WO2010082635A1 - コード相関器、測位装置、コード相関方法、コード相関プログラム、測位方法、および測位プログラム - Google Patents

コード相関器、測位装置、コード相関方法、コード相関プログラム、測位方法、および測位プログラム Download PDF

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replica
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勝雄 山田
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古野電気株式会社
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    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70715—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation with application-specific features

Definitions

  • the present invention relates to a positioning apparatus provided with a code correlator for synchronizing with a positioning signal phase-modulated by a predetermined spread spectrum code.
  • GNSS Global Navigation Satellite System
  • GNSS Global Positioning System
  • GLONASS Global Navigation Satellite System
  • GALILEO Global Engineering Task Force
  • PN pseudo noise codes and modulation methods related to positioning signals for each system. Is different. For this reason, it is necessary to perform processing synchronized with the PN code related to the positioning signal according to each system specification.
  • a signal that is BPSK (Binary Phase Shift Keying) modulated with a spectrum spreading code (PN code) having a chip rate of 1.023 Mcps and a navigation message of 50 bps with an L1 carrier of 1575.42 MHz is received.
  • the received signal (hereinafter referred to as the L1 positioning signal) is correlated with the L1 carrier wave and PN code replica signal generated by the positioning device. Based on this correlation result, the phase synchronization processing of the carrier wave and PN code of the L1 positioning signal and their replica signals is performed.
  • the GALILEO positioning signal (hereinafter referred to as the E1 positioning signal) is modulated with a BOC (m, n) code.
  • BOC is an abbreviation for Binary Offset Carrier.
  • the BOC (m, n) code is composed of a subcarrier of m ⁇ 1.023 MHz and a PN code of a chip rate of n ⁇ 1.023 Mcps.
  • the received E1 positioning signal is correlated as in the case of GPS, and phase synchronization processing is performed.
  • the positioning device is required to continue tracking so as to maintain the synchronization even after the synchronization with the carrier wave or the PN code related to the received signal is completed.
  • Carrier tracking is performed by PLL, and PN code tracking is performed by DLL.
  • Patent Document 1 discloses a technique related to code tracking of a GALILEO E1 positioning signal.
  • an E1 positioning signal modulated by a BOC (1, 1) code consisting of a 1 ⁇ 1.023 MHz subcarrier and a PN code having a chip rate of 1 ⁇ 1.023 Mcps is received, and the received signal is received as BOC ( 1,1)
  • BOC 1,1
  • a BOC / BOC correlation signal correlated with a code replica signal is generated.
  • a BOC / PN correlation signal in which the received signal is correlated with a replica of the PN code is generated.
  • phase synchronization processing is performed based on the BOC / BOC correlation signal and the BOC / PN correlation signal.
  • the accuracy of the position by GNSS largely depends on the tracking accuracy of the PN code.
  • the PN code tracking error is one of the main factors due to multipath errors.
  • FIG. 8 is a correlation characteristic diagram between the L1 positioning signal and the PN code replica.
  • 900P in FIG. 8 is a correlation characteristic when there is no multipath.
  • the correlation value is 1 at the maximum level when the code phase difference is 0 chip, and the correlation value is 0 when the code phase difference is ⁇ 1.0 chips.
  • the linear characteristic is as follows.
  • the correlation characteristic between the multipath signal and the replica of the PN code is a characteristic such as 900M.
  • the characteristic is represented by a correlation curve 900M in which the correlation value becomes +0.5 of the peak level when the code phase difference is +0.2 chips.
  • the correlation characteristic when the L1 positioning signal including the multipath signal is received is a linear sum of 900P and 900M, and thus the characteristic shown by 900C. For this reason, the correlation characteristic becomes asymmetric in the region where the code phase difference is positive and negative. This hinders highly accurate code tracking.
  • an object of the present invention is to provide a code correlator capable of suppressing the influence of multipath and performing code tracking with high accuracy, and a high-speed code including the code correlator.
  • the object is to realize a positioning device capable of accurate positioning.
  • the code correlator includes a BPSK replica code generation unit, a BOC replica code generation unit, a correlation unit, and a code phase difference calculation unit.
  • the BPSK replica code generation unit generates a BPSK replica code corresponding to a BPSK (Binary Phase Shift Shift Keying) signal that is a PN (pseudo noise) code.
  • the BOC replica code generation unit generates a BOC replica code corresponding to a BOC (Binary Offset Carrier) signal in which a subcarrier is superimposed on a PN code.
  • the correlator is configured to perform a correlation process between the received BPSK signal and the BPSK replica code and a BPSK / BPSK correlation value obtained by performing a correlation process between the received BPSK signal and the BOC replica code.
  • a composite correlation value is generated from the correlation value.
  • the code phase difference calculation unit calculates a code phase difference based on the combined correlation value.
  • the received BPSK signal is correlated not only with the BPSK replica code but also with the BOC replica code including the elements of the BPSK replica code. Since these two replica codes that perform correlation include elements of the BPSK replica code, respective correlation values obtained by these replica codes are partially similar. Therefore, by utilizing these similarities and appropriately synthesizing these correlation values, the correlation characteristics are improved as compared with the case where only the BPSK replica code is used.
  • the BOC replica code generation unit of the code correlator of the present invention generates a BOC cos replica code corresponding to the BOC cos signal.
  • the correlation unit is configured to perform a correlation process between the received BPSK signal and the BPSK replica code, and a BPSK / BPSK correlation value obtained by performing a correlation process between the received BPSK signal and the BOC cos replica code.
  • a composite correlation value is generated by adding the BOC cos correlation value.
  • the BOC replica code generation unit of the code correlator of the present invention generates a BOCsin replica code corresponding to the BOCsin signal.
  • the correlation unit obtains BPSK / BOCsin obtained by performing correlation processing between the received BPSK signal and the BOCsin replica code from the BPSK / BPSK correlation value obtained by performing correlation processing between the received BPSK signal and the BPSK replica code.
  • a composite correlation value is generated by subtracting the correlation value.
  • the present invention also relates to a code correlator, and the code correlator includes a first replica code generation unit, a second replica code generation unit, a correlation unit, and a code phase difference calculation unit.
  • the first replica code generation unit generates a first replica code composed of a spread spectrum code superimposed on the received signal.
  • the second replica code generation unit has a maximum correlation value with the received signal when the code phase difference between the received signal and the first replica code is 0, and the received signal is within a predetermined range including the code phase difference of 0.
  • a second replica code is generated from which a transition of the correlation value is obtained such that the correlation value becomes 0 or less.
  • the correlation unit includes a first correlation value obtained by performing a correlation process between the received signal and the first replica code, a second correlation value obtained by performing a correlation process between the received signal and the second replica code, Is added to generate a composite correlation value.
  • the code phase difference calculation unit calculates a code phase difference based on the combined correlation value.
  • the characteristics of the more general second replica code are shown with the second replica code being a replica code that can provide the same improvement in correlation characteristics as compared to the BOC cos replica code described above.
  • the present invention also relates to a code correlator, and the code correlator includes a first replica code generation unit, a second replica code generation unit, a correlation unit, and a code phase difference calculation unit.
  • the first replica code generation unit generates a first replica code composed of a spread spectrum code superimposed on the received signal.
  • the second replica code generator has a minimum correlation value between the received signal and the first replica code when the code phase difference between the received signal and the first replica code is 0, and the correlation value between the received signal and the first replica code is predetermined.
  • a second replica code is generated in which a transition of the correlation value is obtained so as to coincide with the transition of the correlation value between the received signal and the first replica code at a code phase difference equal to or lower than the level.
  • the correlation unit includes a first correlation value obtained by performing a correlation process between the received signal and the first replica code, a second correlation value obtained by performing a correlation process between the received signal and the second replica code, To generate a composite correlation value.
  • the code phase difference calculation unit calculates a code phase difference based on the combined correlation value.
  • the characteristics of the more general second replica code are shown with the second replica code being a replica code that can provide the same improvement in correlation characteristics as compared with the BOCsin replica code described above.
  • the second replica code of the code correlator of the present invention comprises a subcarrier that repeats inversion in a half period of the code period of the spread spectrum code and the spread spectrum code.
  • This configuration shows a specific example of the above-described second replica code.
  • the present invention also relates to a positioning device provided with the above-described code correlator.
  • This positioning device includes a navigation message analysis unit, a pseudo-range calculation unit, and a positioning calculation unit in addition to the code correlator described above.
  • the navigation message analysis unit analyzes the navigation message superimposed on the received signal.
  • the pseudo distance calculation unit calculates a code pseudo distance based on the code phase difference.
  • the positioning calculation unit performs positioning based on the navigation message and the code pseudo distance.
  • This configuration shows a positioning device including the above-described code correlator.
  • a code correlator capable of suppressing the influence of multipath and performing code tracking with high accuracy.
  • a positioning device that can perform highly accurate positioning can be realized.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration related to code correlation of a demodulator 13 in Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the waveform of a BOCsin (1,1) code.
  • 6 is a diagram for explaining code correlation characteristics in Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the waveform of a BOCcos (1,1) code
  • chord. 6 is a block diagram illustrating a configuration related to code correlation of a demodulation unit 13 in Embodiment 2.
  • FIG. FIG. 10 is a diagram for explaining code correlation characteristics in the second embodiment. It is a figure explaining the influence of multipass in the conventional code correlation.
  • Embodiment 1 A configuration of a code correlation unit according to Embodiment 1 of the present invention and a GPS positioning apparatus including the code correlation unit will be described with reference to the drawings.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a GPS positioning device including a demodulator having a code correlation unit according to the present embodiment.
  • the GPS positioning device includes a receiving antenna 11, a down converter 12, a demodulator 13 including a code correlator of the present invention, a navigation message analyzer 14, and a positioning calculator 15.
  • the receiving antenna 11 receives the L1 positioning signal transmitted from the GPS positioning satellite and outputs it to the down converter 12.
  • the down converter 12 converts the L1 positioning signal into a predetermined intermediate frequency signal (hereinafter referred to as IF signal) and outputs the signal to the demodulator 13.
  • IF signal a predetermined intermediate frequency signal
  • the demodulator 13 performs carrier and PN code phase tracking on the IF signal and demodulates the navigation message.
  • the observed amounts of the carrier phase difference and the code phase difference obtained by the demodulation unit 13 are output to the positioning calculation unit 15, and the demodulated navigation message is output to the navigation message analysis unit 14.
  • the navigation message analysis unit 14 analyzes the navigation message from the demodulation unit 13 and gives the content to the positioning calculation unit 15.
  • the positioning calculation unit 15 performs a positioning calculation based on the content of the navigation message from the navigation message analysis unit 14 and the amount of observation from the demodulation unit 13, and calculates the position of the positioning device.
  • the demodulation unit 13 includes a code tracking unit 32, a demodulation processing unit 33, and a pseudo distance calculation unit 34.
  • the code tracking unit 32 includes a code correlation unit 31, a phase difference calculation unit 317, a loop filter 318, and a normalization calculation unit 320.
  • the code tracking unit 32 includes a code correlation unit 31, a phase difference calculation unit 317, a loop filter 318, and a normalization calculation unit 320.
  • the demodulation processing unit 33 demodulates the navigation message and outputs the demodulated navigation message to the navigation message analysis unit 14.
  • the pseudo distance calculation unit 34 calculates a code pseudo distance based on the code phase difference signal output from the loop filter 318 and outputs the code pseudo distance to the positioning calculation unit 15. Note that the processing of the pseudo distance calculation unit 34 may be performed by the positioning calculation unit 15 illustrated in FIG. 1. In this case, the output of the loop filter 318 may be output to the positioning calculation unit 15.
  • the code correlation unit 31 of the code tracking unit 32 includes a P correlation unit 314, an E correlation unit 315, an L correlation unit 316, an NCO 311, a BPSK code generator 312A, a BOCsin code generator 312B, a BPSK code shifter 313A, and a BOC code shifter 313B. Is provided.
  • the NCO 311 generates an NCO clock signal having a clock rate controlled according to the code phase difference signal from the loop filter 318, and outputs the NCO clock signal to the BPSK code generator 312A and the BOCsin code generator 312B.
  • the BPSK code generator 312A generates a code replica of the PN code related to the L1 positioning signal based on the NCO clock signal, and outputs the code replica to the BPSK code shifter 313A.
  • the BPSK code shifter 313A includes a shift register circuit, a Prompt code (hereinafter referred to as P code) replica serving as a reference code replica, and a BPSK whose code phase is advanced by 1/2 chip with respect to the P code replica.
  • P code Prompt code
  • a replica of an Early code (hereinafter referred to as a BPSK-E code) and a replica of a BPSK-Late code (hereinafter referred to as a BPSK-L code) whose code phase is delayed by 1/2 chip are generated.
  • the BOCsin code generator 312B generates a BOCsin code replica based on the NCO clock signal and outputs the replica to the BOC code shifter 313B.
  • the BOCsin code was obtained by BPSK modulating a subcarrier signal having a frequency m times the chip rate of the PN code at a chip rate of n times the chip rate of the PN code related to the L1 positioning signal of the satellite. This is an NRZ (non-return to zero) spreading code.
  • the BOCsin code in the first embodiment indicates a so-called BOCsin (1, 1) code.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the waveform of the BOCsin (1, 1) code.
  • the PN code in FIG. 3 shows an example.
  • the BOCsin (1,1) code uses subcarriers that repeat state transitions at a chip rate twice that of the PN code.
  • the BOCsin (1,1) code is set so that the timing for giving the state transition timing of the PN code matches the state transition timing for every other subcarrier.
  • the BOC code shifter 313B includes a shift register circuit. From the BOCsin code replica generated by the BOCsin code generator 312B, a BOCsin-Early code (hereinafter referred to as a BOCsin-E code) synchronized with the BPSK-E code is used. , A replica of the BOCsin-Late code (hereinafter referred to as the BOCsin-L code) synchronized with the BPSK-L code is generated.
  • the circuit composed of the BPSK code generator 312A and the BPSK code shifter 313A corresponds to the “BPSK replica code generation unit” of the present invention.
  • the circuit composed of the BOCsin code generator 312B and the BOC code shifter 313B corresponds to the “BOC replica code generation unit” of the present invention.
  • the replica of the P code generated by the BPSK code shifter 313A is output to the P correlation unit 314.
  • the BPSK-E code replica and the BOCsin-E code replica are output to the E correlation unit 315.
  • the BPSK-L code replica and the BOCsin-L code replica are output to the L correlation unit 316.
  • the BPSK / BPSK correlator 401 of the P correlation unit 314 performs correlation between the IF signal output from the down converter 12 and the P code replica, and outputs the correlation to the demodulation processing unit 33 as a P correlation value.
  • the E correlation unit 315 includes a BPSK / BPSK correlator 501, a BPSK / BOCsin correlator 503, a level detection unit 502, a level detection unit 504, and an adder 505.
  • the BPSK / BPSK correlator 501 correlates the BPSK-E code replica and the IF signal, and outputs a BPSK-E correlation value as a correlation result to the level detection unit 502.
  • the level detection unit 502 outputs the BPSK-E correlation level, which is the absolute value of the BPSK-E correlation value, to the subtractor 505.
  • the square root may be obtained by squaring the BPSK-E correlation value.
  • the BPSK / BOCsin correlator 503 correlates the BOCsin-E code replica and the IF signal, and outputs a BOCsin-E correlation value as a correlation result to the level detection unit 504.
  • the level detection unit 504 outputs the BOCsin-E phase level, which is the absolute value of the BOCsin-E correlation value, to the subtractor 505.
  • the square root may be obtained by squaring the BOCsin-E correlation value.
  • the adder 505 subtracts the output of the level detection unit 504 from the output of the level detection unit 502, thereby calculating a combined E correlation level obtained by combining the BPSK-E correlation level and the BOCsin-E correlation level. Is output to the phase difference calculation unit 317.
  • the L correlator 316 includes a BPSK / BPSK correlator 601, a BPSK / BOCsin correlator 603, a level detector 602, a level detector 604, and an adder 605.
  • the BPSK / BPSK correlator 601 correlates the BPSK-L code replica and the IF signal, and outputs a BPSK-L correlation value as a correlation result to the level detection unit 602.
  • the level detection unit 602 outputs the BPSK-L correlation level, which is the absolute value of the BPSK-L correlation value, to the adder 605.
  • a square root may be obtained by squaring the BPSK-L correlation value.
  • the BPSK / BOC correlator 603 correlates the BOCsin-L code replica with the IF signal, and outputs a BOCsin-L correlation value, which is a correlation result, to the level detection unit 604.
  • the level detection unit 604 outputs a BOCsin-L correlation level, which is an absolute value of the BOCsin-L correlation value, to the subtractor 605.
  • a square root may be obtained by squaring the BOCsin-L correlation value.
  • the adder 605 subtracts the output of the level detection unit 604 from the output of the level detection unit 602, thereby calculating a combined L correlation level obtained by combining the BPSK-L correlation level and the BOCsin-L correlation level. Is output to the phase difference calculation unit 317.
  • the phase difference calculation unit 317 corresponds to the “code phase difference calculation unit” of the present invention, calculates the EL correlation level by subtracting the combined L correlation level from the combined E correlation level, and normalizes the calculation unit 320. Output to.
  • the normalization operation unit 320 normalizes the EL correlation level to calculate a code phase difference, and provides the code to the loop filter 318.
  • the loop filter 318 generates code phase data by filtering the code phase difference, and provides the code phase data to the NCO 311 and the pseudo distance calculation unit 34.
  • a correlation curve 101 in FIG. 4A shows the correlation characteristics between the PN code related to the L1 positioning signal and a replica of the PN code, and is a BPSK-E correlation level output from the level detection unit 502 or a level detection unit This corresponds to the BPSK-L correlation level output from 602.
  • the correlation curve 101 has a maximum correlation value (+1) when the code phase difference between the PN code related to the L1 positioning signal and the replica of the PN code is 0 chip, and the correlation value is 0 when the code phase difference is ⁇ 1 chip. It is a linear characteristic.
  • a correlation curve 102 in FIG. 4A shows the correlation characteristics between the PN code related to the L1 positioning signal and the BOCsin code replica, and the BOCsin-E correlation level output from the level detection unit 504 or the level detection unit 604. Corresponds to the BOCsin-L correlation level, which is the output from.
  • the correlation curve 102 indicates that the code phase difference between the PN code related to the L1 positioning signal and the BOCsin code replica is 0 chip and ⁇ 1 chip, the correlation value is 0, and the correlation value is +0.5 that is the maximum at +0.5 chip. This is a linear characteristic.
  • a correlation curve 100 in FIG. 4A indicates a difference between the correlation curve 101 and the correlation curve 102, and a combined E correlation level that is an output from the adder 505 or a combined L correlation level that is an output from the adder 605. It corresponds to.
  • the correlation curve 100 has the same code phase difference where the correlation level is the maximum value as compared with the correlation curve 101, but the range of the code phase difference where the correlation level is not 0 is halved.
  • FIG. 4B shows a conventional so-called Early-Late correlation (hereinafter referred to as EL correlation) based on the correlation curve 101 shown in FIG. 4A.
  • EL correlation Early-Late correlation
  • a correlation curve 110 in FIG. 4B shows an EL correlation according to the present invention based on the correlation curve 100 shown in FIG. 4A, and an EL correlation that is an output from the phase difference calculation unit 317. Corresponds to the level.
  • the slope of correlation curve 110 near the code phase difference of 0 chip is twice the slope of correlation curve 910. This is because, as shown in FIG. 4A, the range of the code phase difference where the correlation level of the correlation curve 100 is not 0 is half that of the conventional correlation curve 101. This means that not only can the code tracking be performed with higher accuracy than the conventional method, but also the influence of multipath can be suppressed.
  • the envelope 920 in FIG. 4C shows an envelope of distance error caused by multipath in the conventional code correlator, and the envelope 120 in FIG. 4C is caused by multipath in the code correlator according to the present invention.
  • the envelope of the distance error to be shown. From FIG. 4C, it can be seen that the present invention can suppress the influence of multipath as compared with the conventional method.
  • FIG. 4B and 4C show a case where the spacing, which is the chip phase interval between EL, is 1 chip.
  • ⁇ represents the multipath amplitude ratio with respect to the direct wave
  • d represents the spacing of the EL correlation.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the waveform of the BOC cos (1, 1) code.
  • the PN code in FIG. 5 shows an example.
  • the BOC cos (1, 1) code uses subcarriers that repeat state transitions at a chip rate twice that of the PN code.
  • the timing for giving the state transition timing of the PN code and the state transition timing for every other subcarrier are set so as to be shifted by 1/2 chip of the subcarrier.
  • the difference between the BOCsin (1,1) code and the BOCcos (1,1) code is as follows.
  • the BOC cos (1, 1) code is generated from a sub carrier whose phase is advanced by 90 degrees with respect to the sub carrier of the BOC sin (1, 1) code and a PN code.
  • the BOC cos (1, 1) code is abbreviated as a BOC cos code unless otherwise specified.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a main configuration excluding the carrier correlator of the demodulator 13A when such a BOC code replica is used.
  • the difference from FIG. 2 shown in the first embodiment is that the BOCsin code generator 312B that generates the BOC code shown in FIG. 2 generates the BOCcos (1,1) code instead of the BOCsin (1,1) code.
  • the code generator 312C is used.
  • the BPSK / BOCsin correlator 503 of the E correlation unit in FIG. 2 replaces the BPSK / BOCcos correlator 503A
  • the BPSK / BOCsin correlator 603 of the L correlation unit replaces the BPSK / BOCcos correlator 603A
  • the adder 505 (605) in FIG. 2 is changed to perform addition processing between the BPSK / BPSK correlator 501 and the BPSK / BOC cos correlator 503A (603A).
  • the level detectors 502, 504, 602, and 604 in FIG. 2 are deleted. Other configurations and processing of each unit are the same as those in the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 7A and 7B show the correlation characteristic and the composite code phase difference characteristic in the second embodiment, respectively.
  • 101 in FIG. 7A has the same characteristics as 101 in FIG.
  • the correlation characteristic 102A is a correlation characteristic between the IF signal that is the received signal and the BOC-E code replica (or BOC-L code replica) that is the BOC code replica.
  • the correlation characteristic 102A has a code phase difference of zero and ⁇ 0.5 chips, a correlation value of zero at ⁇ 1.0 chips, a correlation value of +0.25 chips at ⁇ 0.75 chips, and ⁇ 0 chips.
  • the linear characteristic is determined by -0.25 chip, which has a minimum correlation value of .25 chips.
  • 100A is the output of the adder 505 (605), that is, the combined E correlation value (or the combined L correlation value).
  • the combined correlation characteristic 100A has a slope twice as large as the normal correlation characteristic 101 in the range of ⁇ 0.25 chips.
  • the phase difference calculation unit 317 corresponds to the “code error calculation unit” of the present invention, and calculates the composite code phase difference by subtracting the composite L correlation value from the composite E correlation value.
  • the composite code phase difference characteristic 110A is shown in FIG. 7B together with the normal code phase difference characteristic 911A obtained from the correlation characteristic 101 in FIG. 7A.
  • 7B and 7C show the case where the chip interval between EL is 0.1 chip, it is not limited to 0.1 chip.
  • the composite code phase difference characteristic 110A has a slope twice as large as that of the normal correlation characteristic 101 in the range of ⁇ 0.25 chip. Therefore, as shown in FIG.
  • the phase difference 110A is a characteristic having a slope twice as large as 911A, which is a normal code phase difference characteristic.
  • the combined code phase difference 110A has a combined code phase difference of zero when the absolute value of the code phase difference is between +0.25 to +0.75 chips and ⁇ 0.25 to ⁇ 0.75 chips. This means that the multipath delay amount falling between +0.25 to +0.75 chips or ⁇ 0.25 to ⁇ 0.75 chips is not affected by the multipath.
  • the distance error (chip) characteristics resulting from multipath are shown in FIG. 120A is a composite code phase difference method according to the present invention, that is, a multipath error characteristic in 110A which is a characteristic of the present embodiment in FIG. 7B, and 920A is a conventional code shown in 911A in FIG. 7B. It is a multipath error characteristic in a phase difference method.
  • the code tracking by the combined code phase difference characteristic (110A) of the present embodiment can suppress the multipath effect as compared with the code tracking by the normal EL phase difference characteristic (911A). Specifically, in the example of FIG. 5, if the multipath delay is 0.5 + d / 2 (chip) or more, highly accurate code tracking can be performed without being affected by the multipath.
  • the BOCsin (1,1) code replica of the first embodiment when used, a level detection unit is required after the correlator.
  • the BOCcos (1,1) code replica is used. If used, the level detector need not be used. Accordingly, a simpler configuration can be realized, and generation of noise (for example, Square-Loss) due to level detection can be suppressed.
  • this BOCsin (1,1) code or BOCcos (1,1) code for correction of tracking of a positioning signal of BPSK modulation even if multipath occurs, high accuracy can be obtained.
  • a positioning device capable of code tracking can be realized.
  • the EL correlation value is calculated after addition / subtraction between the output from the BPSK / BPSK correlator and the output from the BPSK / BOCsin correlator or the BPSK / BOCcos correlator.
  • these composite code phase differences may be added or subtracted. Good.
  • each functional unit is described as a block.
  • each functional unit may be realized by an individual element or circuit, and the above processing is programmed and stored. Alternatively, it may be realized by being executed by an arithmetic processing unit such as a CPU.
  • the following principle may be applied to the combined correlation of the BPSK / BPSK correlation and the BPSK / BOCsin (1,1) correlation as described above. Specifically, two EL correlations having different spacings between the E code replica and the L code replica are used, and the spacing of one EL correlation is the spacing of the other EL correlation. It is set to 2 times.
  • a composite EL correlation value is calculated by calculating a difference between these EL correlation values.
  • one EL correlation value is set to (E1-L1) and the spacing is set to 0.1 chip
  • the other EL correlation value is set to (E2-L2) and the spacing is set to 0.2 chip.
  • the combined EL correlation value is calculated by an arithmetic expression of 2 * (E1-L1)-(E1-L2) or an arithmetic expression of (E1-L1)-(E2-L2) / 2.
  • the above principle may be applied to the combined correlation of the BPSK / BPSK correlation and the BPSK / BOC cos (1, 1) correlation.

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Abstract

マルチパスによる影響を抑圧して、高精度にコード追尾を行えるコード相関器を実現する。 ＢＰＳＫレプリカコード生成部（３１２Ａ、３１３Ａ）は、ＰＮコードであるＢＰＳＫ信号に対応するＢＰＳＫレプリカコードを生成する。ＢＯＣレプリカコード生成部（３１２Ｃ、３１３Ｂ）は、ＰＮコードにサブキャリアが重畳されたＢＯＣ信号に対応するＢＯＣレプリカコードを生成する。相関部（３１５Ａ、３１６Ａ）は、受信したＢＰＳＫ信号とＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、受信したＢＰＳＫ信号とＢＯＣレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣ相関値と、から合成相関値を生成する。コード位相差算出部（３１７）は、合成相関値に基づいてコード位相差を算出する。

Description

コード相関器、測位装置、コード相関方法、コード相関プログラム、測位方法、および測位プログラム
　この発明は、所定のスペクトラム拡散コードによって位相変調された測位信号に同期するためのコード相関器を備えた測位装置に関するものである。
　従来、ＧＮＳＳ（Global Navigation Satellite System）を利用した測位装置では、位置、速度などを算出するために擬似距離やその変化量を観測する必要がある。そして、擬似距離等の測定には、測位信号を捕捉、追尾しなければならない。
　現在、ＧＮＳＳには、ＧＰＳ（Global Positioning System）、ＧＬＯＮＡＳＳ（Global Navigation Satellite System）、ＧＡＬＩＬＥＯ等の複数のシステムが存在し、システム毎に測位信号に係るＰＮ（pseudo noise）コードや変調方式等の仕様が異なる。このため、各システム仕様に応じて測位信号に係るＰＮコードに同期する処理を行わなければならない。
　例えば、ＧＰＳの場合、１５７５．４２ＭＨｚのＬ１搬送波が、チップレート１．０２３Ｍｃｐｓのチップレートを持つスペクトム拡散コード（ＰＮコード）と５０ｂｐｓの航法メッセージでＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調された信号を受信する。そして、受信した信号（以下、Ｌ１測位信号と呼ぶ）は、測位装置で生成されたＬ１搬送波およびＰＮコードのレプリカ信号と相関される。この相関結果に基づいて、Ｌ１測位信号の搬送波およびＰＮコードとそれらのレプリカ信号との位相同期処理が行われる。
　一方、ＧＡＬＩＬＥＯの測位信号（以下、Ｅ１測位信号と呼ぶ）は、ＢＯＣ（ｍ，ｎ）コードで変調されている。ＢＯＣとはBinary Offset Carrierの略語である。ここで、ＢＯＣ（ｍ，ｎ）コードは、ｍ×１．０２３ＭＨｚのサブキャリアとｎ×１．０２３ＭｃｐｓのチップレートのＰＮコードとからなる。受信したＥ１測位信号は、ＧＰＳの場合と同様に相関を行い、位相同期処理が行われる。
　測位装置は、受信信号に係る搬送波やＰＮコードとの同期が完了した後も、同期を維持するように追尾し続けることが要求される。搬送波追尾はＰＬＬで行われ、ＰＮコード追尾はＤＬＬで行われる。
　特許文献１には、ＧＡＬＩＬＥＯのＥ１測位信号のコード追尾に関する技法が開示されている。この技法では、１×１．０２３ＭＨｚのサブキャリアと１×１．０２３ＭｃｐｓのチップレートのＰＮコードとからなるＢＯＣ（１，１）コードで変調されたＥ１測位信号を受信し、受信信号をＢＯＣ（１，１）コードのレプリカ信号で相関したＢＯＣ／ＢＯＣ相関信号を生成する。さらに、受信信号をＰＮコードのレプリカで相関したＢＯＣ／ＰＮ相関信号を生成する。そして、ＢＯＣ／ＢＯＣ相関信号とＢＯＣ／ＰＮ相関信号に基づいて、位相同期処理を行う。
欧州特許第１５９８６７７Ｂ１号
　ところで、ＧＮＳＳによる位置の精度はＰＮコードの追尾精度に大きく依存する。ＰＮコードの追尾誤差は、マルチパスによる誤差が主要な要因の一つである。
　図８はＬ１測位信号とＰＮコードのレプリカとの相関特性図である。図８の９００Ｐはマルチパスがない場合の相関特性であり、コード位相差が０チップの時点で相関値が最大レベルの１となり、コード位相差が±１．０チップの時点で相関値が０となる直線特性となる。
　一方、マルチパス信号は真のＬ１測位信号に対して、コード位相が遅れるとともにレベルが低くなって受信されるため、マルチパス信号とＰＮコードのレプリカとの相関特性は、９００Ｍのような特性となる。図示例ではコード位相差が＋０．２チップの時点で相関値がピークレベルの＋０．５となる相関カーブ９００Ｍで表されるような特性となる。従って、マルチパス信号を含むＬ１測位信号を受信した場合の相関特性は、９００Ｐと９００Ｍの線形和になるから、９００Ｃに示すような特性になる。このため、コード位相差が正、負の領域で相関特性が非対称となってしまう。このことは高精度なコード追尾を妨げる。
　このようなコード追尾の課題を鑑みて、本発明の目的は、マルチパスによる影響を抑圧して、高精度にコード追尾を行うことができるコード相関器、および、当該コード相関器を備えた高精度な測位が可能な測位装置を実現することにある。
　この発明は、コード相関器に関するものである。このコード相関器は、ＢＰＳＫレプリカコード生成部、ＢＯＣレプリカコード生成部、相関部、およびコード位相差算出部を備える。ＢＰＳＫレプリカコード生成部は、ＰＮ（pseudo noise）コードであるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号に対応するＢＰＳＫレプリカコードを生成する。ＢＯＣレプリカコード生成部は、ＰＮコードにサブキャリアが重畳されたＢＯＣ（Binary Offset Carrier）信号に対応するＢＯＣレプリカコードを生成する。相関部は、受信したＢＰＳＫ信号とＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、受信したＢＰＳＫ信号とＢＯＣレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣ相関値と、から合成相関値を生成する。コード位相差算出部は、合成相関値に基づいてコード位相差を算出する。
　この構成では、受信したＢＰＳＫ信号に対して、ＢＰＳＫレプリカコードによる相関のみでなく、当該ＢＰＳＫレプリカコードの要素を含むＢＯＣレプリカコードによる相関を行う。これら相関を行う二つのレプリカコードは、ＢＰＳＫレプリカコードの要素を含むので、これらのレプリカコードで得られるそれぞれの相関値は部分的に類似するものとなる。したがって、このような類似性を活かし、これらの相関値を適宜合成することで、単にＢＰＳＫレプリカコードのみを用いた場合よりも、相関特性が改善される。
　また、この発明のコード相関器のＢＯＣレプリカコード生成部は、ＢＯＣｃｏｓ信号に対応したＢＯＣｃｏｓレプリカコードを生成する。相関部は、受信したＢＰＳＫ信号とＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、前記受信したＢＰＳＫ信号とＢＯＣｃｏｓレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ相関値と、を加算することで合成相関値を生成する。
　この構成では、上述のＢＯＣレプリカコードとしてＢＯＣｃｏｓレプリカコードを用いた場合を示している。この場合、ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値とＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ相関値を加算して合成相関値を算出することで、相関特性が改善される。
　また、この発明のコード相関器のＢＯＣレプリカコード生成部は、ＢＯＣｓｉｎ信号に対応したＢＯＣｓｉｎレプリカコードを生成する。相関部は、受信したＢＰＳＫ信号とＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値から、受信したＢＰＳＫ信号とＢＯＣｓｉｎレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関値を減算することで合成相関値を生成する。
　この構成では、上述のＢＯＣレプリカコードとしてＢＯＣｓｉｎレプリカコードを用いた場合を示している。この場合、ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値とＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関値を減算して合成相関値を算出することで、相関特性が改善される。
　また、この発明はコード相関器に関するものであり、このコード相関器は、第１レプリカコード生成部、第２レプリカコード生成部、相関部、およびコード位相差算出部を備える。第１レプリカコード生成部は、受信信号に対して重畳されたスペクトラム拡散コードからなる第１レプリカコードを生成する。第２レプリカコード生成部は、受信信号と第１レプリカコードとのコード位相差が０の時点において受信信号との相関値が極大になり、且つコード位相差が０を含む所定範囲において受信信号との相関値が０以下になるような相関値の遷移が得られる第２レプリカコードを生成する。相関部は、受信信号と第１レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第１相関値と、受信信号と第２レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第２相関値と、を加算することで合成相関値を生成する。コード位相差算出部は、合成相関値に基づいてコード位相差を算出する。
　この構成では、上述のＢＯＣｃｏｓレプリカコードに対して、同様の相関特性の改善が得られるレプリカコードを第２のレプリカコードとして、より一般的な第２のレプリカコードの特性を示したものである。
　また、この発明はコード相関器に関するものであり、このコード相関器は、第１レプリカコード生成部、第２レプリカコード生成部、相関部、およびコード位相差算出部を備える。第１レプリカコード生成部は、受信信号に対して重畳されたスペクトラム拡散コードからなる第１レプリカコードを生成する。第２レプリカコード生成部は、受信信号と第１レプリカコードとのコード位相差が０の時点において受信信号との相関値が極小になり、且つ受信信号と第１レプリカコードとの相関値が所定レベル以下となるコード位相差において受信信号と第１レプリカコードとの相関値の遷移と一致するような相関値の遷移が得られる第２レプリカコードを生成する。相関部は、受信信号と第１レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第１相関値と、受信信号と第２レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第２相関値と、を減算することで合成相関値を生成する。コード位相差算出部は、合成相関値に基づいてコード位相差を算出する。
　この構成では、上述のＢＯＣｓｉｎレプリカコードに対して、同様の相関特性の改善が得られるレプリカコードを第２のレプリカコードとして、より一般的な第２のレプリカコードの特性を示したものである。
　また、この発明のコード相関器の第２レプリカコードは、スペクトラム拡散コードのコード周期の半周期で反転を繰り返すサブキャリアと該スペクトラム拡散コードとからなる。
　この構成では、上述の第２のレプリカコードの具体的例を示したものである。
　また、この発明は、上述のコード相関器を備えた測位装置に関するものである。この測位装置は、上述のコード相関器に加え、航法メッセージ解析部、擬似距離算出部、および測位演算部を備える。航法メッセージ解析部は、受信信号に重畳された航法メッセージを解析する。擬似距離算出部は、コード位相差に基づいてコード擬似距離を算出する。測位演算部は、航法メッセージとコード擬似距離に基づいて測位を行う。
　この構成では、上述のコード相関器を備える測位装置について示している。そして、上述のように相関特性が改善されたコード相関器を備えることで、コード追尾性能が向上しており、より高精度な測位演算が可能となる。
　この発明によれば、マルチパスによる影響を抑圧して、高精度にコード追尾を行うことができるコード相関器を実現できる。そして、このコード相関器を備えることにより、高精度な測位を行える測位装置を実現できる。
実施形態１および２における測位装置の概略構成を示すブロック図である。 実施形態１における復調部１３のコード相関に関する構成を示すブロック図である。 ＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードの波形を説明するための図である。 実施形態１におけるコード相関特性を説明するための図である。 ＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードの波形を説明するための図である。 実施形態２における復調部１３のコード相関に関する構成を示すブロック図である。 実施形態２におけるコード相関特性を説明するための図である。 従来のコード相関においてマルチパスの影響を説明する図である。
（実施形態１）
　本発明の実施形態１に係るコード相関部および該コード相関部を備えたＧＰＳ測位装置の構成について、図を参照して説明する。
　図１は本実施形態のコード相関部を備える復調部を含むＧＰＳ測位装置の概略構成を示すブロック図である。
　ＧＰＳ測位装置は、受信アンテナ１１、ダウンコンバータ１２、本発明のコード相関部を含む復調部１３、航法メッセージ解析部１４、測位演算部１５を備える。
　受信アンテナ１１は、ＧＰＳ測位衛星から送信されるＬ１測位信号を受信し、ダウンコンバータ１２へ出力する。
　ダウンコンバータ１２は、Ｌ１測位信号を所定の中間周波数信号（以下、ＩＦ信号と称する）に変換し、復調部１３へ出力する。
　復調部１３は、ＩＦ信号に対してキャリア及びＰＮコードの位相追尾を行い、航法メッセージを復調する。復調部１３で得られるキャリア位相差およびコード位相差の観測量は、測位演算部１５へ出力され、また、復調された航法メッセージは、航法メッセージ解析部１４へ出力される。
　航法メッセージ解析部１４は、復調部１３からの航法メッセージを解析して、その内容を測位演算部１５に与える。
　測位演算部１５は、航法メッセージ解析部１４からの航法メッセージの内容と、復調部１３からの観測量に基づいて測位演算を行い、測位装置の位置を算出する。
　次に、本発明の特徴部である復調部１３の処理について、図２を参照して、より具体的に説明する。なお、図２において、キャリア相関やキャリア追尾に関する処理は、公知の方法によって行われるために省略している。
　復調部１３は、コード追尾部３２、復調処理部３３、擬似距離算出部３４を備える。コード追尾部３２は、コード相関部３１、位相差算出部３１７、ループフィルタ３１８、正規化演算部３２０を備える。
　コード追尾部３２は、コード相関部３１、位相差算出部３１７、ループフィルタ３１８、正規化演算部３２０を備える。
　復調処理部３３は、航法メッセージを復調し、当該復調した航法メッセージを航法メッセージ解析部１４へ出力する。
　擬似距離算出部３４は、ループフィルタ３１８から出力であるコード位相差信号に基づいてコード擬似距離を算出して、測位演算部１５へ出力する。なお、擬似距離算出部３４の処理は、図１に示した測位演算部１５で行ってもよい。この場合は、ループフィルタ３１８の出力を測位演算部１５へ出力すればよい。
　コード追尾部３２のコード相関部３１は、Ｐ相関部３１４、Ｅ相関部３１５、Ｌ相関部３１６及び、ＮＣＯ３１１、ＢＰＳＫコード発生器３１２Ａ、ＢＯＣｓｉｎコード発生器３１２Ｂ、ＢＰＳＫコードシフタ３１３Ａ、ＢＯＣコードシフタ３１３Ｂを備える。
　ＮＣＯ３１１は、ループフィルタ３１８からのコード位相差信号応じて制御されるクロックレートのＮＣＯクロック信号を発生し、該ＮＣＯクロック信号をＢＰＳＫコード発生器３１２ＡおよびＢＯＣｓｉｎコード発生器３１２Ｂへ出力する。
　ＢＰＳＫコード発生器３１２Ａは、ＮＣＯクロック信号に基づいて、Ｌ１測位信号に係るＰＮコードのコードレプリカを発生し、該コードレプリカをＢＰＳＫコードシフタ３１３Ａへ出力する。
　ＢＰＳＫコードシフタ３１３Ａは、シフトレジスタ回路からなり、基準コードレプリカとなるＰｒｏｍｐｔコード（以下、Ｐコードと呼ぶ）のレプリカと、該Ｐコードのレプリカに対して、コード位相が１／２チップ進んだＢＰＳＫ―Ｅａｒｌｙコード（以下、ＢＰＳＫ－Ｅコードと呼ぶ）のレプリカと、コード位相が１／２チップ遅れたＢＰＳＫ―Ｌａｔｅコード（以下、ＢＰＳＫ－Ｌコードと呼ぶ）のレプリカを生成する。
　ＢＯＣｓｉｎコード発生器３１２Ｂは、ＮＣＯクロック信号に基づいて、ＢＯＣｓｉｎコードのレプリカを発生し、該レプリカをＢＯＣコードシフタ３１３Ｂへ出力する。ここで、ＢＯＣｓｉｎコードは、ＰＮコードのチップレートのｍ倍の周波数を持つサブキャリア信号を当該衛星のＬ１測位信号に係るＰＮコードのチップレートのｎ倍のチップレートでＢＰＳＫ変調して得られたＮＲＺ（non-return to zero）の拡散コードである。なお、本実施形態１におけるＢＯＣｓｉｎコードは、いわゆるＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードを指す。
　図３はＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードの波形を説明する為の図である。図３のＰＮコードは一例を示す。図３に示すように、ＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードは、ＰＮコードのチップレートの２倍のチップレートで状態遷移を繰り返すサブキャリアを用いている。そして、ＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードは、ＰＮコードの状態遷移タイミングを与えるタイミングと、サブキャリアの一つおきの状態遷移タイミングとが一致するように設定されている。
　ＢＯＣコードシフタ３１３Ｂは、シフトレジスタ回路からなり、ＢＯＣｓｉｎコード発生器３１２Ｂで生成されたＢＯＣｓｉｎコードレプリカから、ＢＰＳＫ―Ｅコードに同期したＢＯＣｓｉｎ－Ｅａｒｌｙコード(以下、ＢＯＣｓｉｎ－Ｅコードと呼ぶ）のレプリカと、ＢＰＳＫ―Ｌコードに同期したＢＯＣｓｉｎ－Ｌａｔｅコード(以下、ＢＯＣｓｉｎ－Ｌコードと呼ぶ）のレプリカを生成する。
　なお、これらＢＰＳＫコード発生器３１２ＡとＢＰＳＫコードシフタ３１３Ａとからなる回路は本発明の「ＢＰＳＫレプリカコード生成部」に相当する。また、これらＢＯＣｓｉｎコード発生器３１２ＢとＢＯＣコードシフタ３１３Ｂとからなる回路は本発明の「ＢＯＣレプリカコード生成部」に相当する。
　ＢＰＳＫコードシフタ３１３Ａで生成されたＰコードのレプリカはＰ相関部３１４へ出力される。ＢＰＳＫ－ＥコードレプリカおよびＢＯＣｓｉｎ－ＥコードレプリカはＥ相関部３１５へ出力される。ＢＰＳＫ－ＬコードレプリカおよびＢＯＣｓｉｎ－ＬコードレプリカはＬ相関部３１６へ出力される。
　Ｐ相関部３１４のＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関器４０１は、ダウンコンバータ１２から出力されたＩＦ信号とＰコードレプリカとの相関を行い、Ｐ相関値として復調処理部３３に出力する。
　Ｅ相関部３１５は、ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関器５０１、ＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関器５０３、レベル検出部５０２、レベル検出部５０４、加算器５０５を備える。
　ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関器５０１は、ＢＰＳＫ－ＥコードレプリカとＩＦ信号とを相関し、相関結果であるＢＰＳＫ－Ｅ相関値をレベル検出部５０２に出力する。レベル検出部５０２は、ＢＰＳＫ－Ｅ相関値の絶対値であるＢＰＳＫ－Ｅ相関レベルを減算器５０５へ出力する。なお、絶対値を取る方法としては、例えば、ＢＰＳＫ－Ｅ相関値を二乗して平方根をとればよい。
　ＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関器５０３は、ＢＯＣｓｉｎ－ＥコードレプリカとＩＦ信号と相関し、相関結果であるＢＯＣｓｉｎ－Ｅ相関値をレベル検出部５０４に出力する。レベル検出部５０４は、ＢＯＣｓｉｎ－Ｅ相関値の絶対値であるＢＯＣｓｉｎ－Ｅ相レベルを減算器５０５へ出力する。なお、絶対値を取る方法としては、例えば、ＢＯＣｓｉｎ－Ｅ相関値を二乗して平方根をとればよい。
　加算器５０５は、レベル検出部５０２の出力からレベル検出部５０４の出力を減算することで、ＢＰＳＫ－Ｅ相関レベルとＢＯＣｓｉｎ－Ｅ相関レベルとを合成した合成Ｅ相関レベルを算出して、その結果を位相差算出部３１７へ出力する。
　Ｌ相関部３１６は、ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関器６０１、ＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関器６０３、レベル検出部６０２、レベル検出部６０４、加算器６０５を備える。
　ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関器６０１は、ＢＰＳＫ－ＬコードレプリカとＩＦ信号とを相関し、相関結果であるＢＰＳＫ－Ｌ相関値をレベル検出部６０２に出力する。レベル検出部６０２は、ＢＰＳＫ－Ｌ相関値の絶対値であるＢＰＳＫ－Ｌ相関レベルを加算器６０５へ出力する。なお、絶対値を取る方法としては、例えば、ＢＰＳＫ－Ｌ相関値を二乗して平方根をとればよい。
　ＢＰＳＫ／ＢＯＣ相関器６０３は、ＢＯＣｓｉｎ－ＬコードレプリカとＩＦ信号と相関し、相関結果であるＢＯＣｓｉｎ－Ｌ相関値をレベル検出部６０４に出力する。レベル検出部６０４は、ＢＯＣｓｉｎ－Ｌ相関値の絶対値であるＢＯＣｓｉｎ－Ｌ相関レベルを減算器６０５へ出力する。なお、絶対値を取る方法としては、例えば、ＢＯＣｓｉｎ－Ｌ相関値を二乗して平方根をとればよい。
　加算器６０５は、レベル検出部６０２の出力からレベル検出部６０４の出力を減算することで、ＢＰＳＫ－Ｌ相関レベルとＢＯＣｓｉｎ－Ｌ相関レベルとを合成した合成Ｌ相関レベルを算出して、その結果を位相差算出部３１７へ出力する。
　位相差算出部３１７は、本発明の「コード位相差算出部」に相当し、合成Ｅ相関レベルから合成Ｌ相関レベルを減算することでＥ－Ｌ相関レベルを算出して、正規化演算部３２０へ出力する。正規化演算部３２０は、Ｅ－Ｌ相関レベルを正規化してコード位相差を算出し、ループフィルタ３１８へ与える。ループフィルタ３１８は、コード位相差をフィルタ処理することでコード位相データを生成して、ＮＣＯ３１１および擬似距離算出部３４へ与える。
　次に、図４を用いてコード相関特性を説明する。
　図４（Ａ）の相関カーブ１０１は、Ｌ１測位信号に係るＰＮコードと該ＰＮコードのレプリカとの相関特性を示し、レベル検出部５０２からの出力であるＢＰＳＫ－Ｅ相関レベル、またはレベル検出部６０２からの出力であるＢＰＳＫ－Ｌ相関レベルに対応している。相関カーブ１０１は、Ｌ１測位信号に係るＰＮコードと該ＰＮコードのレプリカとのコード位相差が０チップで相関値が最大（＋１）となり、コード位相差が±１チップで相関値が０となる直線特性である。
　図４（Ａ）の相関カーブ１０２は、Ｌ１測位信号に係るＰＮコードとＢＯＣｓｉｎコードのレプリカとの相関特性を示し、レベル検出部５０４からの出力であるＢＯＣｓｉｎ－Ｅ相関レベル、またはレベル検出部６０４からの出力であるＢＯＣｓｉｎ－Ｌ相関レベルに対応している。相関カーブ１０２は、Ｌ１測位信号に係るＰＮコードとＢＯＣｓｉｎコードのレプリカとのコード位相差が０チップと±１チップで相関値が０となり、±０．５チップで相関値が極大の＋０．５となる直線特性である。
　図４（Ａ）の相関カーブ１００は、相関カーブ１０１と相関カーブ１０２との差を示し、加算器５０５からの出力である合成Ｅ相関レベル、または加算器６０５からの出力である合成Ｌ相関レベルに対応している。相関カーブ１００は、相関カーブ１０１と比較して、相関レベルが最大値となるコード位相差は同じであるが、相関レベルが０ではないコード位相差の範囲は半減している。
　図４（Ｂ）の相関カーブ９１０は、図４（Ａ）に示す相関カーブ１０１に基づいた、従来のいわゆるＥａｒｌｙ－Ｌａｔｅ相関（以下、Ｅ－Ｌ相関と呼ぶ）を示す。
　図４（Ｂ）の相関カーブ１１０は、図４（Ａ）に示す相関カーブ１００に基づいた、本発明に係るＥ－Ｌ相関を示し、位相差算出部３１７からの出力であるＥ－Ｌ相関レベルに対応している。コード位相差が０チップの近傍における相関カーブ１１０の傾きは、相関カーブ９１０の傾きの２倍となる。これは、図４（Ａ）に示したように相関カーブ１００の相関レベルが０ではないコード位相差の範囲が、従来の相関カーブ１０１のそれに比べて半分であることに起因している。このことは、従来の方法に比べて、高精度のコード追尾を行うことができるのみならず、マルチパスによる影響を抑圧することができることを意味する。
　図４（Ｃ）のエンベロープ９２０は、従来のコード相関器におけるマルチパスに起因する距離誤差のエンベロープを示し、図４（Ｃ）のエンベロープ１２０は、本発明に係るコード相関器におけるマルチパスに起因する距離誤差のエンベロープを示す。図４（Ｃ）より、本発明は従来の方法に比べて、マルチパスによる影響を抑圧できることがわかる。
　なお、図４（Ｂ），（Ｃ）は、Ｅ－Ｌ間のチップ位相間隔であるスペーシングが１ｃｈｉｐの場合について示している。また、図４（Ｃ）において、αは直接波に対するマルチパスの振幅比を示し、ｄはＥ－Ｌ相関のスペーシング示す。
　以上のように、本実施形態の構成および処理を用いることで、マルチパスによるコード追尾の誤差を小さくし、高精度なコード追尾を行うことができる。そして、高精度なコード追尾を行うことができることで、高精度な測位も可能になる。
（実施形態２）
　実施形態１では、ＢＰＳＫ信号と、相関するためのコードレプリカとして、ＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードからなるＢＯＣコードレプリカを用いた例を示した。これに対して本実施形態では、ＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードのかわりにＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードからなるＢＯＣコードレプリカを用いた実施例である。また、本実施形態の構成を用いる場合、レベルの算出は必要ない。
　図５はＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードの波形を説明する為の図である。図５のＰＮコードは一例を示す。図５に示すように、ＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードは、ＰＮコードのチップレートの２倍のチップレートで状態遷移を繰り返すサブキャリアを用いている。そして、ＰＮコードの状態遷移タイミングを与えるタイミングと、サブキャリアの一つおきの状態遷移タイミングとがサブキャリアの１／２ｃｈｉｐ分シフトするように設定されている。
　このように、ＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードとＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードとの違いは以下のとおりである。ＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードは、ＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードのサブキャリアに対して位相が９０度進んだサブキャリアとＰＮコードから生成されている。なお、実施形態１の場合と同様に、本実施形態の説明において、特に断らない限り、ＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードをＢＯＣｃｏｓコードと略記する。
　このようなＢＯＣコードレプリカを用いた場合の復調部１３Ａのキャリア相関器を除いた主要構成を示したブロック図を、図６に示す。
　実施形態１に示した図２との違いは、図２に示したＢＯＣコードを発生するＢＯＣｓｉｎコード発生器３１２ＢがＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードの代わりにＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードを生成するＢＯＣｃｏｓコード発生器３１２Ｃとすることである。
　この変更に伴って、図２のＥ相関部のＢＰＳＫ/ＢＯＣｓｉｎ相関器５０３がＢＰＳＫ/ＢＯＣｃｏｓ相関器５０３Ａに、Ｌ相関部のＢＰＳＫ/ＢＯＣｓｉｎ相関器６０３がＢＰＳＫ/ＢＯＣｃｏｓ相関器６０３Ａに代わる。さらに、図２の加算器５０５（６０５）が、ＢＰＳＫ/ＢＰＳＫ相関器５０１とＢＰＳＫ/ＢＯＣｃｏｓ相関器５０３Ａ（６０３Ａ）との加算処理するように変わる。さらに、図２のレベル検出器５０２、５０４、６０２、６０４が削除される。その他の構成および各部の処理は、図２の実施形態１と同じである。
　実施形態２における、相関特性および合成コード位相差特性を、それぞれ、図７（Ａ）、（Ｂ）に示している。図７（Ａ）の１０１は、図４（Ａ）の１０１と同じ特性である。
　相関特性１０２Ａは、受信信号であるＩＦ信号とＢＯＣコードレプリカであるＢＯＣ―Ｅコードレプリカ（またはＢＯＣ―Ｌコードレプリカ）との相関特性である。
　この相関特性１０２Ａは、コード位相差が零と±０．５チップ、±１．０チップで相関値が零となり、±０．７５チップで相関値が極大値の＋０．２５チップとなり、±０．２５チップで相関値が極小値の－０．２５チップで決まる直線特性となる。１００Ａは、加算部５０５（６０５）の出力、すなわち合成Ｅ相関値（または合成Ｌ相関値）である。
　１０１に示したような従来の相関特性よりも、コード位相差が「０．０」となる付近での相関特性を急峻なものとすることができる。合成の相関特性１００Ａは、±０．２５チップの範囲で、通常の相関特性１０１に比べて、２倍の傾斜を持つようになる。
　位相差算出部３１７は、本発明の「コード誤差算出部」に相当し、合成Ｅ相関値から合成Ｌ相関値を減算することで合成コード位相差を算出する。
　合成コード位相差の特性１１０Ａが、図７（Ａ）の１０１の相関特性から得られる通常のコード位相差特性である９１１Ａと共に図７（Ｂ）に示されている。なお、図７（Ｂ），（Ｃ）はＥ－Ｌ間のチップ間隔が０．１チップの場合について示しているが、０．１チップに限定するものではない。
　上述のように合成コード位相差の特性１１０Ａが±０．２５チップの範囲で、通常の相関特性１０１の２倍の傾斜を持つようになるから、図７（Ｂ）に示すように、合成コード位相差１１０Ａは、通常のコード位相差特性である９１１Ａの２倍の傾斜を持つ特性となる。
　したがって、本実施形態の構成および処理を行うことで、精度良いコード追尾を行うことができる。すなわち、マルチパスが存在していても、従来よりも精度良くコード追尾を行うことができる。
　さらに、合成コード位相差１１０Ａは、コード位相差の絶対値が＋０．２５～＋０．７５チップおよび―０．２５～―０．７５チップの間で、合成コード位相差は零になる。このことは、＋０．２５～＋０．７５チップまたは―０．２５～―０．７５チップの間に落ちるようなマルチパス遅延量はマルチパスの影響を受けないことを意味する。
　マルチパスに起因する距離誤差（chip）特性を図７（Ｃ）に示す。１２０Ａは本発明に係る合成コード位相差方式、すなわち図７（Ｂ）の本実施形態の特性である１１０Ａにおけるマルチパス誤差特性であり、９２０Ａは図７（Ｂ）の９１１Ａに示した従来のコード位相差方式におけるマルチパス誤差特性である。
　この図より、通常のＥ－Ｌ位相差特性（９１１Ａ）によるコード追尾に比べて、本実施形態の合成コード位相差特性（１１０Ａ）によるコード追尾は、マルチパスの影響を抑圧できることが分かる。具体的には、図５の例であれば、マルチパス遅延が０．５＋ｄ／２（チップ）以上であれば、マルチパスの影響を受けることなく、高精度なコード追尾を行うことができる。
　以上のように、ＢＯＣｃｏｓ(１，１)コードのレプリカを用いても、マルチパスによるコード追尾の誤差を小さくし、高精度なコード追尾を行うことができる。そして、高精度なコード追尾を行うことができることで、高精度な測位も可能になる。
　また、実施形態１のＢＯＣｓｉｎ(１，１)コードのレプリカを用いた場合、相関器の後段にレベル検出部を必要とするが、実施形態２のようにＢＯＣｃｏｓ(１，１)コードのレプリカを用いると、当該レベル検出部を用いなくてもよい。これにより、より簡素な構成を実現することができるとともに、レベル検出によるノイズ（例えば、Ｓｑｕａｒｅ－Ｌｏｓｓ）の発生を抑えることもできる。
　なお、上述の各実施形態の構成では、ＢＰＳＫ変調のみが利用されるＧＰＳ信号の追尾には必要がないと考えられるサブキャリアを利用したＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードやＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードを用いている。しかしながら、このＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードやＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードを敢えて利用して、ＢＰＳＫ変調の測位信号の追尾の補正に用いることで、たとえマルチパスが発生しても、高精度なコード追尾を行える測位装置を実現することができる。
　この点を鑑みて、上述の説明では、ＢＰＳＫ変調のＧＰＳ信号に対して、ＢＯＣｓｉｎ（１，１）コードやＢＯＣｃｏｓ（１，１）コードを用いた例を示したが、ＢＰＳＫ変調された信号に対して、コード位相差が「０．０」時点で相関値が極小になり、コード位相差の絶対値が所定値以上（例えば、「±０．５」以上）の範囲で相関特性が同じになるような信号を用いても良い。この際、コード位相差が「０．０」の時点で相関値が「０．０」になる信号を用いると、ＢＰＳＫ変調されたＧＰＳ信号に対して無相関にすることができる、Ｓ／Ｎが悪くならないため、より高精度なコード追尾が可能となる。
　また、上述の説明では、ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関器からの出力と、ＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関器やＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ相関器からの出力との加減算後に、Ｅ－Ｌ相関値を算出するようにしているが、ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関のＥ－Ｌ相関値と、ＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ（１，１）相関やＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ相関のＥ－Ｌ相関値とを算出した後に、これら合成コード位相差を加減算するようにしてもよい。
　また、上述の説明では、各機能部をブロック化して記載しているが、これの機能部は、それぞれに個別の素子や回路により実現してもよく、上述の処理をプログラム化して記憶しておき、ＣＰＵ等の演算処理部で実行することにより実現してもよい。
　また、上述のようなＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関とＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ(１，１)相関との合成相関に、次に示すような原理を適用してもよい。具体的には、ＥコードレプリカとＬコードレプリカとのスペーシングが異なる二つのＥ－Ｌ相関を用いるものであり、一方のＥ－Ｌ相関のスペーシングが他方のＥ－Ｌ相関のスペーシングの２倍に設定されている。
　そして、これらのＥ－Ｌ相関の値の差分を算出することで合成Ｅ－Ｌ相関値を算出するものである。この際、一方のＥ－Ｌ相関値を（Ｅ１－Ｌ１）としてスペーシングを０．１ｃｈｉｐに設定し、他方のＥ－Ｌ相関値を（Ｅ２－Ｌ２）としてスペーシングを０．２ｃｈｉｐに設定している。この場合、合成Ｅ－Ｌ相関値は、２＊（Ｅ１－Ｌ１）－（Ｅ１－Ｌ２）の演算式か、（Ｅ１－Ｌ１）－（Ｅ２－Ｌ２）／２の演算式により算出する。このような原理を用いることで、マルチパス耐性のより強い測位装置を実現することができる。
　また、実施形態２においても、ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関とＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ(１，１)相関との合成相関に、上記原理を適用してもよい。
１１－受信アンテナ、１２－ダウンコンバータ、１３，１３Ａ－復調部、１４－航法メッセージ解析部、１５－測位演算部、３１，３１Ａ－コード相関部、３２，３２Ａ－コード追尾部、３３－復調処理部、３４－擬似距離算出部、３１１－ＮＣＯ、３１２Ａ－ＢＰＳＫコード発生器、３１２Ｂ－ＢＯＣｓｉｎコード発生器、３１２Ｃ－ＢＯＣｃｏｓコード発生器、３１３－コードシフタ、３１４－Ｐ相関部、３１５，３１５Ａ－Ｅ相関部、３１６，３１６Ａ－Ｌ相関部、３１７－位相差算出部、３１８－ループフィルタ、４０１，５０１，６０１－ＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関器、４０２，５０２，５０４，６０２，６０４－レベル検出部、５０３，６０３－ＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関器、５０３Ａ，６０３Ａ－ＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ相関器、５０５，６０５－加算器
 

Claims (19)

  1. 　ＰＮ（pseudo noise）コードであるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号に対応するＢＰＳＫレプリカコードを生成するＢＰＳＫレプリカコード生成部と、
    　前記ＰＮコードにサブキャリアが重畳されたＢＯＣ（Binary Offset Carrier）信号に対応するＢＯＣレプリカコードを生成するＢＯＣレプリカコード生成部と、
    　受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣ相関値と、から合成相関値を生成する相関部と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出するコード位相差算出部と、
    　を備えたコード相関器。
  2. 　請求項１に記載のコード相関器であって、
    　前記ＢＯＣレプリカコード生成部は、ＢＯＣｃｏｓ信号に対応したＢＯＣｃｏｓレプリカコードを生成し、
    　前記相関部は、受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣｃｏｓレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ相関値と、を加算することで前記合成相関値を生成する、コード相関器。
  3. 　請求項１に記載のコード相関器であって、
    　前記ＢＯＣレプリカコード生成部は、ＢＯＣｓｉｎ信号に対応したＢＯＣｓｉｎレプリカコードを生成し、
    　前記相関部は、受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値の絶対値から、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣｓｉｎレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関値の絶対値を減算することで前記合成相関値を生成する、コード相関器。
  4. 　受信信号に対して重畳されたスペクトラム拡散コードからなる第１レプリカコードを生成する第１レプリカコード生成部と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとのコード位相差が０の時点において前記受信信号との相関値が極大になり、且つコード位相差が０を含む所定範囲において前記受信信号との相関値が０以下になるような相関値の遷移が得られる第２レプリカコードを生成する第２レプリカコード生成部と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第１相関値と、前記受信信号と前記第２レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第２相関値と、を加算することで合成相関値を生成する相関部と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出するコード位相差算出部と、を備えたコード相関器。
  5. 　受信信号に対して重畳されたスペクトラム拡散コードからなる第１レプリカコードを生成する第１レプリカコード生成部と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとのコード位相差が０の時点において前記受信信号との相関値が極小になり、且つ前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関値が所定レベル以下となるコード位相差において前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関値の遷移と一致するような相関値の遷移が得られる第２レプリカコードを生成する第２レプリカコード生成部と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第１相関値と、前記受信信号と前記第２レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第２相関値と、を減算することで合成相関値を生成する相関部と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出するコード位相差算出部と、を備えたコード相関器。
  6. 　請求項４または請求項５に記載のコード相関器であって、
    　前記第２レプリカコードは、前記スペクトラム拡散コードのコード周期の半周期で反転を繰り返すサブキャリアと該スペクトラム拡散コードとからなる、コード相関器。
  7. 　請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のコード相関器を備えた測位装置であって、
    　前記受信信号に重畳された航法メッセージを解析する航法メッセージ解析部と、
    　前記コード位相差に基づいてコード擬似距離を算出する擬似距離算出部と、
    　前記航法メッセージと前記コード擬似距離に基づいて測位を行う測位演算部と、を備えた測位装置。
  8. 　ＰＮ（pseudo noise）コードであるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号に対応するＢＰＳＫレプリカコードを生成するＢＰＳＫレプリカコード生成工程と、
    　前記ＰＮコードにサブキャリアが重畳されたＢＯＣ（Binary Offset Carrier）信号に対応するＢＯＣレプリカコードを生成するＢＯＣレプリカコード生成工程と、
    　受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣ相関値と、から合成相関値を生成する相関工程と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出するコード位相差算出工程と、
    　を有するコード相関方法。
  9. 　請求項８に記載のコード相関方法であって、
    　前記ＢＯＣレプリカコード生成工程は、ＢＯＣｃｏｓ信号に対応したＢＯＣｃｏｓレプリカコードを生成し、
    　前記相関工程は、受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣｃｏｓレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ相関値と、を加算することで前記合成相関値を生成する、コード相関方法。
  10. 　請求項８に記載のコード相関方法であって、
    　前記ＢＯＣレプリカコード生成工程は、ＢＯＣｓｉｎ信号に対応したＢＯＣｓｉｎレプリカコードを生成し、
    　前記相関工程は、受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値の絶対値から、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣｓｉｎレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関値の絶対値を減算することで前記合成相関値を生成する、コード相関方法。
  11. 　受信信号に対して重畳されたスペクトラム拡散コードからなる第１レプリカコードを生成する第１レプリカコード生成工程と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとのコード位相差が０の時点において前記受信信号との相関値が極大になり、且つコード位相差が０を含む所定範囲において前記受信信号との相関値が０以下になるような相関値の遷移が得られる第２レプリカコードを生成する第２レプリカコード生成工程と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第１相関値と、前記受信信号と前記第２レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第２相関値と、を加算することで合成相関値を生成する相関工程と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出するコード位相差算出工程と、を有するコード相関方法。
  12. 　受信信号に対して重畳されたスペクトラム拡散コードからなる第１レプリカコードを生成する第１レプリカコード生成工程と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとのコード位相差が０の時点において前記受信信号との相関値が極小になり、且つ前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関値が所定レベル以下となるコード位相差において前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関値の遷移と一致するような相関値の遷移が得られる第２レプリカコードを生成する第２レプリカコード生成工程と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第１相関値と、前記受信信号と前記第２レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第２相関値と、を減算することで合成相関値を生成する相関工程と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出するコード位相差算出工程と、を有するコード相関方法。
  13. 　請求項８乃至請求項１２のいずれかに記載のコード相関方法の各工程を含む測位方法であって、
    　前記受信信号に重畳された航法メッセージを解析する航法メッセージ解析工程と、
    　前記コード位相差に基づいてコード擬似距離を算出する擬似距離算出工程と、
    　前記航法メッセージと前記コード擬似距離に基づいて測位を行う測位演算工程と、を有する測位方法。
  14. 　ＰＮ（pseudo noise）コードであるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号に対応するＢＰＳＫレプリカコードを生成する処理と、
    　前記ＰＮコードにサブキャリアが重畳されたＢＯＣ（Binary Offset Carrier）信号に対応するＢＯＣレプリカコードを生成する処理と、
    　受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣ相関値と、から合成相関値を生成する処理と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出する処理と、
    　を含むコード相関プログラム。
  15. 　請求項１４に記載のコード相関プログラムであって、
    　前記ＢＯＣレプリカコード生成する処理は、ＢＯＣｃｏｓ信号に対応したＢＯＣｃｏｓレプリカコードを生成し、
    　前記合成相関値を生成する処理は、受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値と、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣｃｏｓレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣｃｏｓ相関値と、を加算することで前記合成相関値を生成する、コード相関プログラム。
  16. 　請求項１４に記載のコード相関方法であって、
    　前記ＢＯＣレプリカコード生成する処理は、ＢＯＣｓｉｎ信号に対応したＢＯＣｓｉｎレプリカコードを生成し、
    　前記合成相関値を生成する処理は、受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＰＳＫレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＰＳＫ相関値から、前記受信したＢＰＳＫ信号と前記ＢＯＣｓｉｎレプリカコードとの相関処理を行うことで得られるＢＰＳＫ／ＢＯＣｓｉｎ相関値を減算することで前記合成相関値を生成する、コード相関方法。
  17. 　受信信号に対して重畳されたスペクトラム拡散コードからなる第１レプリカコードを生成する処理と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとのコード位相差が０の時点において前記受信信号との相関値が極大になり、且つコード位相差が０を含む所定範囲において前記受信信号との相関値が０以下になるような相関値の遷移が得られる第２レプリカコードを生成する処理と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第１相関値と、前記受信信号と前記第２レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第２相関値と、を加算することで合成相関値を生成する処理と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出する処理と、を含むコード相関プログラム。
  18. 　受信信号に対して重畳されたスペクトラム拡散コードからなる第１レプリカコードを生成する処理と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとのコード位相差が０の時点において前記受信信号との相関値が極小になり、且つ前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関値が所定レベル以下となるコード位相差において前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関値の遷移と一致するような相関値の遷移が得られる第２レプリカコードを生成する処理と、
    　前記受信信号と前記第１レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第１相関値と、前記受信信号と前記第２レプリカコードとの相関処理を行うことで得られる第２相関値と、を減算することで合成相関値を生成する処理と、
    　前記合成相関値に基づいてコード位相差を算出する処理と、を含むコード相関プログラム。
  19. 　請求項１４乃至請求項１８のいずれかに記載のコード相関プログラムの各処理を含む測位プログラムであって、
    　前記受信信号に重畳された航法メッセージを解析する処理と、
    　前記コード位相差に基づいてコード擬似距離を算出する処理と、
    　前記航法メッセージと前記コード擬似距離に基づいて測位を行う処理と、を含む測位プログラム。
     
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