JP2007208904A

JP2007208904A - スペクトラム拡散信号受信装置

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Publication number: JP2007208904A
Application number: JP2006028445A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Genda; 正弘源田
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2006-02-06
Filing date: 2006-02-06
Publication date: 2007-08-16
Anticipated expiration: 2026-02-06
Also published as: JP4718341B2

Abstract

【課題】ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるＢＯＣ変調がされた信号の変調を、初期捕捉の長時間化や受信装置の製造コストの増大などを招くことなく行うことができるようにする。
【解決手段】サブキャリア切替器３１のモード切替えで、サブキャリア混合器１３の出力は、レプリカＰＮコード単独、又はレプリカＰＮコードとサブキャリアとを混合した信号となる。この信号によりベースバンド変換器１６_Ｉ，１６_Ｑで受信信号のベースバンド変換がなされる。ローカル信号発生器１５のモード切替で、ｆＬ＝ｆ０”を第１ローカル信号として出力する、又は“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub”を第２ローカル信号として出力する。モード切替部３２のモード切替えにより、受信信号の初期捕捉時は、第２ローカル信号によりベースバンド変換された受信信号とレプリカＰＮコード単独との相関値が相関器１７で求められる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるバイナリオフセットキャリア変調がされた信号を受信して、逆拡散及びバイナリオフセットキャリア復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置に関する。

一般に、ＰＮ（Pseudo Noise）コードにより拡散されたスペクトラム拡散信号は、図９（ａ）に示すような電力スペクトラムを示す。また、近年においては、ＰＮコードに加えてＰＮコードのチップレートの整数倍となるサブキャリアを更に変調し、図９（ａ）における中心周波数ｆ０近辺の電力密度を分散するバイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ：Binary Offset Carrier）変調方式も知られている（非特許文献１を参照）。図９（ｂ）は、チップレートとサブキャリアとの比を１：１とした場合のＢＯＣ変調方式の電力スペクトラムを示すものである。

このようなＢＯＣ変調方式で変調された受信信号を復調するに際し、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式により複数の送信信号を受信可能な複数の受信チャンネルを備えた受信装置では、空中線で受信した信号は所望の利得を得て、所定の中間周波数信号に周波数変換してから、各受信チャンネルで次のように処理する。

すなわち、中間周波数信号に対してＩ成分ローカル信号、Ｑ成分ローカル信号をそれぞれ混合してベースバンド変換し、Ｉ成分のベースバンド信号、Ｑ成分のベースバンド信号を得る。また、レプリカＰＮコードとサブキャリアとをそれぞれ生成して、これらを混合したレプリカＢＯＣコードを得る。そして、Ｉ成分、Ｑ成分のベースバンド信号とレプリカＢＯＣコードとの相関処理を行なって相関値（レプリカＢＯＣコードは所定の位相差で複数用意し、各レプリカＢＯＣコードとベースバンド信号との相関値を求める）を得、さらには積算相関値を得ることができる。

このような受信装置では、中間周波数信号の初期捕捉を行った後、追尾を維持する制御ループを構成する。そして、このような追尾動作を維持することで、送信信号に含まれるデータの復調、コード追尾情報、搬送波成分の追尾情報を得ることが可能となる。
Phillip W. Ward, A Design Technique to Remove the CorrelationAmbiguity in Binary Offset Carrier(BOC) Spread Spectrum Signals ,Proceeding ofthe Institute of Navigation 2004 National technical Meeting,2004,Jan.,pp886-896

前述のとおり、ＢＯＣ復調のためにはＰＮコードの初期捕捉を行う必要があるが、ＢＯＣ復調方式では、通常のＰＮコード変調の場合とは異なる積算相関特性を示す。図８に（ａ）（ｂ）のそれぞれに通常のＰＮコード（図８（ａ））及びＢＯＣ復調方式（図８（ｂ））における積算相関特性の絶対値（コード位相差に対する値）を示す。

まず、図８（ａ）に示すとおり、通常のＰＮコードの積算相関値は理想的には±１チップの区間で０チップを中心とした三角形形状となる。このため、−１チップ〜０チップと、０チップ〜＋１チップとでは、傾きの±符号は異なるものの、それぞれ単調増加、単調減少の傾きを持っているという特性を利用して、０チップ付近に初期捕捉させることにより追尾状態に移行させることができる。具体的には、図８（ａ）に示す、ポイント１００，１１０，１２０，１３０，１４０の５つのポイント（５つというのはあくまでも一例である）で相関値を求めることで初期捕捉が可能となる（この例では隣同士が０．５チップの位相差にある５つのレプリカＰＮコードを用いている）。

しかしながら、ＢＯＣ復調の場合は、図８（ｂ）に示すとおり、±１チップの相関利得は有するものの、−１チップ〜＋１チップの区間で０チップの両側に積算相関値の絶対値が０に落ち込むポイントが存在する。

このように、０チップの近傍で−１チップ〜＋１チップの区間外と同様に積算相関値の絶対値が０に落ち込むことになると、図８（ａ）の場合と同様に、図８（ｂ）に示すようにポイント１０１，１１１，１２１，１３１，１４１の５つのポイントで相関値を求めるだけでは、誤った初期捕捉をもたらしてしまう。

このような誤った初期捕捉の回避は、複数のレプリカＢＯＣコード間の遅延時間を微細化することにより回避可能ではあるものの、検索ステップの増加をもたらし、初期捕捉に長時間を要してしまうという不具合がある。

また、この場合に初期捕捉を短時間で終了しようとすると、上記の例ではポイント１０１，１１１，１２１，１３１，１４１の５つポイントで相関値を求めるだけでは不十分であり、より細分化された位相差を有するより多くのレプリカＢＯＣコードを用意して、より多くのポイントで相関値を求めることが必要になり、これは受信装置の回路要素の増加を招き、製造コストを増大させてしまう不具合がある。

そこで、本発明の目的は、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるＢＯＣ変調がされた信号の変調を、初期捕捉の長時間化や受信装置の製造コストの増大などを招くことなく行うことである。

本発明は、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるバイナリオフセットキャリア変調がされた信号を受信信号として逆拡散及びバイナリオフセットキャリア復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置であって、前記ＰＮコード単独、又は前記ＰＮコード及び前記サブキャリアの両方のいずれかを選択的に出力する第１信号発生器と、前記受信信号と同一周波数の第１ローカル信号、又は前記同一周波数以外の所定の周波数の第２ローカル信号のいずれかを選択的に出力する第２信号発生器と、前記受信信号の初期捕捉時には、前記第１信号発生器からの前記ＰＮコード単独の出力及び第２信号発生器からの前記第２ローカル信号の出力を行い、追尾時には、前記第１信号発生器からの前記ＰＮコード及び前記サブキャリアの両方の出力並びに第２信号発生器からの前記第１ローカル信号の出力を行うように前記第１及び第２信号発生器の切替えを実行する切替手段と、前記受信信号に対して前記切替手段の切替えに応じた第２信号発生器の出力によるベースバンド変換を行うベースバンド変換器と、前記ベースバンド変換後の前記受信信号と前記切替手段の切替えに応じた第１信号発生器の出力との相関値を求める相関器と、を備えていることを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置である。

この場合に、前記第２信号発生器は、中心周波数が前記受信信号の中心周波数から前記サブキャリアの周波数を引いた又は加えた周波数となる前記第２ローカル信号を得る、ようにしてもよい。

あるいは、前記第２信号発生器は、中心周波数が前記受信信号の中心周波数から前記サブキャリアの周波数を引いた周波数となる前記第２ローカル信号と中心周波数が前記受信信号の中心周波数から前記サブキャリアの周波数を加えた周波数となる前記第２ローカル信号とをそれぞれ出力し、前記相関器は、前記受信信号に対して前記各第２ローカル信号によりそれぞれベースバンド変換した各信号と前記切替手段の切替えに応じた第１信号発生器の出力との相関値をそれぞれ求める、ようにしてもよい。

なお、これらの場合に、複数の受信チャンネルごとに、前記受信信号を処理する前記第１及び第２の信号発生器、前記切替手段、前記ベースバンド変換器、及び前記相関器を備えている、ようにしてもよい。

本発明によれば、初期捕捉時には、受信信号の同一周波数以外の所定の周波数のローカル信号（第２ローカル信号）を用いて受信信号のベースバンド変換を行い、又、サブキャリアを用いずＰＮコードのみで相関値を求めることで、得られた積算相関値は図８（ｃ）に示すようになる。

すなわち、サブキャリアによる変調を伴わない通常のＰＮコードのみによるスペクトラム拡散信号から得られる積算相関値は、図８（ａ）に示す例と同様、コード位相差に対する積算相関特性を示した図７の符号２０１のようになり、ＰＮコードによる変調を伴わないサブキャリアによる変調のみの受信信号から得られる積算相関値は符号２０２のようになる。図８（ｂ）に示す波形は、この符号２０１の波形と符号２０２の波形の影響を合わせた結果である。

しかし、本発明の場合は、図８（ｂ）に示す波形のように、−１チップ〜＋１チップの区間で０チップの両側に積算相関値の絶対値が０となるポイントは存在しない。ただし、入力信号に含まれるサブキャリアによる影響を受けているため、図８（ａ）に示すようにはならず、図８（ｃ）に示すような０チップを中心とした増加、減少傾向を有する波形になる。

本発明では、図８（ｃ）に示すような積算相関値を得られるため、遅延時間を微細化したＰＮコード及びサブキャリア（一般的にはＰＮコードとサブキャリアを混合したＢＯＣコードを用いる）を数多く用意して、数多くのポイントで相関値を求めなくても、短時間で初期捕捉ができる。よって、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるＢＯＣ変調がされた信号の復調を、初期捕捉の長時間化や受信装置の製造コストの増大などを招くことなく行うことができる。

なお、第２ローカル信号ついて「所定の周波数」とは、中心周波数が、受信信号の中心周波数からサブキャリアの周波数を加えた又は引いた周波数となるようにすることが望ましいが、当該周波数から幾分ずれていても良い。ただし、当該周波数から「所定の周波数」が大きくずれるときは、相関値を求めることができなくなるので、相関値を求めることが可能な範囲の周波数を「所定の周波数」としなければならない。

まず、本実施形態の比較例となるスペクトラム拡散信号受信装置について説明し、次に、当該スペクトラム拡散信号受信装置と比較しつつ、本実施形態のスペクトラム拡散信号受信装置について説明する。

［比較例］
図５は、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるＢＯＣ変調がされた信号を受信信号として、逆拡散及びＢＯＣ復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置３０１の構成例を示すブロック図である。スペクトラム拡散信号受信装置３０１において、電波を受信する空中線２で受信した受信信号は、ダウンコンバータ３において、所望の利得を与えられ、更に後段において処理可能な中間周波数信号ｓに周波数変換される。この中間周波数信号ｓは、ベースバンド処理部４で処理される。

図６は、ベースバンド処理部４の回路構成を示すブロック図である。ここでＰＮコードのチップレートをｆcode［Ｈｚ]、サブキャリアをｆsub［Ｈｚ]、中間周波数信号ｓの中心周波数をｆ０とする。ＰＮコードのチップレートとサブキャリアの関係を１：１とすると、“ｆcode＝ｆsub”となる。また、ＢＯＣ変調により中心周波数よりシフトした中間周波数信号ｓの周波数を各々ｆＬ、ｆＨ［Ｈｚ］とした場合、“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub”“ｆＨ＝ｆ０＋ｆsub”となる。

ベースバンド処理部４では、ＣＤＭＡ方式により複数の送信信号を受信可能なように複数個の受信チャネル（Ｎチャネル）に対応している。各受信チャネル部５は各受信チャネルの回路を示す。この各受信チャネル部５の回路構成は共通であるため、ここでは代表して第１受信チャネルの回路構成について説明する。

第１受信チャネルの受信チャネル部５において、ＰＮコード発生器１１は、中間周波数信号ｓに含まれるＰＮコードと同一のレプリカＰＮコード列を発生する。

サブキャリア発生器１２は、この例ではレプリカＰＮコード列のチップレートと同一の周波数（ｆsub＝ｆcode）のＣＷ信号を発生する。

サブキャリア混合器１３は、ＰＮコード発生器１１が発生するレプリカＰＮコード列と、サブキャリア発生器１２が発生するサブキャリアとを混合することにより、レプリカＢＯＣコードを生成する。

コード位相遅延器１４は、サブキャリア混合器１３が出力するレプリカＢＯＣコードから、例えば０．５チップ以下の所定の位相差、本例では０．５チップの位相差をもった複数のレプリカＢＯＣコードＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５を生成する。

以上の動作と並行して、ローカル信号発生器１５は、中間周波数信号ｓに含まれる中間周波数成分ｆ０や受信信号に含まれるドップラ周波数偏差、送受信装置間のクロック誤差による微細な周波数偏差Δｆを除去するＩ成分ローカル信号及び当該Ｉ成分ローカル信号に直交したＱ成分ローカル信号を発生する。この場合、両信号の周波数は、“ｆ０＋Δｆ［Ｈｚ］”である。

ベースバンド変換器１６_Ｑ、１６_Ｉは、中間周波数信号ｓと、Ｉ成分ローカル信号、Ｑ成分ローカル信号とをそれぞれ混合し、Ｉ成分ベースバンド信号とＱ成分ベースバンド信号を生成するベースバンド変換を行う。

相関器１７は、Ｉ成分ベースバンド信号、Ｑ成分ベースバンド信号と、レプリカＢＯＣコードＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５との相関処理を行い、相関値を得る。

積算相関器１８は、ＰＮコードの繰り返し周期の間、相関器１７で得られる各相関値を積算することで各積算相関値をそれぞれ得る。

制御部２１は、マイクロコンピュータ等で構成され、積算相関器１８で得られた各積算相関値を用い、制御部２１の機能で実現される受信制御部２２のコード制御部２３は、中間周波数信号ｓに含まれる信号成分のＰＮコードの初期捕捉を行った後、ＰＮコードの追尾を維持する制御ループを構成する。

同時に、受信制御部２２のローカル信号制御部２４は、中間周波数信号ｓに含まれる搬送波成分の初期捕捉を行った後、搬送波成分の追尾を維持するよう制御ループを構成する。

スペクトラム拡散信号受信装置３０１では、このような追尾動作を維持することで、送信信号に含まれるデータの復調、コード追尾情報、搬送波成分の追尾情報を得ることができる。

なお、ベースバンド処理部４では逆変換、ＢＯＣ復調を行い、図５の構成の後段でさらに復調を行って最終的な信号を得ることになる。

以上のスペクトラム拡散信号受信装置３０１で得られた積算相関特性の絶対値（コード位相差に対する値）を図８（ｂ）に示す。すなわち、図８（ｂ）に示すとおり、この積算相関特性は±１チップの相関利得は有するものの、−１チップ〜＋１チップの区間で０チップの両側に積算相関値の絶対値が０に落ち込むポイントが存在する。

このように、０チップの近傍で−１チップ〜＋１チップの区間外と同様に積算相関値の絶対値が０に落ち込むことになると、図８（ｂ）に示すようにポイント１０１，１１１，１２１，１３１，１４１の５つのポイント（それぞれレプリカＢＯＣコードＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５により得られた相関値の積算相関値に相当する）で相関値を求めるだけでは、誤った初期捕捉をもたらしてしまう。

また、この場合に初期捕捉を短時間で終了しようとすると、上記の例ではポイント１０１，１１１，１２１，１３１，１４１の５つポイントで相関値を求めるだけでは不十分であり、より細分化された位相差を有するより多くのレプリカＢＯＣコードを用意して、より多くのポイントで相関値を求める必要があり、これは受信装置の回路要素の増加を招き、製造コストを増大させてしまう不具合がある。

以上の不具合を解決したのが、次に説明する実施形態１，２である。

［実施形態１］
図１は、本実施形態のスペクトラム拡散信号受信装置１の構成例を示すブロック図である。

スペクトラム拡散信号受信装置１においても、前述の比較例と同様、電波を受信する空中線２で受信した信号は、ダウンコンバータ３において、所望の利得を与えられ、更に後段において処理可能な中間周波数信号ｓに周波数変換される。この中間周波数信号ｓはベースバンド処理部４で処理される。

図２は、ベースバンド処理部４の回路構成を示すブロック図である。図２の回路構成が図６のものと相違するのは、サブキャリア切替器３１、モード切替部３２を備え、これにより各部の機能が異なる点にあり、図６の回路構成と同様の回路要素等については、図６と同一の符号を付して詳細な説明は省略する。

本例でも、ＰＮコードのチップレートをｆcode［Ｈｚ]、サブキャリアをｆsub［Ｈｚ]、中間周波数信号ｓの中心周波数をｆ０とする。ＰＮコードのチップレートとサブキャリアの関係を１：１とすると、“ｆcode＝ｆsub”となる。また、ＢＯＣ変調により中心周波数よりシフトした中間周波数信号ｓの周波数を各々ｆＬ、ｆＨ［Ｈｚ］とした場合、“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub”“ｆＨ＝ｆ０＋ｆsub”となる。また、本例でもＮ個の受信チャネルのうち、第１受信チャンネルの受信チャネル部５について説明する。

本実施形態が従来例と相違する点は、まず、ＰＮコード発生器１１、サブキャリア発生器１２、サブキャリア混合器１３、及びサブキャリア切替器３１により、本発明の第１信号発生器を実現している点である。サブキャリア切替器３１は、サブキャリア発生器１２の出力をサブキャリア混合器１３に送出するか、あるいは、＋１の出力をサブキャリア混合器１３に出力するかを、後述するモード切替部３２の指令により選択的に実行することができる。＋１の出力をサブキャリア混合器１３に出力するときは、サブキャリア混合器１３の出力はレプリカＰＮコード単独となり、サブキャリア発生器１２の出力をサブキャリア混合器１３に送出するときは、サブキャリア混合器１３の出力は比較例と同様、レプリカＰＮコードとサブキャリアとを混合したＢＯＣコードとなる。

本実施形態のローカル信号発生器１５は、受信信号と同一周波数の第１ローカル信号、又はこの同一周波数以外の所定の周波数の第２ローカル信号のいずれかを後述するモード切替部３２の指令により選択的に出力する第２信号発生器として機能する。

すなわち、ローカル信号発生器１５は、比較例と同様に、中間周波数信号ｓに含まれる中間周波数成分ｆ０や受信信号に含まれるドップラ周波数偏差、送受信装置間のクロック誤差による微細な周波数偏差Δｆを除去するＩ成分ローカル信号及び当該Ｉ成分ローカル信号に直交したＱ成分ローカル信号を発生する。この場合、両信号の周波数は、“ｆ０＋Δｆ［Ｈｚ］”である。この“ｆ０＋Δｆ［Ｈｚ］”である（Δｆを除けば受信信号と同一の中心周波数ｆ０である）Ｉ成分ローカル信号、Ｑ成分ローカル信号は、第１ローカル信号となる。

また、モード切替部３２の指令により、ローカル信号発生器１５は、本例では、“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub＋Δｆ”又は“ｆＨ＝ｆ０＋ｆsub＋Δｆ”を第２ローカル信号として出力する。ここでは、説明の便宜上、理想状態として“Δｆ≒０”とし、ローカル信号発生器１５の出力する第２ローカル信号を“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub”とする。

モード切替部３２は、本発明の切替手段を実現するもので、ＰＮコードの初期捕捉時と、追尾時において、サブキャリア切替器３１、ローカル信号発生器１５のモードを切り替える。このモード切替えにより、初期捕捉時には、サブキャリア混合器１３からのレプリカＰＮコード単独の出力及びローカル信号発生器１５からの第２ローカル信号の出力を行い、追尾時には、サブキャリア混合器１３からのレプリカＰＮコードとサブキャリアとの混合信号であるＢＯＣコードの出力及びローカル信号発生器１５からの第１ローカル信号の出力を行うように、切替えを実行する。

以上のような構成により、入力信号であるＢＯＣ信号の電力密度を２分したLower側の中心周波数ｆＬ（図９（ｂ））とローカル信号発生器１５から出力する周波数ｆＬとは一致し、ベースバンド変換器１６_Ｉ、１６_Ｑは、中間周波数信号ｓと、Ｉ成分ローカル信号、Ｑ成分ローカル信号とをそれぞれ混合し、Ｉ成分ベースバンド信号とＱ成分ベースバンド信号を生成する。

相関器１７は、Ｉ成分ベースバンド信号及びＱ成分ベースバンド信号と、レプリカＰＮコードＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５信号の相関処理を行い、相関値を得る。

積算相関部１８は、ＰＮコードの繰り返し周期の間、この各相関値を積算することで各積算相関値を得る。

すなわち、レプリカＰＮコードＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５の各位相の積算相関値を、
Ｉ成分、Ｐ１位相の積算相関値をＲ（Ｉ_Ｐ１）、
Ｑ成分、Ｐ１位相の積算相関値をＲ（Ｑ_Ｐ１）、
Ｉ成分、Ｐ２位相の積算相関値をＲ（Ｉ_Ｐ２）、
Ｑ成分、Ｐ２位相の積算相関値をＲ（Ｑ_Ｐ２）、
Ｉ成分、Ｐ３位相の積算相関値をＲ（Ｉ_Ｐ３）、
Ｑ成分、Ｐ３位相の積算相関値をＲ（Ｑ_Ｐ３）、
Ｉ成分、Ｐ４位相の積算相関値をＲ（Ｉ_Ｐ４）、
Ｑ成分、Ｐ４位相の積算相関値をＲ（Ｑ_Ｐ４）、
Ｉ成分、Ｐ５位相の積算相関値をＲ（Ｉ_Ｐ５）、
Ｑ成分、Ｐ５位相の積算相関値をＲ（Ｑ_Ｐ５）、
とする。

そして、制御部２１では、積算相関値の絶対値を求めるために、
Ｒ（Ｐ１）＝SQRT｛Ｒ（Ｉ_Ｐ１）^２＋Ｒ（Ｑ_Ｐ１）^２｝、
Ｒ（Ｐ２）＝SQRT｛Ｒ（Ｉ_Ｐ２）^２＋Ｒ（Ｑ_Ｐ２）^２｝、
Ｒ（Ｐ３）＝SQRT｛Ｒ（Ｉ_Ｐ３）^２＋Ｒ（Ｑ_Ｐ３）^２｝、
Ｒ（Ｐ４）＝SQRT｛Ｒ（Ｉ_Ｐ４）^２＋Ｒ（Ｑ_Ｐ４）^２｝、
Ｒ（Ｐ５）＝SQRT｛Ｒ（Ｉ_Ｐ５）^２＋Ｒ（Ｑ_Ｐ５）^２｝、
という処理を行う。

しかし、本実施形態の場合は、図８（ｂ）に示す波形のように−１チップ〜＋１チップの区間で０チップの両側に積算相関値の絶対値が０となるポイントは存在しない。ただし、入力信号に含まれるサブキャリア成分は除去されているわけではないため、図８（ａ）に示すような波形にはならず、図８（ｃ）に示すような波形になる。

本実施形態においては、積算相関値は図４（ｃ）の符号２４０に示す波形となる。図８では、コード位相遅延器１４で遅延させるコード位相を０．５チップ（chip）としている。この図８では、通常のＰＮコードによる場合の積算相関値をポイント１００、１１０、１２０、１３０、１４０とし（図８（ａ））、ＢＯＣコードによる比較例の場合の積算相関値をポイント１０１、１１１、１２１，１３１、１４１とし（図８（ｂ））、本実施形態により得られる積算相関値をポイント１０１ａ、１１１ａ、１２１ａ、１３１ａ、１４１ａ（図８（ｃ））で示している。

通常のＰＮコードでは、コード位相差０チップを中心に±１チップまで増加、あるいは減少の特性を示し、ポイント１００、１１０、１２０、１３０の積算相関値の振幅がポイント１４０より大きいか否か比較することで、コード位相差が±１チップ以内であるか推定することができる。また、ポイント１００と１１０、さらにポイント１２０と１３０の積算相関値を用いて外挿することで、捕捉点（０チップ地点）を求めることができる。

しかしながら、ＢＯＣコードでは、コード位相が±１チップ以内であるポイント１１１はポイント１４０と同程度の積算相関値しかなく、±１チップ以内であるか否かを識別できない。またポイント１２１と１３１の積算相関値だけでは、ポイント１０１、１１１の値を利用できないことから、外挿によって捕捉点の推定値を求めることはできない。

これに対して、本実施形態により求められる積算相関値では（図８（ｃ））、ＢＯＣコードではなく通常のＰＮコードのみを用いた場合と同様に、ポイント１０１ａ、１１１ａ、１２１ａ、１３１ａと、ポイント１４１ａとの振幅を比較することで、±１チップ以内であることを推定することができる。

また、ポイント１０１ａと１１１ａ、ポイント１２１ａと１３１ａの積算相関値を用いて外挿することにより、捕捉点（０チップ地点）を求めることもできる。

なお、本実施形態においてもコード位相遅延器１４で５つの位相差を持ったレプリカＢＯＣコードを用いているが、信号数を減少させ、１位相のみのレプリカＢＯＣコードとしても、図４（ｂ）に示す符号２３０の積算相関値ではなく、図４（ｃ）に示す符号２４０の積算相関値となるために、０チップを中心に値の増加、減少の情報を備えているので、コード位相差による積算相関値の増減により捕捉点を見つけることができる。

例えば、第１回目の捕捉時にポイント１０１ａが得られ、コード制御部２３及びＰＮコード発生器１１により０．５チップシフトさせた第２回目の捕捉時にポイント１１１ａが得られ、同様の手段で１チップシフトさせた第３回目の捕捉時にポイント１２１ａが得られれば、３点の相関値を比較することで、捕捉点を推定できる。

このように、本実施形態では、図８（ｃ）に示すような積算相関値を得られることで、遅延時間を微細化したＢＯＣコードを数多く用意して、数多くのポイントで相関値を求めるようにしなくても、短時間で初期捕捉ができる。よって、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるＢＯＣ変調がされた信号の逆変換、ＢＯＣ復調を、初期捕捉の長時間化や受信装置の製造コストの増大などを招くことなく行うことができる。

このようにして捕捉点が推定できた後、モード切替部３２は、サブキャリア発生器１２の出力を、レプリカＰＮコードとサブキャリア信号とを混合させるように、サブキャリア切替器３１のモードを切り替える。

従って、サブキャリア混合器１３の出力は、サブキャリア発生器１２の出力するサブキャリアの混合したレプリカＢＯＣコードとなり、コード位相遅延器１４から出力される信号は、このレプリカＢＯＣコードに所定の位相差を設けたレプリカＢＯＣコードＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５となる。同時にモード切替部３２は、ローカル信号制御部２４を介してローカル信号発生器１５から出力される周波数をｆＬからｆ０に切り替えたＩ信号とＱ信号を出力するよう制御する。

そして、制御部２１では、各積算相関値を用い、受信制御部２２のコード制御部２３は、中間周波数信号ｓに含まれる信号成分のＰＮコードの追尾を維持する制御ループを構成する。同時にローカル信号制御部２４は、中間周波数信号ｓに含まれる搬送波成分の追尾を維持するよう制御ループを構成する。このような追尾動作を維持することで、送信信号に含まれるデータの復調、コード追尾情報、搬送波成分の追尾情報を得ることができる。

なお、上記の説明では、初期捕捉時のローカル信号発生器１５の出力周波数を、図９（ｂ）のＢＯＣ信号の電力密度を２分したLower側の中心周波数である、“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub”として説明したが、図９（ｂ）のＢＯＣ信号の電力密度を２分したupper側の中心周波数である“ｆＨ＝ｆ０＋ｆsub”として初期捕捉を行っても同様の目的を達成することができる。

また、正確に“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub”“ｆＨ＝ｆ０＋ｆsub”とせずに、ｆＬ、ｆＨを“ｆ０−ｆsub”“ｆ０＋ｆsub”から幾分ずれた値としてもよい。ただし、“ｆ０−ｆsub”“ｆ０＋ｆsub”から大きくずれるときは、相関値を求めることができなくなるので、相関値を求めることが可能な範囲の周波数を使用しなければならない。

［実施形態２］
本実施例のスペクトラム拡散信号受信装置１においても、図１を参照して説明したように、電波を受信する空中線２で受信した信号は、ダウンコンバータ３において、所望の利得を与え、更に後段において処理可能な中間周波数信号ｓに周波数変換を行ない、この中間周波数信号ｓがベースバンド処理部４で処理されることは実施形態１と同様である。

図３は、本実施形態のベースバンド処理部４の回路構成を示すブロック図である。図３において、図２と同一符号の回路要素等は実施形態１と同様であるため、詳細な説明は省略する。

実施形態１では、ＢＯＣ変調された信号のUpper側、Lower側のうちの片側の信号（図９（ｂ））を用いてコード初期捕捉を行っているが、本実施形態はＢＯＣ変調された信号のUpper側、Lower側の両方（図９（ｂ））を用いる構成とした点が異なっており、以下では、この実施形態１との相違点を中心に以下に説明する。

本実施形態では、コード位相遅延器１４は、初期捕捉時においては、“τ＝０．５”チップ以下の位相差を持った信号Ｐ１、Ｐ２を発生すると同時に、信号Ｐ３（＝Ｐ１）、Ｐ４（＝Ｐ２）も発生する。追尾時には信号Ｐ２はＰ１に対して“Early＝（Ｐｌ−τ）”、“Late＝（Ｐ１＋τ）”の位相差をもった２信号を減算し、一般的には“Early-Late”と呼ばれる“（Ｐ１±τ）”のコードを生成するように、モード切替部３２により制御される。

また、追尾時においては、信号Ｐ３、Ｐ４は信号Ｐ１を中心に“Ｐ３＝Ｐ１−α、Ｐ４＝Ｐ１＋α（ただしα≠τ）”の信号を出力するよう、モード切替部３２に制御されている。

受信信号の初期捕捉時において、モード切替部３２は、実施形態１の場合と同様にサブキャリア切替器３１の出力が＋１となるように切り替える。従って、サブキャリア混合器１３はＰＮコード発生器１１で出力したレプリカＰＮコードを出力する。また、モード切替部３２は、コード位相遅延器１４の信号Ｐ１とＰ２がτチップの位相差をもったレプリカＰＮコードとなるように制御する。

ローカル信号発生器は、本実施形態ではローカル信号発生器１５_Ｌ、１５_Ｕの２つが用意されており、前記の動作と同時に、モード切替部３２はローカル信号制御部２４により、ローカル信号発生器１５_Ｌの周波数出力を、“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub＋Δｆ”となるよう制御し、さらに、ローカル信号発生器１５_Ｕの周波数出力を、“ｆＨ＝ｆ０＋ｆsub＋Δｆ”となるよう制御する。なお、本実施形態でも、説明を簡略化するために受信信号に含まれるドップラ周波数偏差、送受信装置間のクロック誤差による微細な周波数偏差Δfは０とする。

ここで、中間周波数信号ｓに含まれるＢＯＣ信号の電力密度を２分したLower側の成分ｆＬと（図９（ｂ））、ローカル周波数信号発生器１５_Ｌから出力させるｆＬは一致し、ベースバンド変換器１６_ＩＬ，１６_ＱＬは、中間周波数信号ｓと、Ｉ成分ローカル信号、Ｑ成分ローカル信号とをそれぞれ混合し、Lower側のＩ成分ベースバンド信号と、Lower側のＱ成分ベースバンド信号とを生成する。

同様に、中間周波数信号ｓに含まれるＢＯＣ信号の電力密度を２分したUpper側の成分ｆＨと（図９（ｂ））、ローカル周波数信号発生器１５_Ｕから出力されるｆＨとは一致し、ベースバンド変換器１６_ＩＵ，１６_ＱＵは、中間周波数信号ｓと、Ｉ成分ローカル信号、Ｑ成分ローカル信号とをそれぞれ混合し、Upper側のＩ成分ベースバンド信号と、Upper側のＱ成分ベースバンド信号とを生成する。

相関器１７_Ｌは、前記のとおり得られたLower側のＩ成分ベースバンド信号、Lower側のＱ成分ベースバンド信号と、レプリカＰＮコードＰ１、Ｐ２との相関処理を行い、相関値を得る。同様に相関器１７_Ｕは、前記のとおり得られたUpper側のＩ成分ベースバンド信号、Upper側のＱ成分ベースバンド信号と、レプリカＰＮコードＰ１、Ｐ２との相関処理を行い、相関値を得る。

積算相関器１８は、ＰＮコードの繰り返し周期の間、各相関値を積算することで各積算相関値を求める。

すなわち、Lower側において得られる積算相関値を、
Ｉ成分、Ｐ１位相の積算相関値をＲ（ＩＬ_Ｐ１）、
Ｉ成分、Ｐ２位相の積算相関値をＲ（ＩＬ_Ｐ２）、
Ｑ成分、Ｐ１位相の積算相関値をＲ（ＱＬ_Ｐ１）、
Ｑ成分、Ｐ２位相の積算相関値をＲ（ＱＬ_Ｐ２）、
とする。

同様に、Upper側において得られる積算相関値を、
Ｉ成分、Ｐ１位相の積算相関値をＲ（ＩＵ_Ｐ３）、
Ｉ成分、Ｐ２位相の積算相関値をＲ（ＩＵ_Ｐ４）、
Ｑ成分、Ｐ１位相の積算相関値をＲ（ＱＵ_Ｐ３）、
Ｑ成分、Ｐ２位相の積算相関値をＲ（ＱＵ_Ｐ４）、
とする。

そして制御部２１は、受信信号のLower側、Upper側の両方の信号を利用できるように、
Ｒ（Ｐ１）
＝SQRT｛Ｒ（ＩＬ_Ｐ１）^２＋Ｒ（ＩＵ_Ｐ１）^２＋Ｒ（ＱＬ_Ｐ３）^２＋Ｒ（ＱＵ_Ｐ３）^２｝、
Ｒ（Ｐ２）
＝SQRT｛Ｒ（ＩＬ_Ｐ２）^２＋Ｒ（ＩＵ_Ｐ２）^２＋Ｒ（ＱＬ_Ｐ４）^２＋Ｒ（ＱＵ_Ｐ４）^２｝、
という処理を行う。

ここで得られたＲ（Ｐ１）、Ｒ（Ｐ２）の値から、実施形態１の場合と同様に捕捉点の推定を行うことができる。あるいは、Lower側、Upper側を各々処理し、２つの捕捉点の推定値を平均して用いるといった処理を行っても両信号成分を利用することができる。

このように、本実施形態においても、積算相関値は図８（ｂ）のようにはならず、遅延時間を微細化したＢＯＣコードを数多く用意して、数多くのポイントで相関値を求めなくても、短時間で初期捕捉ができる。よって、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるＢＯＣ変調がされた受信信号の逆変換、ＢＯＣ復調を、初期捕捉の長時間化や受信装置の製造コストの増大などを招くことなく行うことができる。

特に、実施形態１では、ＢＯＣ変調された信号のUpper側、Lower側のうちの片側の信号を用いてコード初期捕捉を行っているのに対して、本実施形態では、ＢＯＣ変調された信号のUpper側、Lower側の両方を用いる構成としている。すなわち、実施形態１で初期捕捉に利用している受信信号に対して、本実施形態で利用している受信信号はＳＮ的に倍であるため、この点では本実施形態の方が好適であるといえる。

このようにして捕捉点の推定が完了した段階で、モード切替部３２はサブキャリア発生器１２の出力をレプリカＰＮコードとサブキャリア信号を混合させるように、サブキャリア切替器３１を制御する。これにより、サブキャリア混合器１３の出力はレプリカＢＯＣコードとなり、コード位相遅延器１４から出力される信号Ｐ１、Ｐ２もレプリカＢＯＣコードとなる。同時にモード切替部３２は、ローカル信号制御部２４を介してローカル信号制御部２４から周波数ｆ０を出力するよう制御する。

次に、モード切替部３２は、Ｐ１信号の位相を捕捉点に一致させた後、Ｐ２信号が信号Ｐ１を中心に±τチップの位相差を持たせたEarly-Late信号となるよう、コード位相遅延器１４を制御し、制御部２１は、各積算相関値を用い、受信制御部２２のコード制御部２３は、中間周波数信号ｓに含まれる信号成分のＰＮコードの追尾を維持する制御ループを構成する。同時に、ローカル信号制御部２４は、中間周波数信号ｓに含まれる搬送波成分の追尾を維持するような制御ループを構成する。このような追尾動作を維持することで、送信信号に含まれるデータの復調、コード追尾情報、搬送波成分の追尾情報を得ることができる。

なお、追尾状態に移行した後、前記の例で受信信号のLower側の情報を使用しないのは非効率であるため、コード位相遅延部器１４から出力するコード位相を“Ｐ１−α、Ｐ１＋α（但しα≠τ）”とすることで、ＢＯＣコードの追尾点を監視することにも利用できる。

また、本実施形態においても、正確に“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub”“ｆＨ＝ｆ０＋ｆsub”とせず、ｆＬ、ｆＨを“ｆ０−ｆsub”“ｆ０＋ｆsub”から幾分ずれた値としてもよい。ただし、“ｆ０−ｆsub”“ｆ０＋ｆsub”から大きくずれるときは、やはり相関値を求めることができなくなるので、相関値を求めることが可能な範囲の周波数を使用しなければならない。

さらに、本実施形態ではチップレートとサブキャリアとの比率を１：１として説明しているが、他の比率であっても同様の効果を奏することができる。

本発明の実施形態１にかかるスペクトラム拡散信号受信装置の概略構成のブロック図である。本発明の実施形態１にかかるスペクトラム拡散信号受信装置のベースバンド処理部の回路構成を示すブロック図である。本発明の実施形態２にかかるスペクトラム拡散信号受信装置のベースバンド処理部の回路構成を示すブロック図である。コード位相差に対する積算相関値を説明するグラフである。比較例にかかるスペクトラム拡散信号受信装置の概略構成のブロック図である。比較例にかかるスペクトラム拡散信号受信装置の概略構成のブロック図である。コード位相差に対する積算相関値を説明するグラフである。コード位相差に対する積算相関値を説明するグラフである。スペクトラム拡散信号の電力スペクトラムを示すグラフである。

符号の説明

１スペクトラム拡散信号受信装置
４ベースバンド処理部
１１ＰＮコード発生器
１２サブキャリア発生器
１３サブキャリア混合器
１５、１５_Ｌ、１５_Ｕローカル信号発生器
１６_Ｉ、１６_Ｑ、１６_ＩＵ、１６_ＱＵ、１６_ＩＬ、１６_ＱＬベースバンド変換器
１７、１７_Ｌ，１７_Ｕ相関器
３１サブキャリア切替器
３２モード切替部

Claims

ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるバイナリオフセットキャリア変調がされた信号を受信信号として逆拡散及びバイナリオフセットキャリア復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置であって、
前記ＰＮコード単独、又は前記ＰＮコード及び前記サブキャリアの両方のいずれかを選択的に出力する第１信号発生器と、
前記受信信号と同一周波数の第１ローカル信号、又は前記同一周波数以外の所定の周波数の第２ローカル信号のいずれかを選択的に出力する第２信号発生器と、
前記受信信号の初期捕捉時には、前記第１信号発生器からの前記ＰＮコード単独の出力及び第２信号発生器からの前記第２ローカル信号の出力を行い、追尾時には、前記第１信号発生器からの前記ＰＮコード及び前記サブキャリアの両方の出力並びに第２信号発生器からの前記第１ローカル信号の出力を行うように前記第１及び第２信号発生器の切替えを実行する切替手段と、
前記受信信号に対して前記切替手段の切替えに応じた第２信号発生器の出力によるベースバンド変換を行うベースバンド変換器と、
前記ベースバンド変換後の前記受信信号と前記切替手段の切替えに応じた第１信号発生器の出力との相関値を求める相関器と、
を備えていることを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
前記第２信号発生器は、中心周波数が前記受信信号の中心周波数から前記サブキャリアの周波数を引いた又は加えた周波数となる前記第２ローカル信号を得る、請求項１に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
前記第２信号発生器は、中心周波数が前記受信信号の中心周波数から前記サブキャリアの周波数を引いた周波数となる前記第２ローカル信号と中心周波数が前記受信信号の中心周波数から前記サブキャリアの周波数を加えた周波数となる前記第２ローカル信号とをそれぞれ出力し、
前記相関器は、前記受信信号に対して前記各第２ローカル信号によりそれぞれベースバンド変換した各信号と前記切替手段の切替えに応じた第１信号発生器の出力との相関値をそれぞれ求める、
請求項１に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
複数の受信チャンネルごとに、前記受信信号を処理する前記第１及び第２の信号発生器、前記切替手段、前記ベースバンド変換器、及び前記相関器を備えていること、を特徴とする請求項１〜３のいずれかの一項に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。