除去されると、その後、ステップＳ８１０において、所定数のデータシンボルにわたる相関関数を合計して、積分相関関数を得ることができる。次に、ステップＳ８１１において、新たな相関ピーク位置が更新され、補間が使用されて、非整数サンプルオフセットが得られ、積分相関関数、新たなピーク位置及び非整数オフセットが記憶される。ステップＳ８１０及びＳ８１１は、図６のピークコード位相計算モジュール６３６及びコード追尾フィルタ６３７によって実施される機能に対応する。

その後、ステップＳ８１２において、最終的な積分を実施するのに十分な数の積分相関関数があるか否かがチェックされる。ここで、積分相関関数の第２の所定数が必要とされ得る。積分相関関数が不十分である場合、プロセスはステップＳ８０３に戻り、十分な数が利用可能になるまで継続し、その後、ステップＳ８１３に進む。

ステップＳ８１３において、記憶された積分相関関数の各々が位相回転されて、複数の異なる積分相関関数のピークが整合され、積分相関関数がコヒーレントに合計されることが可能になる。図６の装置においては、ステップＳ８１３はピーク整合／合計モジュール６３８によって実施される。最後に、ステップＳ８１４において、曲線適合技法、たとえば、線形回帰を使用して、経時的なコード位相が推定される。

いくつかの実施形態において、ステップＳ８１２及びＳ８１３は省略することができ、ステップＳ８１４は、ステップＳ８１０において得られる積分相関関数に対して直接実施することができる。

図８ＡのステップＳ８０３において、主要相関期間を選択するときに様々な手法が可能である。たとえば、受信ＤＳＳＳ信号は、データビットを２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調されてもよく、主要相関期間は、１データビットの継続時間を考慮に入れて選択され得る。相関期間中に位相遷移がある場合、積分の一部分は、一方のシンボル極性で実施されることになり、残りの積分は反対の極性で実施されることになる。最悪の事例の状況において、遷移は相関期間の半ばで起こり、全体的な相関は生成されない。

データ期間が相関期間よりもはるかに長い場合、これは重大な問題ではない。たとえば、ＧＰＳについて、データレートは５０ビット毎秒（ｂｐｓ）であり、そのため、各データの継続時間は２０ｍｓである。この例において、相関期間がＰＲＮ拡散コード反復周期と同じ、ＧＰＳについて１ｍｓであるとき、データ遷移からもたらされる可能性のある最大損失は、０．５ｄＢ未満と等価である、信号振幅の１／２０である。すなわち、各々が１ｍｓのセグメントに対応する合計２０個の相関関数が、受信信号の２０ｍｓの部分に対応する、１データシンボルにわたる得られた積分相関関数に対して合計されたとき、データ遷移を含むことになるのは、多くても２０個の相関関数のうちの１つである。上記で説明したように、データ遷移が２０個の相関関数のうちの１つの半ばで起こる場合、その相関関数は相関を生成しないことになり、相関関数が１データ期間にわたって合計されるとき、１／２０倍の低減がもたらされる。これは、１から０へ、又はその逆の遷移が、積分相関関数によってカバーされる２０ｍｓの期間中に起こるときの最悪の事例の状況である。送信されるデータに応じて、特に、相関関数が同じ値を有する２つのデータビット、すなわち、１１又は００からのセグメントを含む場合、２０ｍｓの期間にわたって積分相関関数内でデータ遷移がなくなることが可能である。

しかしながら、いくつかのＤＳＳＳ信号において、データシンボル期間は、拡散コード反復周期と同様であり得る。ガリレオを含むいくつかの現代のＧＮＳＳ信号について、シンボル期間は、ＰＲＮ長と同じである。そのようなシステムにおいて、主要相関期間は好ましくは、ＰＲＮ反復周期の所定の割合である長さを有するように選択されるべきである。主要相関期間がそのように選択されることによって、任意の所与のセグメントにおいてデータ遷移が起こる確率が低減するという利点がもたらされる。低い信号対雑音比（ＳＮＲ）において、そのような短いセグメントを使用することは、いくつかの相関関数が、位相追尾アルゴリズムに入力される前に合計される必要があり、ひいては、ドップラ周波数オフセットを良好に推定することが必要になり得る。

ＤＳＳＳ追尾中に相関関数を得るために時間及び周波数変換ベースの相関プロセスが使用される本発明の実施形態が記載されている。相関関数は、位相追尾アルゴリズムへの入力として使用することができ、相関関数を補正するために誤差が使用される。相関関数を位相追尾アルゴリズムへの入力として使用する手法の利点は、主要相関関数（たとえば、図２又は図６の追尾相関器）が搬送波ループから分離されることである。搬送波ループと主要相関関数が主要な相関関数とが分離されていることによって、搬送波追尾推定値にそれほど敏感でないよりロバストな追尾プロセスがもたらされ、受信機が、非常に低い信号対雑音環境において追尾することが可能になる。

搬送波位相について相関関数が補正されると、相関関数全体にわたる連続した相関が合計されて、コヒーレントな積分が生成され得る。ピーク相関の位相を追尾し、相関関数の位相を適切にシフトすることによって、非常に長くさらには制限のない積分期間を生成することができる。

加えて、上述したように、ＧＮＳＳ信号について、ドップラ周波数オフセットは±５ｋＨｚ程度であり得る。このようなドップラ周波数オフセットの状況において、たとえば、ＦＦＴ相関が１ｍｓ間隔にわたって実施される場合、ＦＦＴビンは１ＫＨｚになる。粗いドップラ周波数オフセットは、基準ＰＲＮの変換の複素共役と乗算される前に、周波数領域におけるサンプリングデータから除去されるべきである。代替的な実施形態において、コースドップラは、変換ＰＲＮの巡回シフトによって除去することができる。

しかしながら、粗いドップラオフセット周波数が除去された後でさえ、結果もたらされる相関関数を各連続する相関関数にわたって±πだけ回転させる可能性がある残留ドップラ周波数があり得る。この残留ドップラは、ローカル受信機基準と比較して信号の位相が変化することに起因して、相関振幅を低減することになる。この振幅の低減によって、連続する相関にわたって±πの位相変化があるときに生じる残留ドップラ周波数の正弦関数が生じ、結果として、可能な最大限の相関振幅の半分超の最大の低減（３ｄＢの低減）がもたらされる。

この相関振幅の損失を軽減するために、本発明のいくつかの実施形態において、最初のフーリエ変換の周波数分解能が、サンプリング信号をゼロパディングし、それに応じて基準長を増大させることによって増大される。このように周波数分解能を増大させることによって、相関位相変化を±π／２又はそれ以下に制限することができる。このように制限することによって、連続する相関関数の間に±π／２の位相変化がある最悪の事例の状況が与えられ、結果として実施損失は約１ｄＢになる。それゆえ、ゼロパディングを使用してＦＦＴの周波数分解能を増大させることによって、最大損失が改善され得る。

さらに、いくつかの実施形態において、ＤＳＳＳ受信機は、２つ以上の別個のアンテナ、ＲＦチェーン及びＩＦサンプリングチャネルを含んでもよい。そのような実施形態において、受信機は、複数の異なるアンテナからの相関関数を時間的に整合し、複数の異なるアンテナからの時間的に整合された相関関数をコヒーレントに合計するように構成することができる。受信機をこのように構成することによって、アンテナが同じ信号源を追尾しているときに、各アンテナの出力が、コヒーレントに組み合わされることが可能になり、これによって、干渉の存在下で大幅な改善をもたらすことができる。受信機は、２つ以上のソース間の積分関数を少なくとも最近傍の主要相関モーメント、又はより良好にはさらに最近傍のチップに時間的に整合するのが好ましい。いくつかの実施形態において、各アンテナの信号対雑音比（ＳＮＲ）を検出することができ、合計して最適な組合せを与える前に、たとえば、高いＳＮＲを有するアンテナからの相関関数により大きい重みを適用することによって、相関関数を重み付けすることができる。

図３に示すもののような、その後時間領域において積分することができる相関関数を得るために時間及び周波数変換ベースの相関方法が使用される、本発明の実施形態が記載されている。たとえば、図８ＡのステップＳ８０６及びＳ８０７を参照して上述したように、最適なシンボル推定のために、シンボル全体にわたって積分することが最良である。図８Ａの方法においては、この積分は、相関関数の位相整合及び合計の前に、順方向変換期間ごとに相関関数を確立することによって達成される。しかしながら、本発明は、時間領域における積分には限定されない。周波数領域における複数の順方向変換にわたる累積を実施することによって、単一の逆ＦＦＴを、複数の順方向ＦＦＴからのデータに適用することができる。特に、各順方向変換は、時間／周波数変換をＤＳＳＳ信号のセグメントのサンプルセットに適用することを含み、累積は、ＤＳＳＳ信号の複数のセグメントの変換サンプルセットに対して実施される。この変換手法は、単一の信号の事例を含むすべての事例において完全な相関関数を生成するのに必要とされる逆ＦＦＴの数を低減する。

図９は、周波数領域において積分が実施される本発明の一実施形態を示す。図９に示すもののような方法は、周波数領域における精細なドップラ補償のための位相補正を適用し、逆周波数変換を実施する前に周波数領域における積分を実施する事によって相関関数を得るのに使用することができる。

最初に、ステップＳ９０１において、各列がＦＦＴ変換期間の長さである列行列に、信号サンプルがロードされる。各列は連続しており、シンボル全体をカバーするのに十分な列が提供されるのが好ましい。列内の未処理サンプルから成る行列Ｓの一例は、以下のとおりである。

その後、ステップＳ９０２において、下記に示すように、列におけるＦＦＴによって周波数変換行列を得るために列に対してＦＦＴが実施される。

次に、ステップＳ９０３において、周波数変換行列に位相行列を行列乗算することによって、積分行列が得られる。位相行列は、取得プロセス中に計算され、追尾ループ内で維持される位相の平均変化を使用して得られる。位相行列を行列乗算することには、周波数変換行列におけるＦＦＴにわたる積分を同時に実施しながら、精細なドップラ補償を適用するという効果がある。位相行列の一例を下記に示す。

次に、ステップＳ９０４において、取得中に確立される粗いドップラオフセットを除去するために、ＰＲＮ系列のＦＦＴの複素共役が回転される。他の実施形態において、ＰＲＮ系列のＦＦＴを回転させる代わりに、粗いドップラ補償を適用するために、サンプルの周波数変換行列に回転を適用することができる。しかしながら、一度実施されると、その後続の相関のために再使用することができるため、ＰＲＮを回転させることがより効率的である。ＰＲＮ系列の列ＦＦＴの一例は、以下のとおりである。

その後、ステップＳ９０５において、ドップラ補正行列を得るために、ステップＳ９０３において得られた行列が、要素ごとにＰＲＮ系列のＦＦＴの回転複素共役を乗算される。最後に、ステップＳ９０６において、シンボル期間にわたって積分された相関関数を得るために、ステップＳ９０５において得られたドップラ補正行列に対してＩＦＦＴが実施される。

図９に示すステップによって実施される関数全体は、以下のように要約することができる。

式中、Ｃは相関関数であり、

はＦＦＴ ＰＲＮ系列の複素共役であり、ｏは要素ごとの行列乗算を示す。このプロセスは、およそ、上述した例ではｍ個のＦＦＴである、合計ＦＦＴの数だけ処理負荷を低減する。

代替的な実施形態において、行列乗算ステップＳ９０３及びＳ９０５の順序は交代することができる。この交代は、たとえば、ＰＲＮ系列が対称でないとき、又は、周波数変換の一部分として周波数分解能を増大させるために対称性を除去するためにゼロパディングが使用されるときに必要である。さらに、図９の実施形態においては行列ベースの方法が使用されているが、他の実施形態においては、位相補正を加え、周波数領域における積分を実施するために異なる数学的技法が使用されてもよい。

周波数領域における積分はＩＦＦＴの数を低減し、ＩＦＦＴは処理量の多い動作であるため、ひいてはより高速の追尾を可能にする。ＦＦＴ及びＩＦＦＴ関数が図９において使用されているが、他の実施形態においては、一般的な任意の適切な変換関数、たとえば、不等間隔離散フーリエ変換、離散サイン／コサイン変換、又は非整数フーリエ変換が、対応する逆変換関数とともに使用されてもよい。

本発明の特定の実施形態が本明細書において図面を参照して説明されたが、添付の特許請求の範囲によって規定されるような本発明の範囲から逸脱することなく多くの変形及び修正が可能であることが理解されよう。

Claims (15)

1. 直接シーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳ信号を処理する方法であって、前記方法が、
   ＤＳＳＳ取得を実施して、拡散コード位相及び周波数オフセットの推定値を得るステップと、
   受信ＤＳＳＳ信号の複数のセグメントの各々について、粗いドップラ補償を用いる時間及び周波数変換ベースの相関方法、前記推定された周波数オフセット及び前記拡散コード位相を使用することによって、前記ＤＳＳＳ信号のセグメントと拡散コードのレプリカとの間の相関関数を連続して得るステップと、
   前記得られた相関関数内の相関ピークの前記位相をトラッキングし、前記得られた相関関数に位相補正を適用して精細なドップラ補償をもたらすことによって、ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するステップと、
   を含み、
   前記時間及び周波数変換ベースの相関方法が、前記受信ＤＳＳＳ信号の各セグメントについて、複数のサンプルを得るステップと、時間／周波数変換を実施するステップと、前記変換されたサンプルに、前記拡散コードの時間／周波数変換レプリカの複素共役を乗算するステップと、逆時間／周波数変換を実施するステップと、を含む、方法。
2. ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するステップが、コード推定値及び搬送波位相推定値を得るサブステップを含み、前記方法が、
   曲線適合プロセスを使用して、前記コード推定値及び前記搬送波位相推定値に基づいて経時的な前記拡散コード位相の推定値を得るステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記受信機がＧＮＳＳ受信機であり、前記方法が、
   経時的な前記拡散コード位相の前記得られた推定値を使用して複数の疑似範囲を得るステップと、
   航法アルゴリズムにおいて前記得られた疑似範囲を処理して、推定位置を得るステップと、
   をさらに含む、請求項２に記載の方法。
4. 空間的に離れた信号経路から複数のＤＳＳＳ信号を受信するステップと、
   前記受信ＤＳＳＳ信号の各々について、前記複数の相関関数を得るステップと、
   前記受信ＤＳＳＳ信号のうちの異なる受信ＤＳＳＳ信号からの前記得られた相関関数を時間的に整合するステップと、
   前記時間的に整合された相関関数を合計するステップと、
   をさらに含む、請求項１、２又は３に記載の方法。
5. 前記複数の相関関数のうちの２つ内の相関ピークの間の位相オフセットを検出するステップと、
   前記２つの相関関数のうちの１つに位相回転を適用して、前記２つの相関関数内の前記相関ピークを整合するステップと、
   前記ピークを整合された相関関数を合計するステップと、
   をさらに含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
6. 連続する複数の前記相関関数内の前記相関ピークの位相の間を補間して、非整数オフセット値を得るステップと、
   前記得られた非整数オフセットに基づいて前記複数の相関関数内の前記相関ピークを整合するステップと、
   前記ピークを整合された相関関数を合計するステップと、
   をさらに含む、請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
7. 前記ＤＳＳＳ受信機は、複数の受信チャネルを備える全地球的航法衛星システムＧＮＳＳ受信機であり、該複数の受信チャネルの各々が複数のＧＮＳＳ衛星のうちの異なるＧＮＳＳ衛星から受信されるＤＳＳＳ信号を追尾するように構成されている、前記方法が、
   前記複数の受信チャネルの各々と、前記変換された信号サンプルの各々を共有するステップをさらに含む、請求項１〜６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記複数の相関関数の各々を得るステップが、
   前記受信ＤＳＳＳ信号のセグメントのデータサンプルを得るサブステップと、前記得られたデータサンプルをゼロパディングして、前記変換領域ベースの相関方法の周波数分解能を増大させるサブステップとを含み、及び／又は
   前記時間及び周波数変換ベースの相関方法が、高速フーリエ変換ＦＦＴ、不等間隔離散フーリエ変換、離散サイン／コサイン変換、若しくは非整数フーリエ変換を使用する、請求項１〜７のいずれか一項に記載の方法。
9. ＤＳＳＳ取得を実施するステップが、
   複数の取得相関関数を得るサブステップと、
   前記得られた取得相関関数内の前記相関ピークの位相の変化からドップラオフセットを推定するサブステップと、
   前記推定されたドップラオフセットに基づいて前記取得相関関数をコヒーレントに合計するサブステップと、
   前記合計された取得相関関数内の相関ピークが所定の閾値を超える場合、取得に成功したと判定するサブステップと、
   を含む、請求項１〜８のいずれか一項に記載の方法。
10. 前記受信ＤＳＳＳ信号は、位相シフトキーイングＰＳＫ変調信号であり、前記方法が、
    前記受信ＤＳＳＳ信号内の複数のデータシンボルの各々の相関関数を得るステップと、
    前記取得された相関関数の各々について、データ極性を推定するステップと、
    前記得られた相関関数の各々から前記推定されたデータ極性を除去するステップと、
    前記推定されたデータ極性を除去した後に、前記複数のデータシンボルの前記相関関数を合計するステップと、
    をさらに含む、請求項１〜９のいずれか一項に記載の方法。
11. 前記複数のセグメントが各々、１データシンボルの継続時間に満たない長さを有しており、前記受信ＤＳＳＳ信号内の複数のデータシンボルの各々の前記相関関数を得るステップが、
    所定数の前記セグメントの各々の相関関数を得るサブステップと、
    前記ＤＳＳＳ取得中に得られたドップラ推定値に基づいて、前記得られた相関関数を位相において整合するサブステップと、
    前記所定数の整合された相関関数を合計して、前記複数のデータシンボルのうちの１つの積分相関関数を得るサブステップと、
    を含む、請求項１０に記載の方法。
12. 前記時間及び周波数変換ベースの相関方法が、複数の順方向変換にわたる累積を実施するための、周波数領域における１つ又は複数の動作を含む、請求項１、２又は３に記載の方法。
13. 前記時間及び周波数変換ベースの相関方法が、
    前記複数のサンプルを列行列にロードするステップであって、前記列行列内の各サンプル列に前記周波数変換が適用されて、周波数変換行列が得られる、ロードするステップと、
    ＤＳＳＳ取得中に得られた前記位相推定値に基づいて位相行列を得るステップと、
    前記周波数変換行列に、前記位相行列、及び、前記拡散コードの前記周波数変換レプリカの前記複素共役を乗算することによって前記位相補正を適用し、前記周波数領域において積分して、積分行列を得るステップと、
    前記積分行列に逆周波数変換を適用することによって積分相関関数を得るステップと、
    をさらに含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記拡散コードの前記周波数変換レプリカの前記複素共役に位相回転を適用することによって、粗いドップラ補正を適用するステップをさらに含む、請求項１２又は１３に記載の方法。
15. 直接シーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳ信号を受信するための装置であって、前記装置が、
    ＤＳＳＳ取得を実施して、拡散コード位相及び周波数オフセットの推定値を得るための手段と、
    受信ＤＳＳＳ信号の複数のセグメントの各々について、粗いドップラ補償を用いる時間及び周波数変換ベースの相関方法、前記推定された周波数及び前記拡散コード位相を使用することによって、前記ＤＳＳＳ信号のセグメントと拡散コードのレプリカとの間の相関関数を連続して得るための手段と、
    前記得られた相関関数内の相関ピークの前記位相をトラッキングし、前記得られた相関関数に位相補正を適用して精細なドップラ補償をもたらすことによって、ＤＳＳＳ搬送波追尾を実施するための手段と、
    を備え、
    前記時間及び周波数変換ベースの相関方法が、前記受信ＤＳＳＳ信号の各セグメントについて、複数のサンプルを得るステップと、周波数変換を実施して、前記サンプルを時間領域から周波数領域に変換するステップと、前記変換されたサンプルに、前記拡散コードの前記周波数変換レプリカの複素共役を乗算するステップと、逆周波数変換を実施するステップと、を含む、装置。

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