CN108600134B - 一种载波跟踪方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供了一种载波跟踪方法及装置，其中，方法包括：获取鉴频器已鉴频的本次频率差信号；若本次频率差信号相较于本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，增大后的门限值是基于本次频率差信号及本次频率差信号的上N次频率差信号进行变大确定的；反之，将本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值；基于本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；基于本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位。

Description

一种载波跟踪方法及装置
技术领域
本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种载波跟踪方法及装置。
背景技术
随着接收机的飞速发展，载波跟踪作为接收机的关键技术之一，也得到了快速发展。目前载波跟踪的方法有多种实现方式，下面以一种实现方式为例进行说明。
这种实现方式中的载波跟踪环路包含：积分清除器，FPGA(Field-ProgrammableGate Array，现场可编程门阵列)、NCO(numerical controlled oscillator，数字控制振荡器)。这个FPGA可以依次实现如下功能，比如，实现FLL(Frequency Lock Loop，锁频环)对积分清除器输出的积分清除信号进行鉴频、实现PLL(Phase Lock Loop，锁相环)对FLL输出信号进行鉴相，以及实现滤波器对PLL输出信号及对FLL输出信号进行滤波的功能。
一般FLL先工作，使本地复现载波的频率收敛于接收信号载波之后；PLL再工作，进入跟踪状态，该跟踪状态用于对本地复现载波的频率与相位进行跟踪。利用PLL和FLL分开单独工作，来实现载波跟踪的方法过程中，具体步骤如下：
第一步，积分清除器接收已剥离出的接收信号载波和本地复现载波，将剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除，将滤除高频信号后的信号，作为积分清除信号；
第二步，FLL接收积分清除器的积分清除信号，对该积分清除信号中的本地复现载波的频率，进行迁移至接收信号载波的频率上，得出本地复现载波与接收信号载波的频率差信号，若判断结果为频率差信号中的频率差大于预定的门限值，则执行第三步；若判断结果为频率差信号中的频率差小于预定的门限值，则执行第四步；
第三步，利用二阶滤波环路及三阶滤波环路，对频率差信号进行滤波，得到滤波后的信号；利用滤波后的信号，调整NCO，NCO输出调整后的本地复现载波的频率，将调整后的本地复现载波的频率输出至积分清除器，返回继续执行第一步。
第四步，说明可以进入跟踪状态，FLL停止工作，PLL开始工作，得到本地复现载波与接收信号载波的相位差；将FLL的输出信号及PLL的输出信号进行滤波，得到滤波后的信号；利用滤波后的信号，利用滤波后的信号，调整NCO，NCO调整本地复现载波的频率及相位，以完成对本地复现载波的频率及相位进行跟踪；
第五步，在PLL工作时，若频率差信号中的频率差大于上述预定的门限值，则返回执行第一步。
然而，发明人在实现本发明的过程中，发现现有技术中载波跟踪方法实现载波跟踪，至少存在如下问题：
上述FLL得到的频率差信号中的频率差可能在预设的门限值附近频繁地小幅度跳动，也就是说，上述频率差信号中的频率差一会小于预定的门限值，一会又大于预定的门限值，这样会导致PLL和FLL进行频繁的切换，容易跟踪失锁。
发明内容
本发明实施例的目的在于提供一种载波跟踪方法及装置，以解决现有技术FLL得到的频率差信号中的频率差可能在预设的门限值附近频繁地小幅度跳动，导致PLL和FLL进行频繁的切换，容易跟踪失锁的问题。具体技术方案如下：
第一方面，本发明实施例提供了一种载波跟踪方法，包括：
获取鉴频器已鉴频的本次频率差信号，所述本次频率差信号为基于接收的积分清除器的积分清除信号得到的，所述积分清除信号为基于对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除得到的信号；
若所述本次频率差信号相较于所述本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将所述本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，所述增大后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，所述历史频率差信号包括：所述本次频率差信号的上N次频率差信号，所述N的取值范围为大于或等于1的自然数；
若所述本次频率差信号相较于所述上一次频率差信号变小，则将所述本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，所述减小后的门限值是基于所述历史频率差信号及所述本次频率差信号进行变小确定的；
基于所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；
基于所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位。
进一步的，采用如下步骤确定增大后的门限值，包括：
对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将所述平均值乘以增大系数，确定为增大后的门限值，所述增大系数的取值范围为大于1的自然数。
进一步的，采用如下步骤确定减小后的门限值，包括：
对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将所述平均值乘以减小系数，确定为减小后的门限值，所述减小系数的取值范围为大于0且小于1的自然数。
进一步的，所述基于所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率，包括：
若所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，则获取第一调大权值，所述第一调大权值用于调大所述本次频率差信号，以使所述本次频率差信号的下一次频率差信号变小，所述本地复现载波的频率与所述接收信号载波的频率之间的频率差小于预设频率；
基于所述第一调大权值与所述本次频率差信号，得到调大后的频率差信号；
对所述调大后的频率差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的频率；
将调大后的本地复现载波的频率，更新为所述本地复现载波的频率。
进一步的，所述基于所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位，包括：
若所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，则获取第二调大权值，所述第二调大权值用于调大所述本次相位差信号，以使所述本次相位差信号的下一次相位差信号变小，以使所述本地复现载波的相位与所述接收信号载波的相位的相位差一致；
基于所述第二调大权值与所述本次相位差信号，得到调大后的相位差信号；
对调大后的相位差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的相位；
将调大后的本地复现载波的相位，更新为所述本地复现载波的相位。
进一步的，所述方法还包括：
若所述本次频率差信号相较于所述本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将所述本次频率差信号的频率差与增大后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号小于增大后的门限值；并且
将所述本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号大于减小后的门限值，所述减小后的门限值小于所述增大后的门限值；
若所述本次频率差信号小于增大后的门限值且大于所述减小后的门限值，则利用二阶滤波环路及三阶滤波环路，对本地复现载波进行滤波，得到滤波后的信号，所述二阶滤波环路及三阶滤波环路分别是基于可变带宽的滤波器生成的；
利用滤波后的信号，跟踪本地复现载波的频率和相位。
第二方面，本发明实施例提供了一种载波跟踪装置，包括：
获取模块，用于获取鉴频器已鉴频的本次频率差信号，所述本次频率差信号为基于接收的积分清除器的积分清除信号得到的，所述积分清除信号为基于对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除得到的信号；
第一比较模块，用于若所述本次频率差信号相较于所述本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将所述本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，所述增大后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，所述历史频率差信号包括：所述本次频率差信号的上N次频率差信号，所述N的取值范围为大于或等于1的自然数；
第二比较模块，用于若所述本次频率差信号相较于所述上一次频率差信号变小，则将所述本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，所述减小后的门限值是基于所述历史频率差信号及所述本次频率差信号进行变小确定的；
跟踪模块，用于基于所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；基于所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位。
进一步的，所述装置还包括：第一确定模块，用于确定增大后的门限值；所述第一确定模块具体用于：
对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将所述平均值乘以增大系数，确定为增大后的门限值，所述增大系数的取值范围为大于1的自然数。
进一步的，所述装置还包括：第二确定模块，用于确定减小后的门限值；所述第二确定模块具体用于：
对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将所述平均值乘以减小系数，确定为减小后的门限值，所述减小系数的取值范围为大于0且小于1的自然数。
进一步的，所述跟踪模块，具体用于：
基于所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率，包括：
若所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，则获取第一调大权值，所述第一调大权值用于调大所述本次频率差信号，以使所述本次频率差信号的下一次频率差信号变小，所述本地复现载波的频率与所述接收信号载波的频率之间的频率差小于预设频率；
基于所述第一调大权值与所述本次频率差信号，得到调大后的频率差信号；
对所述调大后的频率差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的频率；
将调大后的本地复现载波的频率，更新为所述本地复现载波的频率。
第三方面，本发明实施例提供了一种电子设备，包括处理器、通信接口、存储器和通信总线，其中，处理器，通信接口，存储器通过总线完成相互间的通信；存储器，用于存放计算机程序；处理器，用于执行存储器上所存放的程序，实现第一方面所述的方法步骤。
第四方面，本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述存储介质内存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现第一方面所述的步骤。
本发明实施例提供的一种载波跟踪方法，获取鉴频器已鉴频的本次频率差信号，本次频率差信号为基于接收的积分清除器的积分清除信号得到的，积分清除信号为基于对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除得到的信号；若本次频率差信号相较于本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，增大后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，历史频率差信号包括：本次频率差信号的上N次频率差信号，N的取值范围为大于或等于1的自然数；若本次频率差信号相较于上一次频率差信号变小，则将本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，减小后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变小确定的；基于本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；基于本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位。
相较于现有技术，本发明实施例增大后的门限值是根据历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，减小后的门限值是根据历史频率差信号及本次频率差信号进行变小确定的，这样增大后的门限值会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整，同样，减小后的门限值也会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整，从而避免了本次频率差信号在预设的门限值进行频繁地小幅度跳动，也不会导致PLL和FLL进行频繁的切换，减少PLL和FLL之间频繁跳动的次数，减少出现跟踪失锁的问题。
当然，实施本发明的任一产品或方法并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例的载波跟踪方法的流程示意图；
图2为本发明实施例的载波跟踪环路的结构示意图；
图3为本发明实施例的载波跟踪方法，与传统的载波跟踪方法的本地复现载波的频率的对比示意图；
图4为本发明实施例的载波跟踪方法的本次频率差信号，与传统的载波跟踪方法的本次频率差信号的对比示意图；
图5为本发明实施例的载波跟踪方法与传统的载波跟踪方法的失锁率的示意图对比图；
图6为本发明实施例的载波跟踪方法与传统的载波跟踪方法的RMS本次频率差信号对比图；
图7为本发明实施例的载波跟踪装置的结构示意图；
图8为本发明实施例的电子设备的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
针对现有技术中导致PLL和FLL进行频繁的切换，容易跟踪失锁的问题，本发明实施例提供了一种载波跟踪方法及装置，通过如下步骤实现跟踪本地复现载波的频率或跟踪本地复现载波的相位，具体如下：
获取鉴频器的已鉴频的本次频率差信号，若本次频率差信号相较于历史频率差信号变大，则将本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值；反之，将本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值；基于本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；基于本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位。
由此可见，本发明实施例增大后的门限值是根据历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的；同样，减小后的门限值也是根据历史频率差信号及本次频率差信号进行变小确定的。这样增大后的门限值会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整；同样，减小后的门限值也会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整，从而避免了本次频率差信号在预设的门限值进行频繁地小幅度跳动，也不会导致PLL和FLL进行频繁的切换，减少PLL和FLL之间频繁跳动的次数，减少出现跟踪失锁的问题。
下面首先对本发明实施例所提供的载波跟踪方法进行介绍。
本发明实施例所提供的一种载波跟踪方法可以应用于电子设备。该电子设备可以为具有载波跟踪环路的载波跟踪装置。示例性的，该电子设备可以是接收机，在此不一一举例。
参见图1所示，图1为本发明实施例的载波跟踪方法的流程示意图，具体包括：
步骤110，获取FLL已鉴频的本次频率差信号，本次频率差信号为基于接收的积分清除器的积分清除信号得到的，积分清除信号为基于对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除得到的信号。
由于载波跟踪环路是一个持续跟踪本地复现载波的频率或本地复现载波的相位的环路，所以FLL每次都会接收积分清除器的积分清除信号，对该积分清除信号中的本地复现载波的频率，进行迁移至接收信号载波的频率上，得出本地复现载波与接收信号载波的频率差信号。这个每次所得到的本地复现载波与接收信号载波的频率差信号，称为本次频率差信号。
步骤120，判断本次频率差信号相较于本次频率差信号的上一次频率差信号变大或者变小，若变大，则执行步骤130；若变小，则执行步骤140；
步骤130，将本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，增大后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，历史频率差信号包括：本次频率差信号的上N次频率差信号，N的取值范围为大于或等于1的自然数。
本步骤130中，可以通过如下步骤，确定增大后的门限值。
第1步骤，对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值。
上述平均值可以通过至少以下两种方式得到。
比如，增大系数取3，历史频率差信号中的N取值为4，那么历史频率差信号包括：上1频率差信号，上2频率差信号，上3频率差信号，上4频率差信号，本次频率差信号。将上1频率差信号，上2频率差信号，上3频率差信号，上4频率差信号以及本次频率差信号之和，除以N+1，也就是5，得到上述平均值。
再比如，上述平均值的表达式为：
Figure BDA0001637213820000091
其中，Fmean(m)为m时刻前n次的FLL的平均值，Fmean(m)的下标mean为平均值，Fmean(m)的初始值为利用随机捕获的频率差进行赋值的；Pcross(i)为叉)，Pdot(i)为点积，m为第m时刻，m取值为m>n>0,且为整数，n为前n次，n取值为m>n>0,且为整数，i为第i次，i取值为i＝m-n。
第2步骤，将平均值乘以增大系数，确定为增大后的门限值，所述增大系数的取值范围为大于1的自然数。
上述增大后的门限值的表达式为：
Fmax＝aFmean(1<a)
其中，a为增大系数，Fmax为增大后的门限值，Fmax的下标max为大。
这样可以使用历史频率差信号中的频率差与本次频率差信号中的频率差，确定增大后的门限值，这样增大后的门限值会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整。上述方式，实质上将大于平均值的频率差过滤掉，只保留一个平均值的频率差。
步骤140，将本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，减小后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变小确定的。
本步骤140中，可以通过如下步骤，确定减小后的门限值。
第1步骤，对历史频率差信号中的频率差与本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值。
本第1步骤与上述第1步骤相同，均能达到相同或相似的有益效果，在此不再赘述。
第2步骤，将平均值乘以减小系数，确定为减小后的门限值，减小系数的取值范围为大于0且小于1的自然数。
上述减小后的门限值的表达式为：
Fmin＝bFmean(0.5<b<1)
其中，b为减小系数，Fmin为减小后的门限值，Fmin的下标min为小。
这样可以使用历史频率差信号中的频率差与本次频率差信号中的频率差，得到减小后的门限值，这样减小后的门限值会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整。上述方式，实质上将小于平均值的频率差过滤掉，只保留一个平均值的频率差。
步骤150，判断本次频率差信号中的频率差是否大于增大后的门限值，若是，则执行步骤160，若否，则执行步骤170。
本步骤150，若是，则说明本次频率差信号中的频率差较大，跟踪相位差没有意义，需要本地复现载波加快收敛于接收信号载波，则只需要通过跟踪本地复现载波的频率。本步骤150，若否，说明本次频率差信号中的频率差并不算太大，可以继续进行调整本地复现载波的相位，因此执行步骤170。
步骤160，跟踪本地复现载波的频率，以利用调大的本次频率差信号，来调大本地复现载波的频率，来实现下一次本地复现载波的频率与接收信号载波的下一次频率差信号变小，也就是，本地复现载波更加收敛于接收信号载波的目的。
本步骤160可以通过至少如下步骤，实现跟踪本地复现载波的频率。
第一步，第一调大权值用于调大本次频率差信号，获取第一调大权值，以使本次频率差信号的下一次频率差信号变小，本地复现载波的频率与所述接收信号载波的频率之间的频率差小于预设频率。
这里的预设频率可以是根据用户需要设置的，在此不做限定。上述第一调大权值可以是根据用户需要设置的一个固定数值，也可以是从不断变化的数值中选取的一个数值，只要能够实现调大本次频率差信号的任何数值，均属于本发明实施例的保护范围。示例性的，第一调大权值为
Figure BDA0001637213820000101
ωe为接收信号载波和本地复现载波之间的本次频率差信号，Fmax为增大后的门限值。
第二步，基于第一调大权值与本次频率差信号，得到调大后的频率差信号。
若接收信号载波和本地复现载波之间的本次频率差信号ωe大于增大后的门限值Fmax，则增大ωe的权值，从而基于增大ωe的权值，得到调大后的频率差信号ωe，使得本地复现载波的频率加快收敛于接收信号载波的频率，调大后的频率差信号ωe表达式为：
Figure BDA0001637213820000111
其中，t(m)为第m段时间，t(m-1)为第m-1段时间，m为第m时刻，m的取值为m>n>0,且为整数，Pcross(m)为第m时刻的叉积，Pcross(m)与Pcross(i)的分别为不同时刻的叉积，Pdot(m)为m时刻的点积，Pdot(m)与Pdot(i)的关系分别为不同时刻的点积。
上述本次频率差信号ωe大于增大后的门限值Fmax，说明接收信号载波和本地复现载波之间的本次频率差信号的差异较大。因此需要本地复现载波的频率加快收敛于接收信号载波的频率，就需要增大ωe的权值，得到调大后的频率差信号ωe，从而能够对本地复现载波的频率完成快速向接收信号载波的频率上迁移。而，此时接收信号载波和本地复现载波之间的本次相位差信号
Figure BDA0001637213820000112
可能会影响调大后的频率差信号ωe，因此为了提高调大后的频率差信号ωe的准确性，可以增大ωe的权值的同时，减小
Figure BDA0001637213820000113
的权值，减小后的
Figure BDA0001637213820000114
表达式为：
Figure BDA0001637213820000115
其中，
Figure BDA0001637213820000116
为接收信号载波和本地复现载波之间的本次相位差，Qp为Q路信号的积分值，这里的Q路，是将接收信号载波与本地复现载波信号相乘所得到相乘后的信号进行正交调解后，得到的两路信号，一路为I路，一路为Q路Qp中的下标p代表本次，Ip为I路的积分值，Ip中的下标p代表本次。
第三步，对调大后的频率差信号进行滤波，得到滤波后的信号。
第四步，利用滤波后的信号，调大本地复现载波的频率。
第五步，将调大后的本地复现载波的频率，更新为本地复现载波的频率。也就是，将调大后的本地复现载波的频率与接收信号载波的频率进行载波剥离以后，将剥离出的接收信号载波和本地复现载波输出至积分清除器，由积分清除器对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除，将滤除高频信号后的信号，作为积分清除信号。
相较于现有技术，本发明实施例通过第一调大权值，可以使得本地复现载波的频率收敛于接收信号载波的速度加快；并且，第一调大权值，可以及时地调整本地复现载波的本次频率差信号，紧密地跟踪本地复现载波，有效地避免了载波跟踪失败。
步骤170，判断本次频率差信号中的频率差是否小于减小后的门限值，若是，则执行步骤180，若否，且大于减小后的门限值，则执行步骤190。
步骤180，跟踪本地复现载波的相位，以利用调大的本次相位差信号，来调大本地复现载波的相位，来实现本地复现载波的相位与所述接收信号载波的相位的相位差一致目的。
本步骤180可以通过至少如下步骤，实现跟踪本地复现载波的相位。
第一步，第二调大权值用于调大本次相位差信号，获取第二调大权值，以使本次相位差信号的下一次相位差信号变小，以使本地复现载波的相位与所述接收信号载波的相位的相位差一致。
上述第二调大权值可以是根据用户需要设置一个固定数值，也可以是从不断变化的数值中选取的一个数值，只要能够实现调大本次相位差信号的任何数值，均属于本发明实施例的保护范围。示例性的，第二调大权值为
Figure BDA0001637213820000121
ωe为接收信号载波和本地复现载波之间的本次频率差信号，Fmin为减小后的门限值。
第二步，基于所述第二调大权值与本次相位差信号，得到调大后的相位差信号。
若接收信号载波和本地复现载波之间的本次频率差信号ωe小于减小后的门限值Fmin，则增大本地复现载波的相位与接收信号载波的本次相位差的权值，从而基于增大
Figure BDA0001637213820000123
的权值，得到增大后的
Figure BDA0001637213820000124
使得本地复现载波的频率加快收敛于接收信号载波的频率，增大后的
Figure BDA0001637213820000125
表达式为：
Figure BDA0001637213820000126
上述接收信号载波和本地复现载波之间的本次频率差信号ωe小于减小后的门限值Fmax，说明接收信号载波和本地复现载波之间的本次频率差信号的差异较小。因此，进行调整本地复现载波的相位，使得本地复现载波的相位与接收信号载波的相位趋于一致，这个过程也可以称为高精密跟踪过程。也就是说，积分清除最终信号中的R信号大，Q无信号。由于R越大，本地复现载波的相位越与接收信号载波的相位趋于一致，来提高跟踪本地复现载波的相位的灵敏度。
而，本次频率差信号相对于，使得本地复现载波的相位与接收信号载波的相位趋于一致来说属于噪声，因此为了提高增大后的
Figure BDA0001637213820000131
的跟踪接收信号载波的相位的灵敏度，可以增大
Figure BDA0001637213820000132
的权值的同时，减小ωe的权值，减小后的ωe表达式为：
第三步，对调大后的相位差信号进行滤波，得到滤波后的信号。这里的滤波为了滤除调大后的相位差信号中的毛刺信号与带外噪声，使滤波后的信号平滑。
第四步，利用滤波后的信号，调大本地复现载波的相位。
第五步，将调大后的本地复现载波的相位，更新为本地复现载波的相位。也就是，将调大后的本地复现载波的相位与接收信号载波的相位进行载波剥离以后，将剥离出的接收信号载波和本地复现载波输出至积分清除器，由积分清除器对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除，将滤除高频信号后的信号，作为积分清除信号。
相较于现有技术，本发明实施例通过第二调大权值，可以使得本地复现载波的相位与接收信号载波的相位趋于一致更快，并且第一调大权值，可以及时地调整本地复现载波的本次相位差信号，紧密地跟踪本地复现载波，有效地避免了载波跟踪失败。
步骤190，利用二阶滤波环路及三阶滤波环路，对本地复现载波进行滤波，得到滤波后的信号，二阶滤波环路及三阶滤波环路分别是基于可变带宽的滤波器生成的。
这里的可变带宽的滤波器可以包括：KF(Kalman Filter，卡尔曼滤波器)，也可以是其他可变带宽的滤波器，任何可以实现本发明实施例的可变带宽的滤波器，均属于本发明实施例的保护范围，在此不一一举例。
这里的二阶滤波环路也可以称为二阶锁频环路；三阶滤波环路也可以称为三阶锁相环路。
步骤190中，本地复现载波的ωe表达式为：
Figure BDA0001637213820000134
本地复现载波的
Figure BDA0001637213820000141
表达式为：
Figure BDA0001637213820000142
ωe的权值和
Figure BDA0001637213820000143
的权值的调整是根据本次频率差信号ωe的变化而实时变化，这样会更合理的对本次频率差信号进行反馈，调整后的ωe与
Figure BDA0001637213820000144
同时进入二阶锁频环路与三阶锁相环路相结合的卡尔曼滤波器进行滤波，对本地复现载波的相位和频率进行更好的调整。
步骤200，利用滤波后的信号，跟踪本地复现载波的频率和相位。
相较于现有技术，本发明实施例增大后的门限值是根据历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，减小后的门限值是根据历史频率差信号及本次频率差信号进行变小确定的，这样增大后的门限值会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整，同样，减小后的门限值也会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整，从而避免了本次频率差信号在预设的门限值进行频繁地小幅度跳动，也不会导致PLL和FLL进行频繁的切换，减少PLL和FLL之间频繁跳动的次数，减少出现跟踪失锁的问题。
在一种可能的实现方式中，由于卡尔曼滤波增益是可变的，即带宽也是可变的，带宽具有较好的动态性，这样可以随着对本地复现载波的频率和带宽进行实时的预测和矫正，因此本发明实施例步骤200可以通过如下表达式及步骤，实现对本地复现载波进行滤波，得到滤波后的信号。
首先，利用KF，得到二阶锁频环路，具体实现方式如下：
二阶锁频环路的二阶锁频环状态的表达式为：
Xk＝ΦkXk-1+ωk-1
其中，X为状态向量，Xk为第k状态向量，Xk中下标k为第k个，Xk-1为第k-1状态向量，Xk-1中下标k-1为第k-1个，Φ为状态转移向量，Φk为第k-1状态向量到第k次状态向量的转移关系，ω为过程噪声向量，ωk-1为第k-1状态向量的过程噪声向量，
Figure BDA0001637213820000145
fk表示第k步的载波频率，
Figure BDA0001637213820000146
表示第k步的载波频率变化率。
状态转移向量Φ的表达式为：
Figure BDA0001637213820000147
其中，T为选取的单位时间。
利用频率观测量的表达式为
Figure BDA0001637213820000148
选取接收信号载波的频率先验估计和频率差估计之和近似作为频率观测量，其中，Zk为频率先验估计与频率差估计的和，
Figure BDA0001637213820000151
为频率先验估计，为频率差估计。
其次，二阶锁频环路观测的表达式为：
Zk＝HXk+Vk
其中，H为关系向量，H＝[1 0]T，Vk为观测噪声向量，σ2f为噪声的方差。
观测噪声矩阵：Rk＝σ2 f
KF测量残余的表达式为：
Figure BDA0001637213820000153
其中，为状态矩阵的先验估计，
Figure BDA0001637213820000155
为FLL输出的本地复现载波与接收信号载波的本次频率差信号。
通过如下步骤，KF预测与校正过程，包括：
利用
Figure BDA0001637213820000156
推算状态变量的先验估计；
利用推算先验估计误差的协方差；
利用
Figure BDA0001637213820000158
计算卡尔曼增益；
利用
Figure BDA0001637213820000159
根据观测量更新状态变量的后验估计；
利用
Figure BDA00016372138200001510
更新后验估计误差的协方差。
其中，
Figure BDA00016372138200001511
为先验估计误差向量，Pk-1为后验估计误差的协方差矩阵，Φk T为Φk的转置，Qk为过程噪声协方差向量，Kk为卡尔曼滤波增益系数向量，HT为H的转置，Rk为测量噪声协方差向量，
Figure BDA00016372138200001512
为状态矩阵的后验估计，
Figure BDA00016372138200001513
为状态矩阵的先验估计，Pk为后验估计误差向量，I为单位矩阵，Kk为卡尔曼增益矩阵。
关于二阶锁频环路中Qk的取值为：
其中，qf为过程噪声的功率谱密度，T为选取的单位时间。
上述二阶锁频环路的工作流程：首先，接收信号载波与本地复现载波相乘并进行积分清除，然后把结果送入到FLL；然后，FLL得到本次频率差信号后，将本次频率差信号送入二阶滤波环路进行滤波；最后，利用滤波后的信号，调整NCO，从而NCO调整本地复现载波的频率。
本发明实施例，传统的二阶滤波器噪声带宽固定，滤波器增益固定，如果带宽过大，那么噪声也增加；如果带宽太小，动态性变差。KF带宽可变，当频率误差大的时候就增加带宽来提高动态性；当频率误差小的时候就减小带宽来减小噪声。
其次，利用KF，得到三阶锁相环路，具体实现方式如下：
三阶锁相环路的三阶锁相环状态的的表达式为：
Xk＝ΦkXk-1+ωk-1
其中，X为状态向量，Xk为第k状态向量，Xk中下标k为第k次，Xk-1为第k-1状态向量，Xk-1中下标k-1为第k-1次，Φ为状态转移向量，Φk为第k-1状态向量到第k次状态向量的转移关系，ω为过程噪声向量，ωk-1为第k-1状态向量的过程噪声向量。
Figure BDA0001637213820000161
Figure BDA0001637213820000162
表示第k步的载波相位，
Figure BDA0001637213820000163
表示第k步的载波相位变化率，
Figure BDA0001637213820000164
表示第k步的载波相位变化率的变化率。
其次，状态转移向量Φ表示为：
Figure BDA0001637213820000165
其中，T为选取的单位时间。
利用相位观测量的表达式为
Figure BDA0001637213820000166
选取接收信号载波的相位先验估计和相位差估计之和近似作为相位观测量，其中，Zk为接收信号载波的相位先验估计和相位差估计之和，为相位先验估计，为相位差估计。
三阶锁相环路观测的表达式为：
Zk＝HXk+Vk
其中，H为关系向量，H＝[1 0 0]T，Vk为观测噪声向量，噪声的方差为σ2 p。
测量噪声Rk:
Rk＝σ2 p
KF测量残余的表达式为：
Figure BDA0001637213820000169
其中，
Figure BDA00016372138200001610
为PLL输出的本地复现载波与接收信号载波的本次相位差信号，
Figure BDA00016372138200001611
为状态矩阵的先验估计。
KF预测与校正过程。该三阶锁相环路的KF预测与校正过程，除了与二阶锁频环路的KF预测与校正过程的Qk取值不同以外，其他KF预测与校正过程均，在此不再赘述。
关于三阶锁相环路中Qk的取值为：
Figure BDA00016372138200001612
其中，qp为过程噪声的功率谱密度。
上述三阶锁相环路的工作流程：接收信号载波与本地复现载波相乘并进行积分清除，然后把结果送入到PLL；然后，PLL得到本次相位差信号后，将本次相位差信号送入二阶滤波环路进行滤波；最后，利用滤波后的信号，调整NCO，从而NCO调整本地复现载波的频率。
最后，使用三阶锁相环路的相位变化率与二阶锁频环路的频率变化率组合求均值，实现将二阶锁频环路与三阶锁相环路相结合，从而得到相结合的滤波后的信号，作为NCO的输入。本发明实施例的使用KF实现二阶锁频环路与三阶锁相环路相结合等效为环路滤波器。环路滤波器增益是可调的，根据KF更新公式实时调整，具有较好的动态性。具体实现方式如下：
NCO的输入的表达式为：
Figure BDA0001637213820000171
其中，为二阶锁频辅助三阶锁相的NOC，
Figure BDA0001637213820000173
的下标noc为数控振荡器，
Figure BDA0001637213820000174
表示锁相环的NCO控制量，的下标noc,pll为锁相环的数控振荡器调整值，
Figure BDA0001637213820000176
表示锁频环的NCO控制量，的下标noc为数控振荡器,fll为锁频环的数控振荡器调整值，
Figure BDA0001637213820000178
为卡尔曼锁相环的相率后验概率，
Figure BDA0001637213820000179
为卡尔曼滤波三阶锁相环路相结合相环相率变化率的后验概率，T为选取的单位时间，
Figure BDA00016372138200001710
为卡尔曼滤波三阶锁相环路中的PLL的卡尔曼滤波增益，
Figure BDA00016372138200001711
中的上标PLL为锁相环，
Figure BDA00016372138200001712
中的下标k1为第k1个值，k1的取值为1，即卡尔曼增益K的第一个下标，
Figure BDA00016372138200001713
为卡尔曼滤波三阶锁相环路的PLL输出，也就是本次相位差信号，为频率的后验估计，
Figure BDA00016372138200001715
为频率的先验估计，
Figure BDA00016372138200001716
为本次频率差信号，
Figure BDA00016372138200001717
为锁频环中卡尔曼的频率变化率增益，
Figure BDA00016372138200001718
中的上标PLL为卡尔曼二阶锁频环路中的FLL的频率变化率增益，
Figure BDA00016372138200001719
中的下标k1为第k1个值，上述表达式中使用
Figure BDA00016372138200001720
来精确估计相率；使用
Figure BDA00016372138200001721
来精确估计卡尔曼二阶锁频环路的频率。
上面已介绍本发明实施例的载波跟踪方法，下面本发明实施例应用在载波跟踪环路，详细说明本地复现载波的过程。
参见图2所示，图2为本发明实施例的载波跟踪环路的结构示意图。
上述载波跟踪环路包含：剥离模块20，积分清除器21，FPGA22、NCO23。门限包含：增大后的门限值以及减小后的门限值。这个FPGA22可以依次实现如下功能。比如，实现FLL对积分清除器21输出的积分清除信号进行鉴频、实现PLL对FLL的本次频率差信号进行鉴相，实现利用FLL的本次频率差信号及历史频率差信号进行门限的调整，及对本次频率差信号或对本次相位差信号进行滤波的功能。
第201步骤，剥离模块20接收来自基站的接收信号载波以及本地载波发生器产生的本地复现载波信号，并将接收信号载波与本地复现载波信号相乘得到相乘后的信号；再将NCO23产生的正弦信号Vos(t)与余弦信号Voc(t)，分别乘以相乘后的信号，得到已剥离出的接收信号载波和本地复现载波的信号。
假设捕获后的伪码相位已经同步，Ui(t)作为接收信号载波，Ui(t)中的下角标i为所接收的输入，Vos(t)与VoC(t)为本地复现的正弦载波与余弦载波信号，VoS(t)中的下角标os为正弦信号，VoC(t)中的下角标oC为余弦信号的表达式为：
Figure BDA0001637213820000181
Figure BDA0001637213820000182
Figure BDA0001637213820000183
其中，t为时间，A为电文，D(t)为码，ωi与θi分别为接收信号载波的频率与初相位，n为高斯白噪声，ωo与θo为本地复现载波的初始频率与初始相位，ωo中下标o为初始，θo中下标o为初始。接收信号载波与正/余弦载波相乘后得到同相分量i(t)与正交分量q(t)的表达式为：
i(t)＝AD(t)cos(ωe+θe)
q(t)＝AD(t)sin(ωe+θe)
其中，ωe与θe分别为接收信号载波与本地复现载波的频率差与相位差。假设选取的单位时间T，且在选取的单位时间T内数据比特不跳变，这里的选取的单位时间也可以称为积分时间，则经过积分清除后得到的同相分量与正交分量的表达式为：
Figure BDA0001637213820000184
Figure BDA0001637213820000185
其中，Ip(n)为I路的积分值，Ip(n)中下标p为当前，n为次数，Qp(n)为Q路的第n个积分值，Qp为Q路的积分值，Qp中的下标p为当前，t0为起始时间，i(t)为t时刻的射频信号，D(n)为第n个码片。
载波环路设计中采用的PLL进行鉴相，获得本次相位差信号的表达式为：
Figure BDA0001637213820000191
其中，
Figure BDA0001637213820000192
为本次相位差信号，
Figure BDA0001637213820000193
中的下标e为超前，Qp为Q路的积分值，Qp中的下标p为当前，sign(Ip)为符号函数即输出Ip的正负号，此鉴相方法计算量小且数据跳变不敏感，鉴相结果与
Figure BDA0001637213820000194
成正比关系。
载波环路设计中采用的FLL进行鉴频，获得本次频率差信号的表达式为：
ωe为本次频率差信号，ωe(n)为第n个本次频率差信号，Pcross为I路积分与Q路积分的叉积，Pcross的下标cross为叉积，Pdot为I路积分与Q路积分的点积，Pdot的下标dot为点积，t(n)为第n段时间，t(n-1)为第n-1段时间，n-1为n的前一段时间，
上述中Pdot与Pcross是点积与叉积，具体表达式为：
Figure BDA0001637213820000196
Figure BDA0001637213820000197
其中，I(n-1)为第n-1个I路积分值，I(n)为第n个I路积分值，Q(n-1)为第n-1次Q路的积分值，Q(n)为Q路的第n次积分值，D(n-1)为第n-1个码，D(n)为第n个码。
第202步骤，积分清除器接收已剥离出的接收信号载波和本地复现载波的信号，即，q(t)，i(t)，过滤已剥离出的接收信号载波和本地复现载波的信号q(t)，i(t)中的高频信号，将滤除高频信号后的信号，作为积分清除信号，即Q(t)，I(t)。
第203步骤，FPGA22中的FLL接收积分清除信号，这个积分清除信号是接收已剥离出的接收信号载波和本地复现载波的信号，在时间T内的累积值，对积分清除信号进行鉴频，得到接收信号载波和本地复现载波之间的本次频率差信号Fe。
第204步骤，FPGA22中的PLL接收积分清除信号，对积分清除信号进行鉴相，得到接收信号载波和本地复现载波之间的本次相位差信号Pe。
第205步骤，本发明实施例的历史频率差信号包括：本次频率差信号的上N次频率差信号，FPGA22中的门限计算基于本次频率差信号Fe与历史频率差信号，计算出门限值，该门限值包括：增大后的门限值Fmax及减小后的门限值Fmin。
第206步骤，FPGA22中的权值调整根据本次频率差信号Fe与上述门限值，分别确定用于调大本次频率差信号的第一调大权值及用于调大本次相位差信号的第二调大权值；基于第一调大权值，调大本次频率差信号；基于第二调大权值，调大本次相位差信号。
第207步骤，使用KF实现二阶锁频环路与三阶锁相环路相结合所等效的环路滤波器，对调大后的本次频率差信号进行滤波，对调大后的本次相位差信号进行滤波，得到滤波后的信号。
第208步骤，利用滤波后的信号，NCO23调整本地复现载波的频率和相位，产生正弦信号Vos(t)与余弦信号Voc(t)，并利用正弦信号Vos(t)与余弦信号Voc(t)，分别乘以上述相乘后的信号，得到已剥离出的接收信号载波和本地复现载波的信号，用来更新本地复现载波频率和相位。
对于本发明实施例的载波跟踪方法与传统的载波跟踪方法，均在仿真环境中测试比较，说明本发明实施例的载波跟踪方法，本发明实施例的载波跟踪方法设计的频率抖动明显小于传统的载波跟踪方法的频率抖动，并且本次频率差信号收敛速度明显快于传统的载波跟踪方法的本次频率差信号的收敛速度，具体如下。
仿真环境的参数设置如下：环路选取的单位时间为2.5ms；SNR(SIGNAL NOISERATIO，信噪比)为-22dB；接收信号载波含有200Hz的载波并在第600次环路更新时发生100Hz的频率阶跃；捕获得到的频率为250Hz，作为初始化频率，送入载波跟踪环路；传统的FPLL采用二阶锁频环路与三阶锁相环路相结合，二阶锁频环路的环路带宽设为20Hz，三阶锁相环路的环路带宽设为12Hz；本发明实施例的载波跟踪方法的参数设置如下：
针对
中的n取值为5；
Fmax＝aFmean(1<a)中的a取值为1.35；
Fmin＝bFmean(0.5<b<1)中的b取值为0.85；
qf为0.008，qp为0.008，σf为0.005Hz，σp为0.2rad。
参见图3，图3为本发明实施例的载波跟踪方法，与传统的载波跟踪方法的本地复现载波的频率的对比示意图；图3中星也就是“*”表示传统的载波跟踪方法，线条也就是“—”表示本发明实施例的载波跟踪方法。
参见图3可知，本发明实施例的载波跟踪方法早于传统的载波跟踪方法进行载波收敛，对载波频率收敛的速度明显快于传统的载波跟踪方法对载波频率收敛的速度。并且，本发明实施例的载波跟踪方法在频率收敛的过程中振荡次数明显减少；在载波跟踪环路即将进入稳定跟踪时，本发明实施例的载波跟踪方法设计的频率抖动明显小于传统的载波跟踪方法的频率抖动。
图4为本发明实施例的载波跟踪方法的本次频率差信号，与传统的载波跟踪方法的本次频率差信号的对比示意图。图4中星也就是“**”表示传统的载波跟踪方法，线条也就是“—”表示本发明实施例的载波跟踪方法。
在频率收敛初期，本次频率差信号大，本发明实施例的载波跟踪方法对本次频率差信号进行强化，其频率误差的反馈值大于传统的载波跟踪方法的本次频率差信号，本次频率差信号调整的速度明显快于传统的载波跟踪方法对本次频率差信号调整的速度；在载波跟踪环路即将进入稳定跟踪时，本发明实施例的载波跟踪方法对本次频率差信号进行弱化，其本次频率差信号收敛速度明显快于传统的载波跟踪方法的本次频率差信号的收敛速度。
SNR从-21dB～-27dB进行多组实验，其它条件设置与图3、图4相同，分别对本发明实施例的载波跟踪方法与传统的载波跟踪方法的失锁率和RMS(root mean square，均方根)本次频率差信号进行比较。
图5为本发明实施例的载波跟踪方法与传统的载波跟踪方法的失锁率的示意图对比图。图6为本发明实施例的载波跟踪方法与传统的载波跟踪方法的RMS本次频率差信号对比图。图5和图6中具有圈的线条表示传统的载波跟踪方法，具有三角的线条表示本发明实施例的载波跟踪方法。失锁率为0.1对应的SNR为跟踪门限。传统的载波跟踪方法的跟踪门限大约为-24.6dB。本发明实施例的载波跟踪方法大约为-25.6dB，当SNR处于传统的载波跟踪方法跟踪门限时，权重调整的RMS本次频率差信号比传统的载波跟踪方法的RMS频率误减小2-3Hz，表明本发明实施例的载波跟踪方法的载波跟踪精度与灵敏度都比传统的载波跟踪方法优良。
在上述仿真环境中的仿真结果表明，与传统的载波跟踪方法相比，该算法的频率收敛速度快，跟踪灵敏度提升1-2dB；当SNR处于传统的载波跟踪方法跟踪门限时，该算法的RMS本次频率差信号比传统的载波跟踪方法的RMS本次频率差信号减小1-3Hz。
参见图7，图7为本发明实施例的载波跟踪装置的结构示意图。下面然后对本发明实施例所提供的载波跟踪装置进行介绍。
本发明实施例提供一种载波跟踪装置，装置包括：
获取模块31，用于获取鉴频器已鉴频的本次频率差信号，本次频率差信号为基于接收的积分清除器的积分清除信号得到的，积分清除信号为基于对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除得到的信号；
第一比较模块32，用于若本次频率差信号相较于本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，增大后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，历史频率差信号包括：本次频率差信号的上N次频率差信号，N的取值范围为大于或等于1的自然数；
第二比较模块33，用于若本次频率差信号相较于上一次频率差信号变小，则将本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，减小后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变小确定的；
跟踪模块34，用于基于本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；基于本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位。
在一种可选的实现方式中，装置还包括：第一确定模块，用于确定增大后的门限值；第一确定模块具体用于：
对历史频率差信号中的频率差与本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将平均值乘以增大系数，确定为增大后的门限值，增大系数的取值范围为大于1的自然数。
在一种可选的实现方式中，装置还包括：第二确定模块，用于确定减小后的门限值；第二确定模块具体用于：
对历史频率差信号中的频率差与本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将平均值乘以减小系数，确定为减小后的门限值，减小系数的取值范围为大于0且小于1的自然数。
在一种可选的实现方式中，跟踪模块34，具体用于：
基于本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率，包括：
若本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，则获取第一调大权值，第一调大权值用于调大本次频率差信号，以使本次频率差信号的下一次频率差信号变小，本地复现载波的频率与接收信号载波的频率之间的频率差小于预设频率；
基于第一调大权值与本次频率差信号，得到调大后的频率差信号；
对调大后的频率差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的频率；
将调大后的本地复现载波的频率，更新为本地复现载波的频率。
在一种可选的实现方式中，跟踪模块34具体用于：
若本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，则获取第二调大权值，第二调大权值用于调大本次相位差信号，以使本次相位差信号的下一次相位差信号变小，以使本地复现载波的相位与接收信号载波的相位的相位差一致；
基于第二调大权值与本次相位差信号，得到调大后的相位差信号；
对调大后的相位差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的相位；
将调大后的本地复现载波的相位，更新为本地复现载波的相位。
在一种可选的实现方式中，装置还包括：
第三比较模块，用于：
若本次频率差信号相较于本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将本次频率差信号的频率差与增大后的门限值进行比较，得到本次频率差信号小于增大后的门限值；并且
将本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到本次频率差信号大于减小后的门限值，减小后的门限值小于增大后的门限值；
若本次频率差信号小于增大后的门限值且大于减小后的门限值，则利用二阶滤波环路及三阶滤波环路，对本地复现载波进行滤波，得到滤波后的信号，二阶滤波环路及三阶滤波环路分别是基于可变带宽的滤波器生成的；
利用滤波后的信号，跟踪本地复现载波的频率和相位。
由此可见，本发明实施例增大后的门限值是根据历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的；同样，减小后的门限值也是根据历史频率差信号及本次频率差信号进行变小确定的。这样增大后的门限值会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整；同样，减小后的门限值也会随着历史频率差信号及本次频率差信号的变化进行调整，从而避免了本次频率差信号在预设的门限值进行频繁地小幅度跳动，也不会导致PLL和FLL进行频繁的切换，减少PLL和FLL之间频繁跳动的次数，减少出现跟踪失锁的问题。
本发明实施例还提供了一种电子设备，如图8所示，包括处理器41、通信接口42、存储器43和通信总线44，其中，处理器41，通信接口42，存储器43通过通信总线44完成相互间的通信，
存储器43，用于存放计算机程序；
处理器41，用于执行存储器43上所存放的程序时，实现如下步骤：
获取鉴频器已鉴频的本次频率差信号，本次频率差信号为基于接收的积分清除器的积分清除信号得到的，积分清除信号为基于对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除得到的信号；
若本次频率差信号相较于本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，增大后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，历史频率差信号包括：本次频率差信号的上N次频率差信号，N的取值范围为大于或等于1的自然数；
若本次频率差信号相较于上一次频率差信号变小，则将本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，减小后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变小确定的；
基于本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；
基于本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位。
上述电子设备提到的通信总线可以是外设部件互连标准(Peripheral ComponentInterconnect，PCI)总线或扩展工业标准结构(Extended Industry StandardArchitecture，EISA)总线等。该通信总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
通信接口用于上述电子设备与其他设备之间的通信。
存储器可以包括随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)，也可以包括非易失性存储器(Non-Volatile Memory，NVM)，例如至少一个磁盘存储器。可选的，存储器还可以是至少一个位于远离前述处理器的存储装置。
上述的处理器可以是通用处理器，包括中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、网络处理器(Network Processor，NP)等；还可以是数字信号处理器(Digital SignalProcessing，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。
在本发明提供的又一实施例中，还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述实施例中任一所述的载波跟踪方法。
在本发明提供的又一实施例中，还提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述实施例中任一所述的载波跟踪方法。
对于装置/电子设备/存储介质/计算机程序产品实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于装置/电子设备/存储介质/计算机程序产品而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (3)

1.一种载波跟踪方法，其特征在于，包括：
获取鉴频器已鉴频的本次频率差信号，所述本次频率差信号为基于接收的积分清除器的积分清除信号得到的，所述积分清除信号为基于对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除得到的信号；
若所述本次频率差信号相较于所述本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将所述本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，所述增大后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，所述历史频率差信号包括：所述本次频率差信号的上N次频率差信号，所述N的取值范围为大于或等于1的自然数；
若所述本次频率差信号相较于所述上一次频率差信号变小，则将所述本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，所述减小后的门限值是基于所述历史频率差信号及所述本次频率差信号进行变小确定的；
基于所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；
基于所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位；
采用如下步骤确定增大后的门限值，包括：
对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将所述平均值乘以增大系数，确定为增大后的门限值，所述增大系数的取值范围为大于1的自然数；
采用如下步骤确定减小后的门限值，包括：
对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将所述平均值乘以减小系数，确定为减小后的门限值，所述减小系数的取值范围为大于0且小于1的自然数；
所述基于所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率，包括：
若所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，则获取第一调大权值，所述第一调大权值用于调大所述本次频率差信号，以使所述本次频率差信号的下一次频率差信号变小，所述本地复现载波的频率与所述接收信号载波的频率之间的频率差小于预设频率；
基于所述第一调大权值与所述本次频率差信号，得到调大后的频率差信号；
对所述调大后的频率差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的频率；
将调大后的本地复现载波的频率，更新为所述本地复现载波的频率；
所述基于所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位，包括：
若所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，则获取第二调大权值，所述第二调大权值用于调大本次相位差信号，以使所述本次相位差信号的下一次相位差信号变小，以使所述本地复现载波的相位与所述接收信号载波的相位的相位差一致；
基于所述第二调大权值与所述本次相位差信号，得到调大后的相位差信号；
对调大后的相位差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的相位；
将调大后的本地复现载波的相位，更新为所述本地复现载波的相位。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
若所述本次频率差信号相较于所述本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将所述本次频率差信号的频率差与增大后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号小于增大后的门限值；并且
将所述本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号大于减小后的门限值，所述减小后的门限值小于所述增大后的门限值；
若所述本次频率差信号小于增大后的门限值且大于所述减小后的门限值，则利用二阶滤波环路及三阶滤波环路，对本地复现载波进行滤波，得到滤波后的信号，所述二阶滤波环路及三阶滤波环路分别是基于可变带宽的滤波器生成的；
利用滤波后的信号，跟踪本地复现载波的频率和相位。
3.一种载波跟踪装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取鉴频器已鉴频的本次频率差信号，所述本次频率差信号为基于接收的积分清除器的积分清除信号得到的，所述积分清除信号为基于对剥离出的接收信号载波和本地复现载波中的高频信号进行滤除得到的信号；
第一比较模块，用于若所述本次频率差信号相较于所述本次频率差信号的上一次频率差信号变大，则将所述本次频率差信号中的频率差与增大后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，所述增大后的门限值是基于历史频率差信号及本次频率差信号进行变大确定的，所述历史频率差信号包括：所述本次频率差信号的上N次频率差信号，所述N的取值范围为大于或等于1的自然数；
第二比较模块，用于若所述本次频率差信号相较于所述上一次频率差信号变小，则将所述本次频率差信号的频率差与减小后的门限值进行比较，得到所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，所述减小后的门限值是基于所述历史频率差信号及所述本次频率差信号进行变小确定的；
跟踪模块，用于基于所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率；基于所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，跟踪本地复现载波的相位；
所述装置还包括：第一确定模块，用于确定增大后的门限值；所述第一确定模块具体用于：
对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将所述平均值乘以增大系数，确定为增大后的门限值，所述增大系数的取值范围为大于1的自然数；
所述装置还包括：第二确定模块，用于确定减小后的门限值；所述第二确定模块具体用于：
对历史频率差信号中的频率差与所述本次频率差信号中的频率差进行平均，得到平均值；
将所述平均值乘以减小系数，确定为减小后的门限值，所述减小系数的取值范围为大于0且小于1的自然数；
所述跟踪模块，具体用于：
基于所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，跟踪本地复现载波的频率，包括：
若所述本次频率差信号中的频率差大于增大后的门限值，则获取第一调大权值，所述第一调大权值用于调大所述本次频率差信号，以使所述本次频率差信号的下一次频率差信号变小，所述本地复现载波的频率与所述接收信号载波的频率之间的频率差小于预设频率；
基于所述第一调大权值与所述本次频率差信号，得到调大后的频率差信号；
对所述调大后的频率差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的频率；
将调大后的本地复现载波的频率，更新为所述本地复现载波的频率；
所述跟踪模块，具体还用于：
若所述本次频率差信号中的频率差小于减小后的门限值，则获取第二调大权值，所述第二调大权值用于调大本次相位差信号，以使所述本次相位差信号的下一次相位差信号变小，以使所述本地复现载波的相位与所述接收信号载波的相位的相位差一致；
基于所述第二调大权值与所述本次相位差信号，得到调大后的相位差信号；
对调大后的相位差信号进行滤波，得到滤波后的信号；
利用滤波后的信号，调大本地复现载波的相位；
将调大后的本地复现载波的相位，更新为所述本地复现载波的相位。
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