FI113425B - Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, järjestelmä ja elektroniikkalaite - Google Patents

Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, järjestelmä ja elektroniikkalaite Download PDF

Info

Publication number
FI113425B
FI113425B FI20020927A FI20020927A FI113425B FI 113425 B FI113425 B FI 113425B FI 20020927 A FI20020927 A FI 20020927A FI 20020927 A FI20020927 A FI 20020927A FI 113425 B FI113425 B FI 113425B
Authority
FI
Finland
Prior art keywords
code
signal
frequency
matrix
correlation function
Prior art date
Application number
FI20020927A
Other languages
English (en)
Swedish (sv)
Other versions
FI20020927A (fi
FI20020927A0 (fi
Inventor
Harri Valio
Samuli Pietilae
Ilkka Kontola
Original Assignee
Nokia Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nokia Corp filed Critical Nokia Corp
Publication of FI20020927A0 publication Critical patent/FI20020927A0/fi
Priority to FI20020927A priority Critical patent/FI113425B/fi
Priority to DE60303185T priority patent/DE60303185T2/de
Priority to EP06100079A priority patent/EP1650878B1/en
Priority to DE60322974T priority patent/DE60322974D1/de
Priority to AT06100079T priority patent/ATE405034T1/de
Priority to EP03396043A priority patent/EP1379010B1/en
Priority to AT03396043T priority patent/ATE315850T1/de
Priority to CN03136075.0A priority patent/CN1458746A/zh
Priority to US10/439,591 priority patent/US7242731B2/en
Publication of FI20020927A publication Critical patent/FI20020927A/fi
Application granted granted Critical
Publication of FI113425B publication Critical patent/FI113425B/fi

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/21—Interference related issues ; Issues related to cross-correlation, spoofing or other methods of denial of service
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
    • G01S19/29—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system carrier including Doppler, related
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
    • G01S19/30—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system code related
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/713—Spread spectrum techniques using frequency hopping
    • H04B1/7156—Arrangements for sequence synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70715—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation with application-specific features

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Burglar Alarm Systems (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Description

113425
Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, järjestelmä ja elektroniikkalaite
Nyt esillä oleva keksintö kohdistuu menetelmään vastaanottimen tah-5 distamiseksi lähetettyyn koodimoduloituun hajaspektrisignaaliin, jossa menetelmässä käytetään ainakin yhtä vertailukoodia, joka vastaa jotakin moduloinnissa käytettyä koodia, selvitetään lähetetyn signaalin taajuussiirtymä ja moduloinnissa käytetyn koodin koodivaihe, suoritetaan korrelointivaihe korrelaatiofunktiomatriisin muodostamiseksi vas-10 taanotetun signaalin ja mainitun vertailukoodin perusteella, ja mainitusta korrelaatiofunktiomatriisista muodostetaan epäkoherentti etsintä-matriisi. Keksintö kohdistuu lisäksi järjestelmään, joka käsittää vastaanottimen, jossa on tahdistusvälineet lähetettyyn koodimoduloituun hajaspektrisignaaliin tahdistumiseksi, välineet ainakin yhden moduloin-15 nissa käytettyä koodia vastaavan vertailukoodin muodostamiseksi, välineet lähetetyn signaalin taajuussiirtymän ja moduloinnissa käytetyn koodin koodivaiheen selvittämiseksi, korrelointivälineet korrelaatiofunktiomatriisin muodostamiseksi vastaanotetun signaalin ja mainitun vertailukoodin perusteella, ja välineet epäkoherentin etsintämatriisin 20 muodostamiseksi mainitusta korrelaatiofunktiomatriisista. Keksintö kohdistuu vielä elektroniikkalaitteeseen, joka käsittää vastaanottimen, Γ . jossa on tahdistusvälineet lähetettyyn koodimoduloituun hajaspektrisig- :'· · naaliin tahdistumiseksi, välineet ainakin yhden moduloinnissa käytettyä ;·; . koodia vastaavan vertailukoodin muodostamiseksi, välineet lähetetyn .···. 25 signaalin taajuussiirtymän ja moduloinnissa käytetyn koodin koodivai- heen selvittämiseksi, korrelointivälineet korrelaatiofunktiomatriisin muo-: . ' dostamiseksi vastaanotetun signaalin ja mainitun vertailukoodin perus teella, ja välineet epäkoherentin etsintämatriisin muodostamiseksi mainitusta korrelaatiofunktiomatriisista.
Γ 30
Erityisesti satelliittisignaalien vastaanottamisessa merkittävänä ongel-. : mana on se, että signaalivoimakkuus vastaanottimessa on pieni. Tällöin .·! kohina ja muut häiriöt voivat haitata merkittävästi signaalien vas- **' taanottamista ja joissakin tilanteissa signaalien vastaanottaminen voi 35 olla jopa mahdotonta. Kohinan lisäksi häiriöitä voivat aiheuttaa toiset • signaalit, joiden kantoaaltotaajuus on sama tai lähes sama kuin 2 113425 vastaanotettavan signaalin taajuus. Lisäksi signaalissa oleva tasa-jännitekomponentti (DC-siirtymä) voi aiheuttaa häiriöitä suoramuunnos-vastaanottimissa ja matalaa välitaajuutta käyttävissä vastaanottimissa. Vastaanotettavalla taajuudella oleva häiritsevä signaali ja DC-siirtymä 5 voivat siirtyä ja/tai laskostua käsittelyn eri vaiheissa eri taajuisiksi häiritseviksi signaaleiksi. Näiden edellä mainittujen erilaisten häiriölähteiden eliminoiminen on vaikeaa ja lisäksi eri häiriömuotojen eliminoiminen ei yleensä onnistu yhtä häiriönpoistomenetelmää soveltamalla.
10 Tunnetaan koodijako-monikäyttötekniikkaan (CDMA, Code Division Multiple Access) perustuvia järjestelmiä. Tällaisissa järjestelmissä lähetettävä informaatio moduloidaan kullekin lähettimelle yksilöllisellä koodilla, ns. valesatunnaissekvenssillä. Kantoaaltotaajuutena voidaan eri lähettimissä kuitenkin käyttää samaa taajuutta. Moduloinnin tulok-15 sena syntyy koodimoduloitu laajakaistasignaali. Vastaanottimessa vastaanotetaan tämä signaali ja vastaanotin pyritään tahdistamaan siihen. Vastaanottimessa on tiedossa lähettimessä käytetty koodi, jota käytetään signaaliin tahdistumisessa. Tämän koodin avulla voidaan siis erottaa eri lähettimien signaalit toisistaan, vaikka kantoaaltotaajuutena 20 olisikin olennaisesti sama taajuus. Tahdistumisessa käytetään tavalli-sesti korrelaatiotekniikkaa, jossa korreloidaan vastaanotettua signaalia ja lähettimen käyttämää koodia vastaavaa, vastaanottimessa generoi- • · tua koodia. Korrelaatiotuloksesta pyritään löytämään maksimiarvoja, .···. joiden perusteella ajoitusta ja/tai vastaanottotaajuutta muutetaan. Häi- 25 riöt voivat kuitenkin vääristää korrelaatiotulosta tai aiheuttaa virheellisiä maksimikohtia, joten tahdistuminen ei välttämättä onnistu. Tähän on kehitetty ratkaisuja, joissa esim. korrelointiaikaa pidentämällä pyritään löytämään oikea ajoitus ja taajuus. Kuitenkin erityisesti heikoilla sig-·*: naaleilla, kuten vastaanotettaessa satelliittien lähettämää signaalia si- 30 sätiloissa, tahdistuminen perinteisellä vastaanottimella vaatisi useita tunteja tai jopa vuorokausia, mikä käytännön tilanteissa tekisi jopa mahdottomaksi tällaisten vastaanottimien käyttämisen sisätiloissa.
: Eräs tunnettu CDMA-tekniikkaa käyttävä järjestelmä on GPS-paikan- 35 nusjärjestelmä (Global Positioning System), jossa on useita maata kiertäviä satelliitteja. Jokainen GPS-järjestelmän toimiva satelliitti 3 113425 lähettää ns. L1-signaalia 1575,42 MHz:n kantoaaltotaajuudella. Tätä taajuutta merkitään myös 154f0, missä f0=10,23 MHz. Lisäksi satelliitit lähettävät L2-signaalia 1227,6 MHz:n kantoaaltotaajuudella, eli 120f0. Satelliitissa suoritetaan näiden signaalien modulointi ainakin yhdellä 5 valesatunnaissekvenssillä. Kullakin satelliitilla tämä valesatunnaissek-venssi on erilainen. Kussakin satelliitissa L1-signaalin moduloinnissa käytetään valesatunnaissekvenssinä mm. ns. C/A-koodia (Coarse/Acquisition code), jona käytetään Gold-koodia. Jokainen GPS-satelliitti lähettää signaalia käyttämällä yksilöllistä C/A-koodia. Koodit 10 muodostetaan kahden 1023-bittisen binäärisekvenssin modulo-2 summana. Ensimmäinen binäärisekvenssi G1 on muodostettu polynomilla X10+X3+1 ja toinen binäärisekvenssi G2 on muodostettu viivästämällä polynomia X10+X9+X8+X6+X3+X2+1 siten, että kullakin satelliitilla viive on erilainen. Tämä järjestely mahdollistaa sen, että eri C/A-koodit voi-15 daan muodostaa samanlaisella koodigeneraattorilla. C/A-koodit ovat siis binäärikoodeja, joiden kellotusnopeus (Chipping rate) GPS-järjes-telmässä on 1,023 MHz. C/A-koodi käsittää 1023 alibittiä (Chip), jolloin koodin toistoaika on 1 ms. L1 -signaalin kantoaaltoa moduloidaan vielä navigointi-informaatiolla 50 bit/s bittinopeudella. Navigointi-informaatio 20 käsittää tietoa satelliitin ’’terveydentilasta” (health), radasta, aikatietoa jne. GPS-järjestelmässä L1-signaalin moduloinnissa käytettävät koodit : eivät ole erityisen tehokkaita edellä esitettyjen kapeakaistaisten häiriöi- .·:! den eliminoimisen kannalta. Tällöin voimakkaan häiritsevän signaalin aiheuttama ristikorrelaatio heikompaan, vastaanotettavaan signaaliin *;·*! 25 voi estää vastaanotinta tahdistumasta tähän vastaanotettavaan signaa- • · · liin.
Vastaanottimen on suoritettava tahdistus mm. silloin, kun vastaanotin : kytketään päälle ja myös tilanteessa, jossa vastaanotin ei ole pitkään 30 aikaan pystynyt vastaanottamaan minkään satelliitin signaalia. Mm.
: !·. kannettavissa laitteissa tällainen tilanne voi syntyä helposti, koska laite • · · liikkuu ja laitteen antenni ei aina ole optimaalisessa asennossa satel-*:*’ Hitteihin nähden, mikä heikentää vastaanottimeen tulevan signaalin :,··ί voimakkuutta. Myös kaupunkialueilla rakennukset vaikuttavat vastaan- 35 otettavaan signaaliin ja lisäksi voi syntyä ns. monitie-etenemistä, jossa lähetetty signaali saapuu vastaanottimeen eri kulkureittejä, esim.
4 113425 suoraan satelliitista (line-of-sight) ja lisäksi rakennuksista heijastuneena. Tämä monitie-eteneminen aiheuttaa sen, että sama signaali vastaanotetaan useina eri vaiheisina signaaleina.
5 Edellä mainittu tahdistus ja taajuudensäätöprosessi on toistettava kullekin sellaisen satelliitin signaalille, jota vastaanottimessa vastaanotetaan. Tähän prosessiin kuluu siis runsaasti aikaa erityisesti tilanteessa, jossa vastaanotettavat signaalit ovat heikkoja. Tämän prosessin nopeuttamiseksi käytetään joissakin tunnetun tekniikan mukaisissa vas-10 taanottimissa useampia korrelaattoreita, jolloin samanaikaisesti voidaan etsiä useampia korrelaatiohuippuja. Pelkästään korrelaattoreiden lukumäärää kasvattamalla ei käytännön sovelluksissa tahdistus- ja taajuu-densäätöprosessia voida nopeuttaa kovinkaan paljon, koska korrelaattoreiden lukumäärää ei voi kasvattaa rajattomasti.
15
Joissakin tunnetun tekniikan mukaisissa GPS-vastaanottimissa on käytetty FFT-tekniikkaa vastaanotetun GPS-signaalin Doppler-siirtymän määrittämiseksi tavallisten korrelaattoreiden yhteydessä. Näissä vastaanottimissa käytetään korrelointia vastaanotetun signaalin kaistanle-20 veyden kaventamiseksi 1 kHz:iin. Tämä kapeakaistainen signaali ana-: ·. lysoidaan FFT-algoritmeilla kantoaaltotaajuuden määrittämiseksi.
* ‘ I
* * Nyt esillä olevan keksinnön eräänä tarkoituksena on aikaansaada me- netelmä tahdistumisen nopeuttamiseksi ja vastaanotin, jossa tahdistus 25 lähetettyyn signaaliin voidaan suorittaa merkittävässä määrin nopeam- • » · ” min kuin tunnetun tekniikan mukaisissa vastaanottimissa myös heikoilla ja häiriöisillä signaaleilla. Keksintö soveltuu erityisesti sijainninmääritys-vastaanottimissa käytettäväksi, mutta myös muihin vastaanottimiin, ί V' edullisesti CDMA-vastaanottimiin, joissa vastaanottimen on tahdistut- 30 tava hajaspektrisignaaliin. Keksintö perustuu siihen ajatukseen, että ; \ korrelaatiofunktiomatriisista muodostettua epäkoherenttia etsintämatrii- siä käsitellään tilastollisin menetelmin. Lisäksi voidaan suorittaa yli- * · ·;·* päästösuodatus lasketuille korrelaatiofunktion arvoille ulostulosignaa- :/·: Mile. Täsmällisemmin ilmaistuna nyt esillä olevan keksinnön mukaiselle :\i 35 menetelmälle on pääasiassa tunnusomaista se, että menetelmässä suoritetaan ainakin yksi seuraavista: 5 113425 mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioita muokataan mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden ainakin yhden tilastollisen ominaisuuden perusteella, ennen mainitun korrelaatiofunktiomatriisin muodostusta suorite-5 taan ylipäästösuodatus.
Nyt esillä olevan keksinnön mukaiselle järjestelmälle on pääasiassa tunnusomaista se, että järjestelmä käsittää lisäksi ainakin yhdet seuraavista välineistä: 10 - välineet mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden muok kaamiseksi mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden ainakin yhden tilastollisen ominaisuuden perusteella, välineet ylipäästösuodatuksen suorittamiseksi ennen mainitun korrelaatiofunktiomatriisin muodostusta.
15
Nyt esillä olevan keksinnön mukaiselle elektroniikkalaitteelle on vielä pääasiassa tunnusomaista se, että elektroniikkalaite käsittää lisäksi ainakin yhdet seuraavista välineistä: välineet mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden muok- 20 kaamiseksi mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden : · _ _ ainakin yhden tilastollisen ominaisuuden perusteella, !·. : - välineet ylipäästösuodatuksen suorittamiseksi ennen mainitun korrelaatiofunktiomatriisin muodostusta.
25 Nyt esillä olevalla keksinnöllä saavutetaan merkittäviä etuja tunnetun ; tekniikan mukaisiin menetelmiin, järjestelmiin ja elektroniikkalaitteisiin verrattuna. Keksinnön mukaisella menetelmällä saadaan DC-siirtymä-häiriöitä ja vastaanotettavalla taajuudella tai sitä lähellä olevan voimak-; v kaan häiriölähteen vaikutusta merkittävässä määrin vaimennettua, jol- 30 loin tällaisten häiriöiden vaikutus vastaanottoon pienenee. Tällöin on : X mahdollista vastaanottaa heikompiakin signaaleita kuin tunnetun teknii- ’:!. ] kan mukaisilla vastaanottimina.
: ‘ . i Nyt esillä olevaa keksintöä selostetaan seuraavassa tarkemmin viitaten ‘ ·.: 35 samalla oheisiin piirustuksiin, joissa 6 113425 kuva 1 esittää pelkistettynä lohkokaaviona vastaanotinta, jossa keksinnön mukaista menetelmää voidaan soveltaa, kuva 2 esittää keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukai-5 sen menetelmän korrelointivaihetta pelkistettynä kaaviona, kuva 3 esittää keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukaisen menetelmän analyysivaihetta pelkistettynä kaaviona, 10 kuva 4 esittää keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukaisen menetelmän summausvaihetta pelkistetysti, kuva 5 esittää keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukaisen menetelmän päättelyvaihetta pelkistetysti, ja 15 kuva 6 esittää keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukaista elektroniikkalaitetta pelkistettynä lohkokaaviona.
Seuraavassa keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukaisen 20 menetelmän kuvauksessa käytetään esimerkkinä kuvan 1 mukaista ;·. § vastaanotinta, joka on tarkoitettu käytettäväksi GPS-satelliittien lähet- : tämien signaalien vastaanottimena sijainninmääritystä varten. On kui- .*:·] tenkin selvää, että keksintöä ei ole rajoitettu ainoastaan tällaisiin vas- taanottimiin, vaan vastaanottimena voidaan käyttää muutakin koodivai-25 hemoduloidun signaalin vastaanottamiseen tarkoitettua vastaanotinta. "· Myös vastaanottimen yksityiskohdat voivat poiketa kuvassa 1 esitetystä vastaanottimesta.
; V Kuvan 1 vastaanottimessa 1 vastaanotettava signaali muunnetaan so- 30 pivimmin välitaajuudelle muunninlohkossa 2. Tässä vaiheessa signaali : käsittää sinänsä tunnetusti kaksi komponenttia: I- ja Q-komponentit, joiden välillä on 90° vaihe-ero. Nämä välitaajuudelle muunnetut analo-giset signaalikomponentit digitoidaan digitointilohkossa 3 ja johdetaan kertojalohkoon 4. Kertojalohkossa 4 digitoidun signaalin I- ja Q-kompo-35 nentit kerrotaan numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 (NCO, Numerically Controlled Oscillator) muodostamalla signaalilla. Tämä numeerisesti 7 113425 ohjatun oskillaattorin 5 signaali on tarkoitettu korjaamaan Doppler-siir-tymästä ja vastaanottimen 1 paikallisoskillaattorin (ei esitetty) taajuus-virheestä johtuva taajuuspoikkeama. Kertojalohkon 4 muodostama signaali johdetaan tahdistuslohkoon 6. Tämä tahdistuslohko 6 pyrkii siis 5 löytämään satelliitin koodivaiheen ja taajuuspoikkeaman käytettäväksi tahdistuksen jälkeisissä toiminnoissa. Ohjauslohkolla 7 ohjataan tahdistuksen aikana skannauslohkoa 8, jonka avulla numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 taajuutta säädetään tarvittaessa. Ohjauslohko 7 ohjaa ensimmäistä kytkintä 9 kytkemään joko tämän skannauslohkon 8 muo-10 dostama signaali tahdistuksen aikana numeerisesti ohjatulle oskillaattorille 5 tai koodin selvityslohkon 11 muodostama ohjaussignaali numeerisesti ohjatulle oskillaattorille 5 sen jälkeen, kun tahdistus on saavutettu. Toisella kytkimellä 10 ohjataan tätä seurantalohkon 11 toimintaa. Tämä seurantalohko 11 muodostaa osan sinänsä tunnetusta koodivai-15 helukitusta silmukasta ja kantoaaltovaihelukitusta silmukasta (ei esitetty).
Käyttöjännitteiden kytkemisen jälkeen tai tilanteessa, jossa vastaanotin 1 ei ole pystynyt vastaanottamaan GPS-satelliittien signaalia pitkään 20 aikaan, suoritetaan vastaanottimessa 1 kaksidimensioinen etsintävaihe kullekin satelliitille, joiden signaalia vastaanotetaan. Tässä kaksidimen-: sioisessa etsintävaiheessa tarkoituksena on selvittää kunkin satelliitin .«V! kantoaaltotaajuus sekä koodivaihe. Tähän kantoaaltotaajuuteen vai-
I I I
kuttaa siis satelliitin liikkumisesta johtuva Doppler-siirtymä sekä vas-*;··‘ 25 taanottimen paikallisoskillaattorin epätarkkuudet. Taajuusepävarmuus *; voi olla varsin suuri, jopa ± 6 kHz, jolloin vastaanottimen 1 on suoritet- :···: tava etsintä n. 12kHz:n taajuusalueelta varsinaisen lähetystaajuuden (L1 = 1575,42 MHz) suhteen. Vastaanotin 1 ei myöskään tiedä tarkkaa : '. koodivaihetta, jolloin vastaanottimen on suoritettava myös koodivaiheen : 30 selvitys 1023 mahdollisesta koodivaiheesta. Tällöin saadaan kaksidi- : mensioinen etsintäprosessi, jossa yksi dimensio on taajuuspoikkeama / 12 kHz:n alueella ja toinen dimensio on koodivaihe 1023:sta erilaisesta koodivaiheesta. Keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukai- · sessa menetelmässä voidaan kerrallaan tutkia n. 500 Hz:n taajuusalue, 35 jolloin menetelmää toistetaan tarvittaessa 24 kertaa koko tutkittavan 12kHz:n taajuusalueen kattamiseksi. On selvää, että tässä selityk- 8 113425 sessä käytettävät esimerkkiarvot ovat vain keksintöä selventävinä, mutta eivät rajoittavina esimerkkeinä. Keksintöä voidaan soveltaa muissakin kuin GPS-järjestelmissä, jolloin mm. mainitut taajuusarvot, koodivaiheet sekä koodien lukumäärä voi vaihdella. Etsintäprosessin ei 5 välttämättä tarvitse olla kaksidimensioinen, vaan se voi joissakin sovelluksissa olla myös joko yksi- tai useampi kuin kaksidimensioinen. Tällöin yksivaiheisessa etsintäprosessissa pyritään selvittämään esimerkiksi koodivaihe.
10 Selostetaan seuraavaksi tahdistustoimintaa kaksidimensioisen etsintä-matriisin muodostamiseksi kuvan 1 mukaisessa vastaanottimessa 1. Tahdistuksen käynnistämiseksi skannauslohko 8 asettaa numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 taajuuden siten, että vastaanottimella 1 vastaanotetaan edullisesti taajuusalueen pienimpiä taajuuksia, tässä esi-15 merkissä 1575,414 MHz—1575,4145 MHz. Vastaanotin voi määrittää aloitustaajuuden myös siten, että vastaanotin käyttää hyväksi esim. aikaisemmin selvitettyä sijaintitietoa ja/tai almanakkatietoa, jolloin tahdistusta voidaan vielä nopeuttaa. Vastaanotettavasta signaalista tallennetaan näytteitä näytevektoreiden muodostuslohkossa 12 edullisesti 20 kompleksisiksi näytevektoreiksi pk(1), pk(2)...pk(N), joissa kussakin on 1023 näytettä tässä edullisessa suoritusmuodossa. Näytevektoreiden .·, : muodostuslohkon 12 näytteiden tallennustaajuus tässä edullisessa suo- ,*;·! ritusmuodossa on olennaisesti sama tai suurempi kuin alibittien kello- tusnopeus, eli n. 1.023 MHz - 10.23 MHz. Näytevektorit ovat jatkuvia 25 siten, että seuraava näytevektori jatkuu ajallisesti edellisen näytevekto- • » · "· rin jälkeen, eli näytevektorin viimeisen näytteen ja seuraavan näyte- vektorin ensimmäisen näytteen aikaero on olennaisesti sama kuin näytevektorin peräkkäisten näytteiden välinen aikaero. Nämä 1023 näy-I V tettä vastaavat siis n. 1 ms:n mittaista signaalia, jolloin aika-taajuus- j 30 muunnoksessa taajuusalue on n. 1 kHz, josta osa voidaan hyödyntää.
: Näytevektoreiden muodostusvaihetta on esitetty viitteellä 101 ohei-
I ( I
* ‘ sessa kuvassa 2.
:/·! Näytevektoreita on edullisesti N kappaletta, missä N on sopivimmin 35 kahden potenssi. Lisäksi näytevektoreiden muodostus toistetaan keksinnön edullisessa suoritusmuodossa K kertaa, kuten myöhemmin 9 113425 tässä selityksessä esitetään. Alaindeksillä k ilmaistaan seuraavissa merkinnöissä eri toistokertoja. Näytevektoreiden pk(1), pk(2)...pk(N) lukumäärän N arvoa määritettäessä tulee huomioida GPS-järjestelmässä se, että signaaliin on moduloitu informaatiota bittinopeudella 50 bittiä/s 5 binäärisenä vaihemodulaationa. Toinen tätä näytevektoreiden pk(1), pk(2)...pk(N) lukumäärää N rajoittava tekijä on vastaanottimen paikallisoskillaattorin taajuusstabiilius.
Näytevektoreiden muodostusvaiheen lisäksi keksinnön mukaisessa 10 tahdistusmenetelmässä suoritetaan korrelointivaihe korrelaatiofunk-tiomatriisin muodostamiseksi. Tämä korrelointivaihe voidaan suorittaa osittain jo näytteenoton aikana, tai sen jälkeen kun N kappaletta näyte-vektoreita pk(1), pk(2)...pk(N) on muodostettu. Jos korrelointivaihe suoritetaan esim. siten, että kunkin näytevektorin tallennuksen jälkeen las-15 ketään sille aika-taajuusmuunnos, kuten nopea Fourier-muunnos (FFT), voidaan samaa aika-taajuusmuunninta käyttää kaikissa N kappaleessa näytevektoreita pk(1), pk(2)...pk(N). Jos sen sijaan korrelointivaihe suoritetaan N näytevektorin tallennuksen jälkeen, on käytettävä joko kullekin näytevektorille omaa aika-taajuusmuunninta, tai aika-taa-20 juusmuunnokset suoritetaan eri näytevektoreille peräkkäin samassa :·. , aika-taajuusmuuntimessa. Kuvassa 2 on esitetty menetelmän korre- !·. : lointivaihetta, jossa näytevektoreista pk(1), pk(2)...pk(N) muodostetaan / korrelaatiofunktiomatriisi Cxk. Vaikka jatkossa tässä selityksessä pää- • 4 » * asiassa käytetään esimerkkinä aika-taajuusmuunnoksesta Fourier-;' ! 25 muunnosta ja käänteisestä muunnoksesta, eli taajuus-aikamuunnok- «tl / sesta käänteistä Fourier-muunnosta, on selvää, että nyt esillä olevaa ‘ · · : keksintöä ei ole rajoitettu ainoastaan näihin esimerkkeihin.
i V Kullekin näytevektorille pk(1), pk(2)...pk(N) suoritetaan diskreetti Fourier- 30 muunnos 102, sopivimmin nopea Fourier-muunnos, eli FFT-muunnos: i i
Pk(i) = FFT(pk(i)), missä i=1N (1) • * · ; Tätä esittävät lohkot FFT1, FFT2, ..., FFTN kuvassa 2. Käytännön las- • i 35 kutoimituksissa käytetään edullisesti 1024:ää arvoa, koska tällöin dis- 10 113425 kreetti Fourier-muunnos on käytännön sovelluksissa huomattavasti tehokkaammin toteutettavissa (FFT-algoritmilla) kuin käytettäessä 1023:a arvoa. Eräs tapa tämän aikaansaamiseksi on lisätä ylimääräinen nolla 1024:ksi alkioksi. Tällä on vähäinen vaikutus muunnostulokseen .
5
Vastaanottaessa on tallennettuna sopivimmin kaikkien niiden lähetteiden koodit, joiden vastaanottamiseen vastaanotin 1 on tarkoitettu. Tällöin GPS-järjestelmän yhteydessä vastaanottimeen 1 on tallennettu GPS-järjestelmän satelliittien (ei esitetty) C/A-koodia vastaavat vertailu-10 koodit r(x), missä x viittaa satelliitin tunnukseen, esim. x on välillä 1— 36. Vertailu koodeja ei välttämättä tarvitse tallentaa, vaan ne voidaan myös generoida vastaanottimessa. Korrelaatiovaiheessa valitaan tai generoidaan kulloinkin sen satelliitin vertailukoodi, jonka lähettämään signaaliin vastaanotinta tahdistetaan. Vertailukoodi on käännetty ajalli-15 sesti takaperin. Tälle takaperoiselle vertailukoodille, jota kuvassa 2 on merkitty viitteellä r(x), suoritetaan diskreetti Fourier-muunnos 103, sopivimmin nopea Fourier-muunnos, eli FFT-muunnos: R(x) = FFT(r(x)) (2) 20 i .. Takaperoinen vertailukoodi r(x) ja/tai sen FFT-muunnos on voitu » » : . : tallentaa jo etukäteen vastaanottimen muistivälineisiin, tai se muodos- v : tetaan vertailukoodista r(x) tahdistuksen yhteydessä.
t I i • * * t * 25 Seuraavaksi korrelaatiovaiheessa suoritetaan kunkin näytevektorin pk(i) • ·
Fourier-muunnostuloksen Pk(i) ja takaperoisen vertailukoodin r(x) Fourier-muunnoksen R(x) välinen kertolasku 104: I··:! Mxk(i) = R(x)-Pk(i) (3) 30 : i Näille kertolaskujen tuloksille suoritetaan vielä käänteinen Fourier- muunnos 105, jolloin tuloksena saadaan vertailukoodin r(x) ja vastaan-. otetun signaalin ristikorrelaatio kaikilla mahdollisilla kokonaislukuvii- . : peiliä (1023 kpl).
35 11 113425 rryk(i) = iFFT(M„,k(i)) (4) Tämä perustuu siihen, että aikatason signaalien konvoluution Fourier-muunnos vastaa Fourier-muunnettujen, eli taajuustasoon muunnettujen 5 aikatason signaalien, kertolaskua. Kun lisäksi käytetään takaperoista vertailukoodia, voidaan Fourier-muunnoksella suorittaa nopea diskreettiaikainen korrelaatio. Ristikorrelaatiotulos käsittää tässä edullisessa esimerkissä tällöin 1023 alkiota. Näistä eri näytevektoreista pk(i) muodostetuista ristikorrelaatiotuloksista mxk(i) muodostetaan korrelaa-10 tiofunktiomatriisi CXjk, jossa rivien määrä on näytevektoreiden lukumäärä N.
On selvää, että vertailukoodin ajallisen kääntämisen sijasta voidaan näytevektoreista pk(i) muodostaa takaperoisia näytevektoreita pj<(i), jol-15 loin edellä esitetyissä laskutoimituksissa käytetään vertailukoodia r(x) suoraan ja takaperoisia näytevektoreita.
On syytä vielä mainita, että kokonaisuudessaan tämän keksinnön soveltamisen kannalta ei sinänsä ole merkitystä sillä, mitä menetelmää 20 käytetään ristikorrelaatiotuloksen aikaansaamiseksi.
• · • · • 4 · •
Korrelaatiovaiheessa muodostetun korrelaatiofunktiomatriisin Cxk rivit esittävät vastaanotetun signaalin ja vertailukoodin ristikorrelaatiota eri vaihe-eroilla yhden millisekunnin välein otettuna. Kaavana korrelaatio-25 funktiomatriisi voidaan tällöin esittää seuraavasti: • 1 » • · Γ mx,k(i)~ mik(2) ···: Crt= (5) I i » » ♦ ·
Seuraavassa vaiheessa eli analyysivaiheessa käytetään korrelaatio-30 funktiomatriisin Cx k transpoosia 106, jossa rivit esittävät aikatasossa signaalin näytteitä. Kukin rivi vastaa tiettyä koodivaihe-eroa vastaan-• otetun signaalin ja vertailukoodin välillä. Tämän korrelaatiofunktiomat- 12 113425 riisin Cxk transpoosin kullekin riville suoritetaan Fourier-muunnos 107 koherentin etsintämatriisin Axk muodostamiseksi. Tätä esittää oheinen kuva 3.
5 Ax,k=FFT(cTk) (6) Käytännön sovelluksissa ei korrelaatiofunktiomatriisista tarvitse erikseen muodostaa transponoitua matriisia, vaan tallennetun korrelaatio-funktiomatriisin Cx>k alkiot luetaan muistista 16 (kuva 6) eri suunnassa, 10 edullisesti sarakkeittain.
Korrelaatiofunktiomatriisi Cx k voidaan muodostaa myös esim. sinänsä tunnetusti sovitettuja suodattimia (matched filter) käyttämällä. Tällöin sovitetun suodattimen ulostulosignaalille suoritetaan edullisesti näyt-15 teenotto, jossa muodostetaan jatkokäsittelyvaiheille, kuten Fourier-muunnokselle 107, sopiva näytesignaali. Näytteenottotaajuutena tässä vaiheessa on n. 1 kHz, kun kyseessä on GPS-satelliittien signaaleja vastaanottamaan tarkoitettu vastaanotin.
20 Tahdistuslohkossa 6 suoritetaan vielä epäkoherentti summausvaihe, : '· jossa signaalikohinasuhdetta parannetaan. Epäkoherentin summaus- V vaiheen toteuttamiseksi toistetaan 108 edellä esitettyjä näytevektorei- :T: den muodostusvaihetta, korrelointivaihetta ja analyysivaihetta K kertaa (kuva 4). Tämä toistojen lukumäärä K valitaan edullisesti siten, että sig-25 naali-kohinasuhdetta saadaan riittävästi parannettua, kuitenkin kohtuul-.···. lisessa ajassa. Kullakin analyysivaiheen suorituskerralla muodostetaan yksi koherentti etsintämatriisiAx k, jolle suoritetaan epäkoherentti sum-.. . maus epäkoherentin etsintämatriisin Sx muodostamiseksi. Epäkohe- rentti etsintämatriisi Sx muodostetaan edullisesti seuraavasti. Kunkin • * ·;·’ 30 koherentin etsintämatriisin Ax k kompleksisista alkioista axk(i,j) laske- : taan edullisesti suuruus (itseisarvo) tai muu lukuarvo, kuten alkion suu- 1": ruusarvon toiseen potenssiin korotus. Kunkin epäkoherentin etsintämat- / . riisin vastinalkioista lasketut lukuarvot summataan 109, eli suoritetaan ; : matriisien yhteenlasku, joka voidaan esittää kaavalla: 35 13 113425
J κ(1.1) - K,(1.WJ
s. V (7) *’[18,,(1023,1^ ... |a,,(lQ23,Nj_
Epäkoherentti etsintämatriisi voidaan käytännön sovelluksissa muodostaa ainakin kahdella tavalla. Ensimmäisessä toteutusvaihtoehdossa 5 tallennetaan kullakin toistokerralla muodostettu koherentti etsintämatriisi. Tarvittavien toistokertojen jälkeen suoritetaan epäkoherentti etsintämatriisi summaamalla vastinalkiot kaavan 7 mukaisesti. Tässä toteutusvaihtoehdossa tarvitaan muistia kaikkien koherenttien etsintämat-riisien alkioiden tallentamiseen. Toisen toteutusvaihtoehdon mukaan 10 lasketaan ensin yksi koherentti etsintämatriisi, jonka arvot kopioidaan summamatriisin alkioiksi. Kullakin seuraavalla toistokerralla muodostetaan koherentti etsintämatriisi, jonka arvot summataan epäkoherentin etsintämatriisin vastinalkioiden kanssa. Tässä vaihtoehdossa suoritetaan vastinalkioiden summaus siis joka toistokerralla. Tällöin tallenne-15 taan vain yksi koherentti etsintämatriisi, jolloin muistia tarvitaan vähemmän kuin ensimmäisessä vaihtoehdossa.
Sen jälkeen, kun tarvittavat toistokerrat on suoritettu, selvitysvaiheessa : muokataan tämän epäkoherentin etsintämatriisin Sx alkioiden sx(i,j) ; 20 arvoja tahdistusnopeuden ja -tarkkuuden parantamiseksi. Keksinnön :T: erään edullisen suoritusmuodon yhteydessä tämä toteutetaan seuraa- vasti. Epäkoherentista etsintämatriisista muodostetaan edullisesti kaksi suodatusmatriisia, joiden perusteella tahdistus suoritetaan. Suodatus- .···. matriisien laskemiseksi lasketaan kutakin taajuutta vastaavien eri koo- 25 divaiheiden alkioista edullisesti ensimmäinen ja toinen skaalaustekijä . sopivia tilastollista menetelmiä käyttäen. Tämä laskenta suoritetaan siis *;;; sarakkeittain siinä tapauksessa, että kukin etsintämatriisin rivi vastaa • · tiettyä koodivaihe-eroa vastaanotetun signaalin ja vertailukoodin välillä Ensimmäinen skaalaustekijä lasketaan esimerkiksi kaikkien yhtä taa-30 juutta vastaavien eri koodivaiheiden arvojen keskiarvona. Tämä en-simmäinen skaalaustekijä vähennetään tämän jälkeen tämän sarak-: \ keen kaikista arvoista ja näistä tuloksista muodostetaan ensimmäisen suodatusmatriisin yksi sarake. Toinen skaalaustekijä voidaan laskea 14 113425 edullisesti keskihajonnan avulla. Tällöin kunkin sarakkeen arvoista lasketaan keskihajonta, joka voidaan skaalata kertomalla sopivalla luvulla, esimerkiksi seitsemällä. Tämän jälkeen sarakearvoista vähennetään tämä toinen skaalaustekijä ja tallennetaan muodostetut arvot toisen 5 suodatusmatriisin sarakearvoiksi. Jos jokin arvo on edellä mainittujen vähennysten jälkeen negatiivinen, asetetaan se edullisesti nollaksi.
Edellä esitettyjä vaiheita toistetaan epäkoherentin etsintämatriisin jokaiselle sarakkeelle, eli kullekin sarakkeelle lasketaan oma ensimmäinen 10 ja toinen skaalaustekijänsä, joilla kyseisen sarakkeen arvoja muokataan ja tallennetaan ensimmäisen ja toisen suodatusmatriisin sarakearvoiksi. Sen jälkeen kun ensimmäinen ja toinen suodatusmatriisi on muodostettu, pyritään ensimmäisestä ja/tai toisesta suodatusmatriisista löytämään sellainen arvo, joka ylittää ennalta asetetun kynnysarvon ja 15 on selvästi muita arvoja suurempi. Jos tällainen arvo löytyy, ilmaisee se koodivaihe-eron sekä taajuuspoikkeaman, koska kyseessä on todennäköisesti satelliitin lähettämä signaali. Mikäli signaali ei ole haluttua signaalia, vaan kohinaa tai muuta satunnaista häiriösignaalia, ei merkittäviä korrelaatiohuippuja pitäisi muodostua. Koodivaihe-ero ilmenee 20 tämän suurimman arvon rivi-indeksistä ja vastaavasti taajuuspoik- ;·... keama ilmenee sarake-indeksistä. Edellä esitetty keskiarvoon perus- .·. : tuva muokkaus poistaa tehokkaasti DC-siirtymähäiriön. Tämä perustuu siihen, että DC-siirtymä vaikuttaa jonkin sarakkeen kaikkiin arvoihin • · » olennaisesti samansuuruisena. Tällöin tällaisen sarakkeen arvojen kes-25 kiarvo on suhteellisen suuri. Vastaavasti keskihajontaan perustuva • · · / muokkaus vaikuttaa tehokkaasti ristikorrelaatiohäiriöihin, kuten voimak- :···: kaan oleellisesti samalla taajuudella olevan hajaspektrilähetteen ai heuttamiin ristikorrelaatiotuloksiin. Tämä perustuu siihen, että häiriölä-i v hetteen aiheuttama ristikorrelaatio vaikuttaa vain osaan eri koodivai- 30 heistä, jolloin keskihajonta ja myös varianssi on huomattavan suuri.
: Edellä mainitut laskennat voidaan edullisesti suorittaa digitaalisessa "!/ signaalinkäsittely-yksikössä 15 tai muussa tarkoitukseen soveltuvassa laskentaelimessä.
35 Kuvan 5 esimerkissä on esitetty eräs tilanne, jossa häiriöitä on vaimennettu ja selvästi muita arvoja suurempi arvo on löytynyt. Jos sen sijaan 15 113425 epäkoherentista etsintämatriisista Sx ei löydy tällaista arvoa, eli tutkitulla taajuusalueella ei todennäköisesti vastaanotettu haettavan satelliitin lähettämää signaalia, muutetaan tutkittavaa taajuuskaistaa ja suoritetaan edellä esitetyt vaiheet epäkoherentin etsintämatriisin muodostami-5 seksi. Tällä menetelmällä saadaan koko tutkittava 12 kHz:n alue käytyä läpi toistamalla edellä esitetyt vaiheet tarvittavan monta kertaa.
Tarvittaessa voidaan edellä esitetyt vaiheet toistaa koko tutkittavalle taajuuskaistalle ja tallentaa eri toistokerroilla muodostetut suodatusmat-10 riisit tai vain mahdolliset huippukohdat, ennen kuin etsitään suurinta korrelaatiohuippua. Tällöin voidaan pienentää virhetulkintojen mahdollisuutta mm. sellaisessa tilanteessa, jossa kynnysarvo on asetettu liian pieneksi ja vielä suodattumaton häiriösignaali voi aiheuttaa virhetulkin-nan.
15
Keksintöä voidaan luonnollisesti soveltaa myös siten, että muodostetaan ensin yksi suodatusmatriisi, esim. ensimmäinen suodatusmatriisi. Mikäli tästä suodatusmatriisista ei löydy yhtä selkeästi muita arvoja suurempaa arvoa, muodostetaan myös toinen suodatusmatriisi ja suo-20 ritetaan etsintä sen arvojen perusteella. On myös mahdollista muodos-··.. taa ensin yksi suodatusmatriisi, esim. ensimmäinen suodatusmatriisi, ja .·. : mikäli tästä suodatusmatriisista ei löydy olennaisesti muita arvoja suu- .•V. rempaa arvoa, voidaan tästä ensimmäisestä suodatusmatriisista muo- dostaa toinen suodatusmatriisi ja suorittaa etsintä sen arvojen perus-':**! 25 teella.
Tämän keksinnön erään toisen edullisen suoritusmuodon mukaisessa menetelmässä suoritetaan ylipäästösuodatus 110 (kuva 2) ennen et-| V sintämatriisien muodostusta. Sopivimmin tämä ylipäästösuodatus suo- 30 ritetaan korrelaatiofunktion laskemisen jälkeen, ennen korrelaatiofunk- : I·, tiomatriisin Cxk muodostusta. Tällöin ylipäästösuodatus suoritetaan näytevektoreista pk(i) muodostetuille ristikorrelaatiotuloksille mx>k(i) ja ;·’ ylipäästösuodatetuista arvoista muodostetaan korrelaatiofunktiomatriisi
Cxk.
V i 35 16 113425
Tarkastellaan ylipäästösuodatuksen vaikutusta signaaliin. Analogia-di-gitaalimuuntimen 3 lähdössä oleva DC-siirtymä muuttuu pienitaajui-seksi sinisignaaliksi sekoittimessa 4. Tämän muodostuvan siniaallon taajuus on olennaisesti sama kuin numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 5 taajuus. Jos oletetaan, että taajuussiirtymä kantataajuudella on rajoitettu pienemmäksi kuin 100 kHz, on siniaallon taajuus aina pienempi kuin 100 kHz. Haluttu signaali korrelaatiofunktion laskentaelimen lähdössä on olennaisesti yhden hajotuskoodisymbolin (chip) pituinen, mikä GPS-järjestelmässä merkitsee siis 0,98 us impulssia (=1/1023000 s). 10 Tämä impulssi sisältää huomattavasti korkeampia taajuuksia kuin DC-siirtymästä generoituneet siniaallot. Tällöin ylipäästösuodatus ei vaimenna haluttua signaalia haitallisessa määrin.
Mainittakoon tässä yhteydessä se, että kaikki pienitaajuiset häiriöt 15 käyttäytyvät mainitun DC-siirtymän tavoin. Tällöin ylipäästösuodatti-mella saadaan kaikkien yiipäästösuodattimen rajataajuutta pienempi-taajuisten häiriöiden vaikutus eliminoitua. Yiipäästösuodattimen mainittu sijoituspaikka korrelaatiofunktion laskemisen jälkeen on edullinen, koska siinä näytteiden resoluutio on yleensä vähintään kymmenen bit-20 tiä, mikä on riittävä estämään ylipäästösuodatinta huonontamaan varsi-naisen signaalin laatua. Analogia-digitaalimuuntimen 3 resoluutio sen : sijaan on mm. tehonkulutussyistä ja tarvittavan laitteiston monimutkai- suuden rajoittamiseksi tavallisesti vain kahdesta neljään bittiä, mikä yleensä ei riitä tarpeeksi laadukkaan ylipäästösuodatuksen suorittami- ; 25 seen.
* «·
Ylipäästösuodatuksen lisäksi etsintämatriisista voidaan haluttaessa edullisesti muodostaa yksi suodatusmatriisi, jossa tilastollisena funk-i .·' tiona käytetään edullisesti standardipoikkeamaa, kuten edellä on esi- 30 tetty. Tällöin voidaan saada sekä DC-siirtymähäiriöt että ristikorrelaa-tiohäiriöt vaimennettua merkittävästi tehokkaammin kuin tunnetun tek- ·.' nilkan mukaisissa vastaanottimissa.
Sen jälkeen kun oikea taajuuspoikkeama ja koodivaihe on selvitetty, : 35 voidaan vastaanotin asettaa seurantatilaan (tracking). Heikoimmilla signaaleilla ei datavastaanotto onnistu, vaan on sinänsä tunnetusti tur- 17 113425 vauduttava esim. matkaviestinverkon kautta saatuun dataan. Etäisyys-mittaus on edelleen mahdollista alentuneella tarkkuudella. Seurantatila asetetaan vaihtamalla kytkimet (kuva 1) toiseen asentoon, jolloin vastaanotettu informaatio johdetaan seurantalohkoon 11, jossa muodos-5 tetaan myös takaisinkytkentä numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 taajuuden hienosäätöä varten.
Sijainnin laskemiseksi vastaanotin suorittaa signaalin vastaanoton so-pivimmin vähintään neljästä satelliitista vastaanotetun signaalin perus-10 teella. Tällöin edellä esitetty tahdistus toistetaan tarvittaessa kunkin satelliitin signaalia varten, jolloin vertailusekvenssiksi r(x) valitaan kulloinkin sen satelliitin koodi, johon tahdistus suoritetaan.
Selostetaan vielä laskostumisen vaikutusta keksinnön mukaisessa 15 vastaanottimessa 1. Laskostumisilmiö muodostuu analogia-digitaalimuunnoksessa, jos siihen johdetaan signaaleja, joiden taajuus on suurempi kuin puolet näytteenottonopeudesta. Kuten edellä on mainittu, analogia-digitaalimuuntimen 3 ulostulossa oleva DC-siirtymä muuttuu pienitaajuiseksi sinisignaaliksi taajuuskonversiossa sekoittimessa 4. 20 Tämän sinisignaalin taajuus on olennaisesti sama kuin numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 taajuuden negaatio. Jos esimerkiksi taajuussiir-]·, : tymä on +20 kHz ja etsintää ollaan suorittamassa taajuusalueella, jonka keskitaajuus on -1300 Hz, on numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 taa-juus asetettu arvoon +20000 + -1300 Hz = +18700 Hz. Taajuuskonver-’;··* 25 sio muuntaa vastaanotettavan satelliittisignaalin taajuuden n. 0 Hz:iin, jolloin DC-siirtymästä aiheutuvan siniaallon taajuus siirtyy alaspäin n. -,./ -18700 Hz:iin. Taajuuskonversion ja desimoinnin jälkeen signaalista lasketaan korrelaatiofunktio. Korrelaatiofunktion laskenta vaimentaa eri taajuisia signaaleja eri tavalla, jolloin DC-siirtymähäiriön vaikutus on 30 riippuvainen taajuussiirroksen määrästä.
» ·
Korrelaatiofunktion laskemisen jälkeen signaali näytteistetään uudel-’·;· leen esim. 1 kHz:n näytteenottotaajuudella. Tässä vaiheessa kaikki : signaalit, joiden taajuus on +/- 500 Hz:n ulkopuolella, laskostuvat välille 35 -500 Hz ... +500 Hz. Myös DC-siirtymästä muodostunut signaali las- kostuu tälle välille. Tämän laskostuneen DC-siirtymästä muodostuneen 18 113425 signaalin taajuus voidaan lasketa vähentämällä tai lisäämällä sopiva määrä kokonaisia kilohertsejä sinisignaalin taajuuteen. Esimerkiksi -18700 sinisignaalin taajuus laskostumisen jälkeen on 300 Hz, koska -18700 + 19000 = +300. Tämä voidaan esittää kaavalla fiask=faikuP-5 1000*[faikup/1000], missä merkintä [] tarkoittaa pyöristystä lähimpään kokonaislukuun, faikUp= -tuico. ja fhico on numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 taajuus taajuuskonversiossa. Tämän kaavan avulla on mahdollista laskea DC-siirtymän aiheuttaman häiriön taajuus, jolloin voidaan välttää käyttämästä epäkoherentin etsintämatriisin tätä 10 taajuutta vastaavaa saraketta.
Myös ristikorrelaation vaikutusta voidaan analysoida vastaavasti las-kostumisilmiön avulla. Taajuuskonversio aikaansaa myös ristikorrelaa-tiohäiriön taajuuden siirtymisen ja laskostumisen. Jos esimerkiksi taa-15 juussiirtymän arvona on +20 kHz, risti korrelaatiota aiheuttavan satelliitin Doppler-taajuus on +2400 Hz, ja tutkittavana olevan taajuusalueen keskitaajuus on -1300 Hz, on numeerisesti ohjatun oskillaattorin 5 taajuus asetettu arvoon 18700 Hz. Tällöin ristikorrelaatiosignaalin taajuus muuttuu +3700 Hz:ksi.
20 ·*·.. Gold-koodien ominaisuuksista johtuen korrelaatiofunktion laskeminen : vahvistaa paitsi haluttua signaalia myös ristikorrelaatiosignaalia. Tyypil- lisesti ristikorrelaatiosignaalien vahvistuminen on kuitenkin n. 20— 25 dB pienempi kuin halutun signaalin vahvistuminen. Tällöin ristikor-;·\ 25 relaatio aiheuttaa ongelmia lähinnä silloin kun häiritsevän satelliitin sig- / naalinvoimakkuus on yli 20 dB suurempi kuin halutun signaalin voimak- kuus.
i Laskostuminen vaikuttaa myös ristikorrelaatioon. Suoritettaessa uudel- 30 leennäytteistys 1 kHz:n taajuudella, ristikorrelaatiosignaalit laskostuvat i\‘. välille -500 Hz ... +500 Hz. Myös tässä tapauksessa pätee edellä esi- tetty kaava laskostumistaajuuden laskemiseksi. Kaavassa alkuperäistä signaalia faikup vastaa nyt ristikorrelaatiosignaalin taajuus taajuuskon-I version jälkeen.
35 19 113425
Suuri osa menetelmän toteuttamisessa tarvittavista lohkoista voidaan toteuttaa esim. digitaalisessa signaalinkäsittely-yksikössä (DSP, Digital Signal Processor). FFT-muunnosten suorittamisessa voidaan käyttää joko laitteistopohjaisia ratkaisuja tai digitaalisen signaalinkäsittely-yksi-5 kön ohjelmallisia toteutuksia. Lisäksi vastaanottimen toiminnan ohjaamiseen voidaan käyttää ohjauselintä, edullisesti mikroprosessoria tai vastaavaa. Ylipäästösuodatuksessa käytetään sopivimmin laitteisto-pohjaista toteutusta, koska käytettävissä oleva laskenta-aika on lyhyt. Esimerkiksi GPS-sovelluksessa näytetaajuus korrelaatiofunktion las-10 kentaelimen lähdössä on luokkaa 1 MHz-10 MHz.
Oheisessa kuvassa 6 on esitetty vielä keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukainen elektroniikkalaite 24, joka käsittää langattoman viestimen ja sijainninmääritysvastaanottimen. Ensimmäistä antennia 13 15 käytetään paikannussatelliittien lähettämän signaalin vastaanottamiseen. Vastaanotettu signaali johdetaan ensimmäiseen radio-osaan 14, jossa signaali muunnetaan välitaajuudelle ja digitoidaan. Ensimmäinen radio-osa käsittää mm. kuvan 1 vastaanottimen muunninlohkon 2, di-gitointilohkon 3 ja kertojalohkon 4. Digitoitu signaali, joka tässä vai-20 heessa käsittää edullisesti I- ja Q-komponentit, johdetaan digitaaliseen signaalikäsittely-yksikköön 15, jossa suoritetaan mm. näytevektoreiden : muodostus näytevektoreiden muodostuslohkossa 12. Näytteitä tallen- netaan ensimmäisiin muistivälineisiin 16, jotka käsittävät mm.
* * · luku/kirjoitusmuistia sekä edullisesti myös lukumuistia ja/tai haihtuma- ’;*! 25 tonta luku/kirjoitusmuistia digitaalisen signaalinkäsittely-yksikön 15 oh- » · · / jelmakoodin tallennusta varten. Tässä suoritusmuodossa on signaalin- käsittely-yksikössä 15 toteutettu mm. tahdistuslohkon 6 toimintoja, kuten korrelaatiofunktiomatriisin Cxk muodostus esim. Fourier-muunti-I .·' millä FFT1, FFT2, ..., FFTN ja/tai sovitetuilla suodattimilla. Digitaali- 30 sessa signaalinkäsittely-yksikössä 15 muodostetaan edullisesti myös : koherentti etsintämatriisi Axk ja suoritetaan epäkoherentti summaus- vaihe sekä selvitysvaihe. Digitaalinen signaalinkäsittely-yksikkö 15 välittää tiedon lasketusta vaihe-erosta ja taajuuspoikkeamasta suoritinloh-V·: koon 17, joka käsittää esim. mikroprosessorin ja l/O-logiikkaa. Suori- 35 tinlohko 17 ohjaa skannauslohkoa 8 sekä ensimmäistä kytkintä 9. Seu-rantalohko 11 on edullisesti ainakin osittain toteutettu suoritinlohkon 20 113425 ohjelmakäskyinä. Suoritinlohkon 17 datamuistina ja ohjelmamuistina käytetään toisia muistivälineitä 18. On selvää, että ensimmäiset muistivälineet 16 ja toiset muistivälineet 18 voivat käsittää myös yhteistä muistia. Sijainninmääritysinformaatiota voidaan esittää käyttäjälle näy-5 töllä 19. Kuvan 6 mukaisessa elektroniikkalaitteessa on ylipäästösuo-datus toteutettu laitteistopohjaisesti ylipäästösuodattimessa 110.
Suoritinlohkon 17 sovellusohjelmistossa on toteutettu myös langattoman viestimen toimintoja. Näyttöä 19 voidaan tällöin käyttää sinänsä 10 tunnetusti myös mm. puheluinformaation esittämiseen. Näppäimistöllä 20 käyttäjä voi ohjata sijainninmääritysvastaanotinta sekä langatonta viestintä. Koodekin 21 avulla suoritetaan audiosignaalien koodaaminen ja dekoodaaminen. Kuvassa 6 on esitetty vielä langattoman viestimen radio-osa 22 ja toinen antenni 23.
15
Nyt esillä olevaa keksintöä ei ole rajoitettu ainoastaan edellä esitettyihin suoritusmuotoihin, vaan sitä voidaan muunnella oheisten patenttivaatimusten puitteissa.
20 I * • · • t I * · • ♦ ♦ * · * · » * · » I · ·
» I
‘ > * »

Claims (15)

21 113425
1. I > t *
1. Menetelmä vastaanottimen (1) tahdistamiseksi lähetettyyn koodimo-duloituun hajaspektrisignaaliin, jossa menetelmässä käytetään ainakin 5 yhtä vertailukoodia (r(x)), joka vastaa jotakin moduloinnissa käytettyä koodia, selvitetään lähetetyn signaalin taajuussiirtymä ja moduloinnissa käytetyn koodin koodivaihe, suoritetaan korrelointivaihe korrelaatio-funktiomatriisin muodostamiseksi vastaanotetun signaalin ja mainitun vertailukoodin perusteella, ja mainitusta korrelaatiofunktiomatriisista 10 muodostetaan epäkoherentti etsintämatriisi, tunnettu siitä, että menetelmässä suoritetaan ainakin yksi seuraavista: mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioita muokataan mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden ainakin yhden tilastollisen ominaisuuden perusteella, 15. ennen mainitun korrelaatiofunktiomatriisin muodostusta suorite taan ylipäästösuodatus.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainittu epäkoherentti etsintämatriisi on kaksidimensioinen, jossa yksi 20 dimensio on taajuus ja toinen dimensio on vertailukoodin koodivaihe.
.· .* 3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että al- kioiden muokkauksessa suoritetaan epäkoherentin etsintämatriisin ; kunkin taajuusarvon eri koodivaiheiden arvojen signaalien hajontaa ku- : \ 25 vaavan tunnusluvun laskeminen, ja kustakin kyseisen taajuusarvon • * · koodivaiheen arvosta vähennetään mainittu laskettu signaalien hajon-taa kuvaava tunnusluku kerrottuna skaalaustekijällä.
4. Patenttivaatimuksen 2 tai 3 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, 30 että alkioiden muokkauksessa suoritetaan epäkoherentin etsintämatrii- : sin kunkin taajuusarvon eri koodivaiheiden arvojen keskiarvon laskemi- • * "*./ nen, ja kustakin kyseisen taajuusarvon koodivaiheen arvosta vähen- ': ’ netään mainittu laskettu keskiarvo.
5. Jonkin patenttivaatimuksen 1-4 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että muodostetaan mainittu korrelaatiofunktiomatriisi , että maini- 22 113425 tun korrelaatiofunktiomatriisin muodostamisen jälkeen signaalista otetaan näytteitä ennalta määrätyllä näytteenottotaajuudella, ja että määritetään ainakin yhden häiriön taajuus mainitun näytteenoton jälkeisessä signaalissa häiriön vaikutuksen vähentämiseksi, joka häiriö on 5 ainakin yksi seuraavista: vastaanotettavan signaalin taajuutta lähellä oleva häiriölähete, DC-siirtymähäiriö.
6. Patenttivaatimuksen 5 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että 10 vastaanotetulle signaalille suoritetaan taajuuskonversio sekoittamalla vastaanotettuun signaaliin paikallisoskillaattorisignaali, ja että mainittu ainakin yhden häiriön taajuuden määrittäminen suoritetaan mainitun paikallisoskillaattorisignaalin taajuuden perusteella. 15
7. Järjestelmä, joka käsittää vastaanottimen (1), jossa on tahdistusväli- neet (6) lähetettyyn koodimoduloituun hajaspektrisignaaliin tahdistumi-seksi, välineet (16) ainakin yhden moduloinnissa käytettyä koodia vastaavan vertailukoodin (r(x)) muodostamiseksi, välineet (15) lähetetyn signaalin taajuussiirtymän ja moduloinnissa käytetyn koodin koodivai-20 heen selvittämiseksi, korrelointivälineet (102—105) korrelaatio- funktiomatriisin muodostamiseksi vastaanotetun signaalin ja mainitun : vertailukoodin perusteella, ja välineet (107—109) epäkoherentin etsin- .·:·.* tämatriisin muodostamiseksi mainitusta korrelaatiofunktiomatriisista, tunnettu siitä, että järjestelmä käsittää lisäksi ainakin yhdet seuraavista \ 25 välineistä: I I I j: - välineet (15) mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden muokkaamiseksi mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden ainakin yhden tilastollisen ominaisuuden perusteella, • V - välineet ylipäästösuodatuksen suorittamiseksi ennen mainitun 30 korrelaatiofunktiomatriisin muodostusta. > I
· *"/ 8. Elektroniikkalaite, joka käsittää vastaanottimen (1), jossa on tahdis- tusvälineet (6) lähetettyyn koodimoduloituun hajaspektrisignaaliin tah-••j distumiseksi, välineet (16) ainakin yhden moduloinnissa käytettyä koo- 35 dia vastaavan vertailukoodin (r(x)) muodostamiseksi, välineet (15) lähetetyn signaalin taajuussiirtymän ja moduloinnissa käytetyn koodin 23 113425 koodivaiheen selvittämiseksi, korrelointivälineet (102—105) korrelaa-tiofunktiomatriisin muodostamiseksi vastaanotetun signaalin ja mainitun vertailukoodin perusteella, ja välineet (107—109) epäkoherentin etsin-tämatriisin muodostamiseksi mainitusta korrelaatiofunktiomatriisista, 5 tunnettu siitä, että elektroniikkalaite (24) käsittää lisäksi ainakin yhdet seuraavista välineistä: välineet (15) mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden muokkaamiseksi mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden ainakin yhden tilastollisen ominaisuuden perusteella, 10. välineet ylipäästösuodatuksen suorittamiseksi ennen mainitun korrelaatiofunktiomatriisin muodostusta.
9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen elektroniikkalaite (24), tunnettu siitä, että mainittu epäkoherentti etsintämatriisi on kaksidimensioinen, 15 jossa yksi dimensio on taajuus ja toinen dimensio on vertailukoodin koodivaihe.
10. Patenttivaatimuksen 9 mukainen elektroniikkalaite (24), tunnettu siitä, että välineet mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden 20 muokkaamiseksi käsittävät välineet epäkoherentin etsintämatriisin kun-j ·,. kin taajuusarvon eri koodivaiheiden arvojen keskihajonnan laskemi- : seksi, ja välineet mainitun lasketun keskihajonnan kerrottuna skaa- ,·';·! laustekijällä vähentämiseksi kustakin kyseisen taajuusarvon koodivai- !,. heen arvosta. ;;·! 25
/ 11. Patenttivaatimuksen 9 tai 10 mukainen elektroniikkalaite (24), tunnettu siitä, että välineet mainitun epäkoherentin etsintämatriisin alkioiden muokkaamiseksi käsittävät välineet epäkoherentin etsintämat-j riisin kunkin taajuusarvon eri koodivaiheiden arvojen keskiarvon laske- 30 miseksi, ja välineet mainitun lasketun keskiarvon vähentämiseksi kus- : X takin kyseisen taajuusarvon koodivaiheen arvosta. * » · < *« ·
12. Patenttivaatimuksen 9 tai 10 mukainen elektroniikkalaite (24), :M tunnettu siitä, että se käsittää välineet näytteiden ottamiseksi signaa- .: 35 lista mainitun korrelaatiofunktiomatriisin muodostamisen jälkeen. 24 113425
13. Jonkin patenttivaatimuksen 8—12 mukainen elektroniikkalaite (24), tunnettu siitä, että se käsittää välineet matkaviestintoimintojen suorittamiseksi.
14. Jonkin patenttivaatimuksen 8—13 mukainen elektroniikkalaite (24), tunnettu siitä, että vastaanotin (1) on satelliittipaikannusvastaanotin.
15. Jonkin patenttivaatimuksen 8—14 mukainen elektroniikkalaite (24), tunnettu siitä, että korrelointivälineet (102—105) käsittävät sovitetun 10 suodattimen. • · • »· i > · 113425 25
FI20020927A 2002-05-16 2002-05-16 Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, järjestelmä ja elektroniikkalaite FI113425B (fi)

Priority Applications (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI20020927A FI113425B (fi) 2002-05-16 2002-05-16 Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, järjestelmä ja elektroniikkalaite
AT06100079T ATE405034T1 (de) 2002-05-16 2003-05-15 Verfahren, system und elektronisches gerät zur synchronisation eines empfängers
EP06100079A EP1650878B1 (en) 2002-05-16 2003-05-15 A method, a system and an electronic device for synchronizing a receiver
DE60322974T DE60322974D1 (de) 2002-05-16 2003-05-15 Verfahren, System und elektronisches Gerät zur Synchronisation eines Empfängers
DE60303185T DE60303185T2 (de) 2002-05-16 2003-05-15 Verfahren, System und elektronisches Gerät zur Synchronisation eines Empfängers
EP03396043A EP1379010B1 (en) 2002-05-16 2003-05-15 A method, a system and an electronic device for synchronizing a receiver
AT03396043T ATE315850T1 (de) 2002-05-16 2003-05-15 Verfahren, system und elektronisches gerät zur synchronisation eines empfängers
CN03136075.0A CN1458746A (zh) 2002-05-16 2003-05-16 使接收机同步的方法、系统及电子装置
US10/439,591 US7242731B2 (en) 2002-05-16 2003-05-16 Method for synchronizing a receiver, a system, and an electronic device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI20020927 2002-05-16
FI20020927A FI113425B (fi) 2002-05-16 2002-05-16 Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, järjestelmä ja elektroniikkalaite

Publications (3)

Publication Number Publication Date
FI20020927A0 FI20020927A0 (fi) 2002-05-16
FI20020927A FI20020927A (fi) 2003-11-17
FI113425B true FI113425B (fi) 2004-04-15

Family

ID=8563953

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FI20020927A FI113425B (fi) 2002-05-16 2002-05-16 Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, järjestelmä ja elektroniikkalaite

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7242731B2 (fi)
EP (2) EP1379010B1 (fi)
CN (1) CN1458746A (fi)
AT (2) ATE405034T1 (fi)
DE (2) DE60322974D1 (fi)
FI (1) FI113425B (fi)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3804618B2 (ja) * 2003-02-25 2006-08-02 ソニー株式会社 通信装置
JP3738766B2 (ja) * 2003-02-25 2006-01-25 ソニー株式会社 通信装置
US8098765B1 (en) * 2004-02-23 2012-01-17 Sirf Technology, Inc. Reducing and sharing computations for GPS signal processing
US7805591B2 (en) * 2004-03-03 2010-09-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and system for dual-core processing
US7463899B2 (en) * 2004-04-21 2008-12-09 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for detecting local maximums in a two-dimensional data set
US7421011B2 (en) * 2004-05-27 2008-09-02 Nokia Corporation Performing an acquisition in a receiver
KR100854048B1 (ko) 2004-05-27 2008-08-26 노키아 코포레이션 수신기에서 획득 수행
CN101699917B (zh) * 2009-09-18 2012-08-08 深圳市云海通讯股份有限公司 一种直放站及利用其处理下行射频信号的方法
US20120195401A1 (en) * 2011-02-01 2012-08-02 Neal Becker System and method for correlating received signal over time and frequency
CN102243309B (zh) * 2011-03-07 2017-11-10 容宝华 Gnss互相关干扰抑制方法和装置
CN102740189B (zh) * 2011-04-01 2014-10-08 中国科学院声学研究所 一种基于时间反转的声反馈抑制方法
US9201132B2 (en) * 2011-04-15 2015-12-01 Ziva Corporation Anti-Geolocation
EP2811320A1 (en) * 2013-06-05 2014-12-10 Astrium Limited Receiver and method for direct sequence spread spectrum signals
WO2018014980A1 (en) * 2016-07-22 2018-01-25 U-Blox Ag Global navigation satellite system (gnss) signal tracking
US10015412B2 (en) * 2016-09-06 2018-07-03 The Trustees For The Time Being Of Junior Barnes Family Trust Video capturing system and method for imaging cyclically moving objects
US11333770B2 (en) * 2018-08-23 2022-05-17 Samsung Electronics Co., Ltd Detection and mitigation of false global navigation satellite system tracks in the presence of locally generated interference

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5799034A (en) * 1995-12-06 1998-08-25 Rockwell International Corporation Frequency acquisition method for direct sequence spread spectrum systems
US6456644B1 (en) * 1997-06-23 2002-09-24 Cellnet Data Systems, Inc. Bandpass correlation of a spread spectrum signal
DE19906801C2 (de) * 1998-02-19 2003-12-11 Advantest Corp Spreizungs-Signal-Analysator und Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignals
US6366599B1 (en) * 1998-03-16 2002-04-02 Trimble Navigation Limited Fast acquisition of spread-spectrum signals by dynamically varying spacing of search bins
JP3641961B2 (ja) * 1999-02-01 2005-04-27 株式会社日立製作所 アダプティブアレイアンテナを使用した無線通信装置
FI19992653A (fi) 1999-12-09 2001-06-10 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi ja vastaanotin
FI111109B (fi) * 1999-12-09 2003-05-30 Nokia Corp Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, paikannusjärjestelmä, vastaanotin ja elektroniikkalaite
US6452961B1 (en) * 2000-09-12 2002-09-17 Interstate Electronics Corporation Massively paralleled sequential test algorithm
EP1319189A4 (en) 2000-09-18 2008-08-20 Cellguide Ltd EFFECTIVE ALGORITHM FOR PROCESSING GLOBAL LOCATION SYSTEM (GPS) SIGNALS
US6996158B2 (en) * 2001-02-22 2006-02-07 Freescale Semiconductors, Inc. Signal detection using a CDMA receiver

Also Published As

Publication number Publication date
FI20020927A (fi) 2003-11-17
FI20020927A0 (fi) 2002-05-16
EP1379010A3 (en) 2004-02-18
ATE315850T1 (de) 2006-02-15
DE60322974D1 (de) 2008-09-25
EP1650878B1 (en) 2008-08-13
US20030215005A1 (en) 2003-11-20
EP1650878A1 (en) 2006-04-26
DE60303185D1 (de) 2006-04-06
DE60303185T2 (de) 2006-09-21
US7242731B2 (en) 2007-07-10
CN1458746A (zh) 2003-11-26
EP1379010B1 (en) 2006-01-11
EP1379010A2 (en) 2004-01-07
ATE405034T1 (de) 2008-08-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FI113425B (fi) Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, järjestelmä ja elektroniikkalaite
US6909738B2 (en) Method in a receiver and a receiver
US7224721B2 (en) System for direct acquisition of received signals
RU2360263C2 (ru) Устройство и способы скоростного обнаружения сигналов gps
TWI337027B (en) Boc signal acquisition and tracking method and apparatus
US7257153B2 (en) Method of synchronizing a receiver, and a receiver
JP4399165B2 (ja) 整合フィルタによりｇｐｓ信号を処理する方法及び装置
JP2008521012A (ja) 測位信号を受信しつつコヒーレント積分長を長くするための方法及び装置
WO2005117282A1 (en) Performing an acquisition in a receiver
US6567042B2 (en) Acquisition through circular correlation by partition for GPS C/A code and P(Y) code
FI111109B (fi) Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi, paikannusjärjestelmä, vastaanotin ja elektroniikkalaite
CN113093232B (zh) 基于相关域的gnss多频联合捕获方法
KR20010094752A (ko) 코드 위상 상관을 위한 방법 및 장치
JP2005513510A (ja) 信号の受信と捕捉のための方法及び装置
FI110725B (fi) Menetelmä vastaanottimen tahdistamisessa ja vastaanotin
US20070076786A1 (en) Methods and apparatuses for processing spread spectrum signals
US6975690B1 (en) Signal folding coherent acquisition for weak global positioning system (GPS) C/A coded signal
US20040141574A1 (en) Determination of the code phase between a code modulated signal and a replica code sequence
KR100854048B1 (ko) 수신기에서 획득 수행
JP2003516547A (ja) 衛星をベースとする位置探索システムのための受信器

Legal Events

Date Code Title Description
MA Patent expired