JP2012019640A - Power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電子機器に備えられる電源回路に係り、とりわけ直流回路において電子スイッチを閉じたときに発生する突入電流を抑制する突入電流抑制回路に関する。 The present invention relates to a power supply circuit provided in an electronic device, and more particularly to an inrush current suppression circuit that suppresses an inrush current generated when an electronic switch is closed in a DC circuit.
電子機器の電源回路は電子スイッチを経由して負荷に接続される。直流回路において電子スイッチを閉じると突入電流が発生する。突入電流は、その電流値の大きさにもよるが、負荷を故障させる（回路ショート等）おそれがあるため適宜に抑制または低減する必要がある。特許文献１によれば、ＦＥＴによって構成された電子スイッチのゲートとドレイン間にキャパシタ（コンデンサ）を挿入されている。キャパシタは、ゲートに接続された抵抗に対して直列になっている。このキャパシタと抵抗とによって構成される時定数回路によってゲートとソース間に表れる電圧の上昇勾配が緩やかになる。そして、突入電流のピーク値も減少する。
The power circuit of the electronic device is connected to a load via an electronic switch. When an electronic switch is closed in a DC circuit, an inrush current is generated. Although the inrush current depends on the magnitude of the current value, it may be necessary to suppress or reduce the load appropriately because it may cause the load to fail (circuit short circuit or the like). According to
上記の特許文献１に記載の発明は、簡易な構成で突入電流のピーク値を抑えることができるため、今日においても有効な方法の一つである。しかし、特許文献１に記載の発明では、突入電流のピーク値を低減もしくは抑制しようとすると、出力電圧の立ち上がりが遅くなるという課題が発生する。昨今は、電子機器の電源オン時の起動時間を短縮することが求められている。よって、各種の装置に搭載される電源回路においても出力電圧の立ち上がりを速くすることが求められている。そこで、本発明は、出力電圧の立ち上がりを速くしつ、突入電流のピーク値を抑えることを目的とする。
The invention described in
本発明の電源回路は、電源から負荷へ電力を供給する経路に配置され、経路を導通／遮断するためにオン状態とオフ状態との間で切り替わるスイッチ手段と、スイッチ手段がオフ状態からオン状態へまたはオン状態からオフ状態へ切り替わるよう駆動する制御手段とを備える。とりわけ、制御手段は、スイッチ手段をオフ状態からオン状態に移行させる際に、移行直後の第１期間において、負荷に対する突入電流のピーク値を抑制するように予め定められたパルス状の駆動信号をスイッチ手段に供給し、第１期間に続く期間である第２期間においてスイッチ手段をオン状態に維持する駆動信号をスイッチ手段に供給する。 The power supply circuit of the present invention is arranged in a path for supplying power from a power supply to a load, and switches means for switching between an on state and an off state to conduct / cut off the path, and the switch means is switched from an off state to an on state. Or a control means for driving to switch from the on state to the off state. In particular, when the control means shifts the switch means from the off state to the on state, the control means outputs a pulse-shaped drive signal that is predetermined so as to suppress the peak value of the inrush current to the load in the first period immediately after the transition. A drive signal is supplied to the switch means, and a drive signal for maintaining the switch means in an ON state in a second period that is a period following the first period is supplied to the switch means.
本発明によれば、スイッチ手段をオフ状態からオン状態に移行させた直後の第１期間において負荷に対する突入電流のピーク値を抑制するように予め定められたパルス状の駆動信号をスイッチ手段に供給される。これにより、出力電圧の立ち上がりを速くしつつ、突入電流のピーク値を抑えることが可能となる。 According to the present invention, a predetermined pulsed drive signal is supplied to the switch means so as to suppress the peak value of the inrush current to the load in the first period immediately after the switch means is shifted from the off state to the on state. Is done. This makes it possible to suppress the peak value of the inrush current while speeding up the rise of the output voltage.
以下に本発明の一実施形態を示す。以下で説明される個別の実施形態は、本発明の上位概念、中位概念および下位概念など種々の概念を理解するために役立つであろう。また、本発明の技術的範囲は、特許請求の範囲によって確定されるのであって、以下の個別の実施形態によって限定されるわけではない。 An embodiment of the present invention is shown below. The individual embodiments described below will help to understand various concepts, such as the superordinate concept, intermediate concept and subordinate concept of the present invention. Further, the technical scope of the present invention is determined by the scope of the claims, and is not limited by the following individual embodiments.
＜比較例＞
図７に本発明の比較例を示す。電源部１から供給された直流電圧はスイッチ部（パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１）を介して負荷部２へ供給される。スイッチＳＷ１は、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオン／オフするためのスイッチである。パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のソースＳとゲートＧとの間には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とが接続されている。また、ゲートＧとスイッチＳＷ１との間には、抵抗Ｒ２が直列に挿入されている。スイッチＳＷ１がオフになると、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートＧとソースＳとの間は抵抗Ｒ１により結ばれて、Ｑ１のゲートＧとソースＳが等電位となる。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がオフとなる。
<Comparative example>
FIG. 7 shows a comparative example of the present invention. The DC voltage supplied from the
電源部１が出力する直流電圧の電圧値をＶｉｎとし、抵抗Ｒ１の抵抗値をｒ１とし、抵抗Ｒ２の抵抗値をｒ２とする。スイッチＳＷ１がオンになると、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、所定電圧に向けて昇を始める。所定電圧は、Ｖｉｎ×（ｒ１／（ｒ１＋ｒ２））である。しかし、抵抗Ｒ２に対して直列にコンデンサＣ１が接続されているため、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは時定数にしたがって上昇する。ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、次式により表現できる。
The voltage value of the DC voltage output from the
ここで、ｔは、スイッチＳＷ１をオンにした時からの経過時間を示している。τは、抵抗値ｒ１、ｒ２およびコンデンサＣ１の容量値によって決定される時定数である。ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｔ）がパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のしきい値電圧を超えると、ドレイン・ソース間が導通し始める。これ以降は、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１が線形領域で動作する。このように、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレイン・ソース間は経過時間ｔに伴い徐々に導通する（抵抗値が徐々に下がる）ため、スイッチＳＷ１をオンした直後の突入電流が抑制される。しかし、図７に示した比較例で突入電流のピーク値を抑えようとすると、出力電圧の立ち上がりも遅くなるという課題がある。 Here, t indicates an elapsed time from when the switch SW1 is turned on. τ is a time constant determined by the resistance values r1 and r2 and the capacitance value of the capacitor C1. When the gate-source voltage Vgs (t) exceeds the threshold voltage of the power MOSFET Q1, conduction between the drain and source begins. Thereafter, the power MOSFET Q1 operates in the linear region. In this way, the drain and source of the power MOSFET Q1 are gradually turned on with the elapsed time t (the resistance value gradually decreases), so that the inrush current immediately after the switch SW1 is turned on is suppressed. However, when the peak value of the inrush current is to be suppressed in the comparative example shown in FIG. 7, there is a problem that the rise of the output voltage is also delayed.
上記の問題点に関して図８を用いて説明する。図７に示した比較例では突入電流を抑制する時間は回路時定数τによって決定されるため、常に一定となる。しかし、負荷部２の容量成分の容量値が大きくなると、その容量を充電して出力電圧を上昇させるための時間が長くなる。これは、より長い時間にわたって突入電流の抑制を行わなければならないことを意味する。つまり、抑制時間をより長くしなければならない。
The above problem will be described with reference to FIG. In the comparative example shown in FIG. 7, since the time for suppressing the inrush current is determined by the circuit time constant τ, it is always constant. However, when the capacitance value of the capacitive component of the
比較例において抑制時間を長くするには、コンデンサＣ１の容量値を増やせばよい。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のターンオンをさらに遅くすることができるため、突入電流のピーク値も抑えることができる。図８には、コンデンサＣ１の容量値が相対的に小さいケースＲｅｆ１と、コンデンサＣ１の容量値が相対的に大きいケースＲｅｆ２とについて、ドレイン電流と出力電圧とを示している。図８が示すように、コンデンサＣ１の容量値を増やすと、ドレイン電流のピーク値がＩｐｅａｋ１からＩｐｅａｋ２へ低下する。しかし、ドレイン電流が流れ始める時間もｔ１からｔ２へと遅れてしまう。その結果、出力電圧が目標電圧Ｖｔａｒｇｅｔに達する時間もｔ３からｔ４へと遅れてしまう。 In order to lengthen the suppression time in the comparative example, the capacitance value of the capacitor C1 may be increased. As a result, the turn-on of the power MOSFET Q1 can be further delayed, so that the peak value of the inrush current can be suppressed. FIG. 8 shows the drain current and the output voltage for the case Ref1 where the capacitance value of the capacitor C1 is relatively small and the case Ref2 where the capacitance value of the capacitor C1 is relatively large. As shown in FIG. 8, increasing the capacitance of the capacitor C1, the peak value of the drain current decreases from I peak 1 to I peak2. However, the time when the drain current starts to flow is also delayed from t1 to t2. As a result, the time for the output voltage to reach the target voltage V target is also delayed from t3 to t4.
通常、回路時定数は想定される最大の負荷容量の値に合わせて設計される。しかし、負荷容量の値が変化する回路においては負荷容量の値が小さい時に必要以上の時定数を持たせることになってしまう。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のターンオン損失や出力電圧の上昇時間の面で無駄が多くなってしまう。 Usually, the circuit time constant is designed in accordance with the maximum load capacity value assumed. However, in a circuit in which the value of the load capacity changes, a time constant more than necessary is given when the value of the load capacity is small. That is, waste is increased in terms of the turn-on loss of the power MOSFET Q1 and the rise time of the output voltage.
＜実施例１＞
図１（Ａ）において、電源部１は、予め設定された電圧値（例：５Ｖ）の直流電圧を出力する電源回路である。負荷部２は電源部１から供給された直流電圧により動作する負荷回路である。負荷部２は、例えば、４．７Ωの抵抗成分と、４７ｕＦの容量成分と、０．１Ωの容量成分等価直列抵抗からなる。ＣＰＵ３は、中央演算処理装置であり、プロセッサや制御部、演算部と呼ばれることもある。パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１は、スイッチング素子や電子スイッチの一例である。また、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１は、電源から負荷へ電力を供給する経路に配置され、経路を導通／遮断するためにオン状態とオフ状態との間で切り替わるスイッチ手段として機能する。パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のソースＳは電源部１に接続されており、ドレインＤは負荷部２に接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートＧとソースＳとの間には、抵抗値ｒ１（例：１００ｋΩ）の抵抗Ｒ１が接続されている。バイポーラトランジスタＱ２は、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を駆動するためのスイッチング素子や電子スイッチである。バイポーラトランジスタＱ２のコレクタＣは、抵抗値ｒ２（例：１０ｋΩ）の抵抗Ｒ２を介してパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートＧに接続されている。バイポーラトランジスタＱ２のベースＢは、抵抗値ｒ３（例：１ｋΩ）の抵抗Ｒ３を介してＣＰＵ３の出力ポートに接続されている。バイポーラトランジスタＱ２のエミッタＥは、接地されている。
<Example 1>
In FIG. 1A, a
図１（Ｂ）が示すように、ＣＰＵ３は、バイポーラトランジスタＱ２のベースＢに駆動信号を出力する。ＣＰＵ３は、スイッチ手段がオフ状態からオン状態へまたはオン状態からオフ状態へ切り替わるよう駆動する制御手段として機能する。図１（Ｂ）においてｔ１は、１００ｕｓｅｃであり、ｔ１３は５００ｕｓｅｃである。駆動信号は、このｔ１からｔ１３までの区間ではパルス信号である。ｔ１からｔ１３までの区間を第１期間と呼ぶことにする。第１期間は、スイッチ手段をオフ状態からオン状態に移行させる際における移行直後の期間である。すなわち、第１期間は、本発明を適用しなければ突入電流が発生しうる期間であり、負荷容量の値に応じて決定される期間である。なお、ｔｏｎは、例えば、１．５ｕｓｅｃであり、ｔｏｆｆは、例えば、２．５ｕｓｅｃである。なお、パルスの周期Ｔ＝（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）である。よって、周期Ｔ＝４．０ｕｓｅｃである。この場合のオンデューティ比Ｄｏｎ（Ｄｏｎ＝ｔｏｎ／Ｔ）は、３７．５％となる。なお、第１期間の次の期間である第２期間はｔ１３以降の期間である。第２期間において供給される駆動信号はＨｉｇｈである。つまり、この駆動信号は、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をＯＮ状態に維持できる一定の電圧値の駆動信号である。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をＯＮ状態に維持できる信号であれば、必ずしも、電圧値が一定である必要はない。
As shown in FIG. 1B, the
実施例１の効果をわかりやすく説明するため、図９に示した比較例を示している。図９（Ａ）に示した比較例は、図７に示した比較例のスイッチＳＷ１をＣＰＵ３、抵抗Ｒ３およびバイポーラトランジスタＱ２により実現している。図９（Ｂ）は、ＣＰＵ３が出力する駆動信号を示している。なお、図９（Ａ）に示した抵抗Ｒ１の抵抗値を１０ｋΩとし、コンデンサＣ１の容量値を０．０８５ｕＦとし、Ｒ２およびＲ３の抵抗値を１ｋΩとしている。なお、図１（Ｂ）および図９（ｂ）ともに駆動信号はｔ１＝１００ｕｓｅｃ後に出力されるものとする。
In order to easily explain the effects of the first embodiment, the comparative example shown in FIG. 9 is shown. In the comparative example shown in FIG. 9A, the switch SW1 of the comparative example shown in FIG. 7 is realized by the
図２に実施例１と比較例とについての実験結果を示す。図２によれば、上からドレイン電流Ｉｄ、出力電圧Ｖｏｕｔ、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓおよびＣＰＵ３が出力する駆動信号Ｓｉｇとの関係が示されている。なお、図中のＥｍ１は本発明の実施例１を示し、Ｒｅｆは図９に示した比較例を示している。
The experimental result about Example 1 and a comparative example is shown in FIG. FIG. 2 shows the relationship among the drain current Id, the output voltage Vout, the gate-source voltage Vgs of the power MOSFET Q1, and the drive signal Sig output from the
図２において駆動信号Ｓｉｇを参照すると、実施例と比較例ともに同時に駆動信号を出力していることがわかる。次に出力電圧Ｖｏｕｔを参照すると、両者ともに２６６ｕｓｅｃが経過した時点で、ほぼ目標電圧である５．０Ｖに達している。１００ｕｓｅｃから２６６ｕｓｅｃまでの間、突入電流（ドレイン電流Ｉｄ）のピーク値は、比較例で約４．５Ａであり、本実施例で約３．０Ａとなる。つまり、本実施例は、比較例に対して、出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりを遅くすることなく、突入電流のピーク値を抑えることができている。 Referring to the drive signal Sig in FIG. 2, it can be seen that the drive signal is output simultaneously in both the example and the comparative example. Next, referring to the output voltage Vout, both of them reach the target voltage of 5.0 V when 266 usec elapses. Between 100 usec and 266 usec, the peak value of the inrush current (drain current Id) is about 4.5 A in the comparative example and about 3.0 A in the present embodiment. That is, the present embodiment can suppress the peak value of the inrush current without delaying the rise of the output voltage Vout as compared with the comparative example.
その仕組みについて考察する。まず、図２に示したＶｇｓに着目する。比較例のＶｇｓは、ＣＰＵ３からの駆動信号ＳｉｇがＨｉｇｈになった後は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で決定される分圧値Ｖ２に向かって、時定数τにしたがって単調増加する。一方、本実施例では、１００〜５００ｕｓｅｃの第１期間ではオンデューティ比３７．５％のパルス信号が駆動信号ＳｉｇとしてバイポーラトランジスタＱ２のベースに入力されている。そのため、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のＶｇｓは、抵抗Ｒ１、Ｒ２及びオンデューティ比とパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート容量によって決定される電圧Ｖ１に向かって増加する。本実施例のＶｇｓは電圧Ｖ１に対してはすぐに収束する。なお、Ｖ１はＶ２よりも低い。また、ＦＥＴはＶｇｓが低いほうがよりドレイン電流を流さない性質がある。よって、本実施例１のパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１は、比較例と比較して、より長く突入電流を抑制しつづけることになる。
Consider the mechanism. First, pay attention to Vgs shown in FIG. Vgs of the comparative example monotonously increases according to the time constant τ toward the divided voltage value V2 determined by the resistors R1 and R2 after the drive signal Sig from the
本実施例のＶｇｓがＶ１に対してすぐに収束するのは次の理由による。比較例では回路時定数によってのみ突入電流の抑制期間が決まっていた。しかし、本実施例では、回路時定数と駆動信号のオンデューティ比とによって決定される。そのため、回路時定数を小さくすることができる。また、本実施例では時定数回路を構成する容量成分のうち比較例に存在したコンデンサＣ１が削除されているため、本実施例はパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート寄生容量のみを使用する回路構成になっている。さらに、回路時定数が小さくなったため、本実施例のＶｇｓが目標値Ｖ１へ収束するのに必要となる収束時間（ｄＶｇｓ／ｄｔ）が比較例よりも短くなる。これを表しているのが図２において矢印Ｐ１により示した部分である。これによって出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりも、図２の矢印Ｐ２が示すように、高速化されている。一方、比較例のＶｇｓは、単調増加するため、Ｑ１のゲートしきい値電圧に達するまでに１６５ｕｓｅｃの時間が必要となっている。そのため図２の矢印Ｐ３が示すように、実施例よりも遅れて出力電圧が立ち上がるため、ドレイン電流も遅れて流れ始める。最終的に、比較例では、実施例よりも短時間で出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させなければならず、突入電流のピーク値が大きくなってしまうのである。 The reason why Vgs in this embodiment converges immediately with respect to V1 is as follows. In the comparative example, the inrush current suppression period is determined only by the circuit time constant. However, in this embodiment, it is determined by the circuit time constant and the on-duty ratio of the drive signal. Therefore, the circuit time constant can be reduced. Further, in this embodiment, the capacitor C1 existing in the comparative example is deleted from among the capacitance components constituting the time constant circuit, so this embodiment has a circuit configuration that uses only the gate parasitic capacitance of the power MOSFET Q1. Yes. Furthermore, since the circuit time constant is reduced, the convergence time (dVgs / dt) required for the Vgs of the present embodiment to converge to the target value V1 is shorter than that of the comparative example. This is indicated by the part indicated by the arrow P1 in FIG. As a result, the rise of the output voltage Vout is also accelerated as indicated by the arrow P2 in FIG. On the other hand, since Vgs in the comparative example monotonously increases, it takes 165 usec to reach the gate threshold voltage of Q1. Therefore, as indicated by an arrow P3 in FIG. 2, the output voltage rises later than in the embodiment, so that the drain current also starts to flow later. Finally, in the comparative example, the output voltage Vout must be increased in a shorter time than in the example, and the peak value of the inrush current becomes large.
このように、ＣＰＵ３は、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオフ状態からオン状態に移行させる際に、第１期間において負荷に対する突入電流のピーク値を抑制するように予め定められたオンデューティ比を有したのパルス状の駆動信号をパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１に供給する。さらに、ＣＰＵ３は、第１期間の次の期間である第２期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオン状態に維持するために電圧値が一定の駆動信号（Ｈｉｇｈレベルの駆動信号）をパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１に供給する。これにより、出力電圧の立ち上がりを遅くすることなく突入電流のピーク値を抑えることが可能となる。また、比較例と比較して、実施例１では、大きな時定数の回路を用意する必要がないため、負荷容量の値に合わせて無駄の少ない突入電流抑制回路を実現できる。また、比較例では、時定数回路を形成するためにコンデンサを必要としていたが、実施例１ではそのコンデンサを削除できる。なお、削除するかわりに、より低容量のコンデンサに変更してもよい。なお、第１期間に供給されるパルス状の駆動信号はオンデューティ比が変更可能なＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号のオンデューティ比は、負荷が備える容量成分の容量値によって決定される。
Thus, when the
＜実施例２＞
実施例２では、実施例１の負荷容量とは異なる負荷容量に対応する発明について説明する。図１に示した回路構成において負荷部２の負荷容量の値が４７ｕＦから４７０ｕＦに変化すると、図３の矢印Ｐ４が示すように、突入電流のピーク値は５．３Ａに増えてしまう。なお、図３において、Ｅｍ１（４７ｕＦ）は実施例１の回路構成で負荷容量の値を４７ｕＦにしたときのドレイン電流を示している。同様に、Ｅｍ１（４７０ｕＦ）は実施例１の回路構成で負荷容量の値を４７０ｕＦにしたときのドレイン電流を示している。
<Example 2>
In the second embodiment, an invention corresponding to a load capacity different from the load capacity of the first embodiment will be described. In the circuit configuration shown in FIG. 1, when the load capacitance value of the
負荷部２の負荷容量の値が増えると、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔａｒｇｅｔに達するのに要する時間が延びる。それゆえ、実施例１の回路構成を何も変えない場合、図３の矢印Ｐ４が示すようにパルス区間（５００ｕｓｅｃ）をすぎた時点から２度目の突入電流のピークが発生してしまう。
As the value of the load capacitance of the
なお、図９に示した比較例ではさらに大きな突入電流が発生してしまう。比較例では回路変更以外に突入電流に対処する術がない。一方、本発明であれば、ＣＰＵ３が出力する駆動信号（パルス信号）のオンデューティ比とパルスの長さを変えることで、負荷容量の値の変更に対して比較的に簡単に対処可能となる。パルスの長さは、上述した第１期間の長さである。具体的には、実施例１でオンデューティ比を３７．５％から２５％に変更し、かつ、駆動信号の終了時間を５００ｕｓｅｃから１ｍｓｅｃに変更すればよい。このように、負荷容量の値が増加したときは、駆動信号（パルス信号）のオンデューティ比を下げるとともに、パルスの長さ（第１期間の長さ）を延長することで、突入電流のピーク値を実施例１と同じ３．０Ａに抑えることができる。なお、負荷容量の値が低下したときは、基本的に、２度目の突入電流のピーク値は生じないため、オンデューティ比やパルスの長さを変更する必要はない。ただし、出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりを高速にするために、オンデューティ比を上げるとともに、パルスの長さを短縮してもよい。
In the comparative example shown in FIG. 9, a larger inrush current is generated. In the comparative example, there is no way to deal with inrush current other than circuit change. On the other hand, according to the present invention, by changing the on-duty ratio of the drive signal (pulse signal) output from the
このように、第１期間に供給されるＰＷＭ信号のオンデューティ比を負荷部２が備える容量成分の容量値によって決定することで、実施例２も実施例１と同様の効果を奏することになる。とりわけ、ＣＰＵ３は、負荷部２が備える容量成分の容量値が増加すると、ＰＷＭ信号のオンデューティ比を低下させるとともに、第１期間の長さを延長する。これにより、突入電流のピーク値を抑えることができる。
Thus, by determining the on-duty ratio of the PWM signal supplied in the first period based on the capacitance value of the capacitance component included in the
＜実施例３＞
図４を用いて実施例３について説明する。実施例３の回路構成は図１に示した実施例１の回路構成と同等の物を使用する。図２に示したドレイン電流Ｉｄによれば、本発明のドレイン電流の波形にも１００ｕｓｅｃから１６５ｓｅｃまでの間に極大となる小さなピークが存在する。これは、次の点が原因である。最初のうちは負荷部２の負荷容量に電荷が蓄積されていない。よって、出力端と負荷容量との間における電位差は比較的に大きい。その結果、ドレイン電流Ｉｄとしては比較的に大きな電流が流れてしまうのである。図２において、経過時間ｔが約１３５ｓｅｃをすぎると、ドレイン電流Ｉｄは指数関数型の減衰をしながら、一定の電流値に向かう。この一定の電流値は、出力電圧／負荷抵抗で決定される。
<Example 3>
Example 3 will be described with reference to FIG. The circuit configuration of the third embodiment is the same as the circuit configuration of the first embodiment shown in FIG. According to the drain current Id shown in FIG. 2, the drain current waveform of the present invention also has a small peak that is a maximum between 100 usec and 165 sec. This is due to the following points. Initially, no charge is accumulated in the load capacitance of the
１３５ｓｅｃ以降の区間では、１３５ｓｅｃにおけるピーク電流値よりも低い電流値が続く。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔａｒｇｒｔに達するまでの時間を遅らせている。そこで、実施例３では、駆動信号（パルス信号）のオンデューティ比を可変制御することにより、さらに短時間で出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。 In the section after 135 sec, a current value lower than the peak current value at 135 sec continues. Therefore, the output voltage Vout is delaying the time to reach the target voltage V targrt. Therefore, in the third embodiment, the output voltage Vout is increased in a shorter time by variably controlling the on-duty ratio of the drive signal (pulse signal).
図４の駆動信号Ｓｉｇが示すように、ＣＰＵ３は、駆動信号Ｓｉｇのオンデューティ比を段階的に（徐々に）高くなるように制御する。とりわけ、ＣＰＵ３は、ピーク値が生じうる時間（例：１３５ｓｅｃ）までは、比較的に低いオンデューティ比で駆動する。ＣＰＵ３は、ピーク値が生じうる時間以降では、オンデューティ比を高くしてゆく。ＣＰＵ３は、最初の時間区間のオンデューティ比をｄ１とし、次の時間区間のオンデューティ比をｄ２とし、最後の時間区間のオンデューティ比をｄ３とする。ここで、ｄ１＜ｄ２＜ｄ３である。これにより、ドレイン電流をピーク値のまま維持させ、単位時間あたりの電荷供給量が上昇する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に達するまでに要する時間を短縮できるようになる。
As indicated by the drive signal Sig in FIG. 4, the
なお、図４では、３種類のオンデューティ比を例示したが、オンデューティ比の種類は２種類以上であればよい。なお、ｎ種類のオンデューティ比をｎ（ｎは２以上の自然数）個の期間に適用することで、ドレイン電流をピーク値のまま維持させる。各時間区間の長さは基本的に同一であるが、異なってもよい。ドレイン電流をピーク値のまま維持させることができる程度の長さの期間であれば、十分だからである。 In FIG. 4, three types of on-duty ratios are illustrated, but the number of on-duty ratios may be two or more. Note that the drain current is maintained at the peak value by applying n types of on-duty ratios to n (n is a natural number of 2 or more) periods. The length of each time interval is basically the same, but may be different. This is because it is sufficient if the period is long enough to maintain the drain current at the peak value.
このように、ＣＰＵ３が、第１期間において、オンデューティ比を時間の経過とともに段階的に増加させることで、ドレイン電流をピーク値のまま維持させる。これにより、突入電流を抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に達するまでに要する時間を短縮できるようになる。とりわけ、ＣＰＵ３は、第１期間をｎ個の期間に分割し、ｉ（ｉ＝２ないしｎの自然数）番目の期間のオンデューティ比は、ｉ−１番目の期間のオンデューティ比よりも大きくなるように、各期間のオンデューティ比を決定すればよい。
As described above, the
＜実施例４＞
実施例４として比較例に対して本発明の制御を導入する事例について説明する。例えば、ＣＰＵ３の出力ポートが正確なＰＷＭ（パルス幅変調）制御に向いていなかったと仮定する。例えばオンデューティ比が５０％のパルス信号しかＣＰＵ３の出力ポートが出力できないケースや、ＦＥＴのゲート容量が小さすぎるケースである。
<Example 4>
As Example 4, a case where the control of the present invention is introduced to a comparative example will be described. For example, it is assumed that the output port of the
このようなケースでは、比較例と同様に、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート・ソース間にコンデンサＣ１を挿入して回路時定数τを稼ぐ方法が有効である。図５によれば、オンデューティ比とコンデンサＣ１の容量値とが異なる２つの組み合わせｃｏｍｂ１とｃｏｍｂ２とについてドレイン電流の変化が示されている。図５からわかるように、オンデューティ比とコンデンサＣ１の容量値との組み合わせを変えることで、突入電流のピーク値と出力電圧の立ち上がり時間とが変化する。よって、設計上の目標となる突入電流のピーク値と出力電圧の立ち上がり時間とを両立できるような、組み合わせを選択する。なお、ＣＰＵ３が出力可能なオンデューティ比のパルス信号に応じて、コンデンサＣ１の容量値を必要最低限の容量値に選択することで、効果的に突入電流のピーク値を抑えることができる。
In such a case, as in the comparative example, it is effective to obtain a circuit time constant τ by inserting a capacitor C1 between the gate and source of the power MOSFET Q1. FIG. 5 shows changes in the drain current for two combinations comb1 and comb2 having different on-duty ratios and capacitance values of the capacitors C1. As can be seen from FIG. 5, the peak value of the inrush current and the rise time of the output voltage change by changing the combination of the on-duty ratio and the capacitance value of the capacitor C1. Therefore, a combination is selected that can achieve both the peak value of the inrush current, which is a design target, and the rise time of the output voltage. Note that the peak value of the inrush current can be effectively suppressed by selecting the capacitance value of the capacitor C1 to the minimum necessary capacitance value in accordance with the on-duty ratio pulse signal that the
パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１は、電源からの直流電圧が入力される入力電極（ソース）と、入力電極から入力された直流電圧を出力する出力電極（ドレイン）と、制御手段から出力された駆動信号が入力される制御電極（ゲート）とを備えている。とりわけ、実施例４では、入力電極と制御電極との間に接続されたコンデンサをさらに設け、このコンデンサの容量値を、突入電流を抑制可能なコンデンサの容量とオンデューティ比との組み合わせのうちで最も小さい容量に設定する。これにより、小さな容量値のコンデンサによって、効果的に突入電流のピーク値を抑えることができる。 The power MOSFET Q1 receives an input electrode (source) to which a DC voltage from a power supply is input, an output electrode (drain) to output a DC voltage input from the input electrode, and a drive signal output from the control means. Control electrode (gate). In particular, in the fourth embodiment, a capacitor connected between the input electrode and the control electrode is further provided, and the capacitance value of this capacitor is determined by combining the capacitor capacity capable of suppressing the inrush current and the on-duty ratio. Set to the smallest capacity. Thus, the peak value of the inrush current can be effectively suppressed by the capacitor having a small capacitance value.
＜実施例５＞
実施例２の変形例である実施例５の回路構成を図６に示す。上述したように、実施例２は、予め想定された１つの負荷容量の値に対してＰＷＭ信号のデューティ比を合わせ込む発明であった。これに対し、実施例５は、負荷容量の値が時間の経過とともに異なる値へ変化する際に逐次デューティ比を負荷容量の値に追従させることを特徴としている。負荷部２は、負荷容量Ｃｘと、負荷抵抗Ｒｘとの並列接続により区お制されている。抵抗Ｒ４（抵抗値ｒ４Ω）が、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレインＤと負荷部２との間に直列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３のソースＳは、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレインＤおよび抵抗Ｒ４の一端と接続されている。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３のドレインＤは抵抗Ｒ４の他端と負荷部２に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３がＯＮになると、電源部１から供給される直流電流が抵抗Ｒ４を通過せずに、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３を通過する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３は、抵抗Ｒ４をバイパスする機能を果たす。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３がＯＮとなったときのソース・ドレイン間の抵抗値は、抵抗値ｒ４に比べて非常に小さいからである。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３のゲートＧはＣＰＵ３のポートに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３はＣＰＵ３から出力される切替信号に応じてＯＮ／ＯＦＦ動作する。ＣＰＵ３が負荷部２の電圧を検出するためのフィードバック部Ｆが追加されている。
<Example 5>
FIG. 6 shows a circuit configuration of the fifth embodiment, which is a modification of the second embodiment. As described above, the second embodiment is an invention in which the duty ratio of the PWM signal is adjusted to one load capacitance value assumed in advance. On the other hand, the fifth embodiment is characterized in that the duty ratio is made to follow the load capacity value sequentially when the load capacity value changes to a different value as time passes. The
最初に、ＣＰＵ３は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３をオフの状態を維持するようＯＦＦ信号をＭＯＳＦＥＴ Ｑ３のゲートＧへ出力しつつ、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がＯＮとなるよう、駆動信号Ｓｉｇを出力する。この状態では、抵抗Ｒ４が存在するため大きな突入電流が負荷部２へ流れることはない。ＣＰＵ３は、突入電流の電流値が所定の閾値未満に低下したタイミングで、ＨｉｇｈレベルのＯＮ信号をＭＯＳＦＥＴ Ｑ３のゲートＧへ出力する。なお、このタイミングは、予め実験やシミュレーションにより求められたタイミングであってもよいし、ＣＰＵ３が突入電流の値（負荷容量Ｃｘの両端に生じる電圧の値）を測定し、その値が閾値未満となったタイミングを動的に検出してもよい。これにより、徐々に負荷部２の負荷容量Ｃｘが充電されてゆく。ＣＰＵ３から見ると、抵抗Ｒ４は負荷容量Ｃｘと合わせて積分回路を構成している。負荷容量Ｃｘ（容量値ｃｘ）の両端電圧Ｖｃは、次式により表すことができる。
First, the
Ｖｉｎは電源部１が出力する直流電圧の電圧値であり、ｔはパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がＯＮとなってからの経過時間であり、ｅは自然対数である。Ｖｉｎとｒ４は既知である。よって、ｔの値を適宜設定すれば、上式からｃｘを算出できる。つまり、ＣＰＵ３は、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオンにしてからｔ秒が経過した時点でＶｃを計測することにより負荷容量Ｃｘの容量値ｃｘを求めることができる。駆動信号Ｓｉｇのオンデューティ比は負荷容量の値が大きいほど小さくする必要がある。ＣＰＵ３は、オンデューティ比Ｄｏｎの値を次式にしたがって決定する。
Vin is a voltage value of a DC voltage output from the
ここで、Ｄｒｅｆは、想定される最大の負荷容量の値に対応したオンデューティ比である。なお、オフデューティ比Ｄｏｆｆは、次式により算出できる。 Here, Dref is an on-duty ratio corresponding to the assumed maximum load capacity value. The off duty ratio Doff can be calculated by the following equation.
に設定される。このように、ＣＰＵ３は、随時Ｖｃを測定して負荷容量Ｃｘの容量値ｃｘを算出し、算出した容量値ｃｘを用いてオンデューティ比Ｄｏｎを算出し、算出したＤｏｎに応じて駆動信号Ｓｉｇを生成して出力する。これにより、負荷容量の値が変動しても、適切に突入電流を抑えることができえるようになる。
Set to As described above, the
このようにパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をＯＮする前に負荷部２の容量値ｃｘを測定し、容量値ｃｘに応じてデューティ比をその都度再設定する。これにより、負荷容量Ｃｘの容量値が小さいときは大きなオンデューティ比で出力電圧の上昇時間を短くすることが可能となる。一方、負荷容量Ｃｘの容量値ｃｘが大きいときは、小さなオンデューティ比で突入電流の抑制を優先させることが可能となる。
Thus, before turning on the power MOSFET Q1, the capacitance value cx of the
このように、ＣＰＵ３は、負荷が備える容量成分の容量値を測定する測定手段として機能する。さらに、ＣＰＵ３は、測定手段により測定された容量が相対的に大きければオンデューティ比を相対的に小さく設定し、測定手段により測定された容量が相対的に小さければオンデューティ比を相対的に大きく設定する設定手段として機能する。これにより、負荷部２の容量成分の容量値が変動しても、突入電流を抑制することが可能となる。
Thus, the
また、ＣＰＵ３は、予め想定された最大の負荷容量の値に対応したオンデューティ比に対して、測定手段により測定された容量値の逆数を乗算することで、駆動信号のオンデューティ比を決定する。つまり、比較的に簡単な測定回路と演算によって、駆動信号のオンデューティ比を決定することができる。
Further, the
＜他の実施例＞
上述の実施例は本発明の一例にすぎない。本発明は電子スイッチやロードスイッチ回路において広く適用できる。
<Other embodiments>
The above-described embodiments are merely examples of the present invention. The present invention can be widely applied to electronic switches and load switch circuits.
Claims (9)
電源から負荷へ電力を供給する経路に配置され、前記経路を導通／遮断するためにオン状態とオフ状態との間で切り替わるスイッチ手段と、
前記スイッチ手段がオフ状態からオン状態へまたはオン状態からオフ状態へ切り替わるよう駆動する制御手段と
を備え、
前記制御手段は、前記スイッチ手段をオフ状態からオン状態に移行させた直後の第１期間において、前記負荷に対する突入電流のピーク値を抑制するように予め定められたパルス状の駆動信号を前記スイッチ手段に供給し、前記第１期間に続く第２期間において、前記スイッチング手段をオン状態に維持するための駆動信号を前記スイッチ手段に供給することを特徴とする電源回路。 A power circuit,
Switch means disposed in a path for supplying power from a power source to a load and switching between an on state and an off state to conduct / cut off the path;
Control means for driving the switch means to switch from an off state to an on state or from an on state to an off state, and
In the first period immediately after the switch means is shifted from the off state to the on state, the control means outputs a pulse-shaped drive signal that is predetermined to suppress a peak value of the inrush current to the load. And a driving signal for maintaining the switching means in an ON state in a second period following the first period.
電源からの直流電圧が入力される入力電極と、
前記入力電極から入力された直流電圧を出力する出力電極と、
前記制御手段から出力された駆動信号が入力される制御電極と
を備え、
前記電源回路は、
前記入力電極と前記制御電極との間に接続されたコンデンサをさらに備え、
前記コンデンサの容量は、前記突入電流を抑制可能な前記コンデンサの容量と前記オンデューティ比との組み合わせのうちで最も小さい容量に設定されることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。 The switch means includes
An input electrode to which a DC voltage from a power source is input;
An output electrode that outputs a DC voltage input from the input electrode;
A control electrode to which the drive signal output from the control means is input,
The power supply circuit is
A capacitor connected between the input electrode and the control electrode;
2. The power supply circuit according to claim 1, wherein the capacity of the capacitor is set to the smallest capacity among combinations of the capacity of the capacitor capable of suppressing the inrush current and the on-duty ratio.
前記負荷が備える容量成分の容量値を測定する測定手段と、
前記測定手段により測定された容量が相対的に大きければ前記オンデューティ比を相対的に小さく設定し、前記測定手段により測定された容量が相対的に小さければ前記オンデューティ比を相対的に大きく設定する設定手段と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。 The control means includes
Measuring means for measuring a capacitance value of a capacitive component included in the load;
If the capacity measured by the measuring means is relatively large, the on-duty ratio is set relatively small. If the capacity measured by the measuring means is relatively small, the on-duty ratio is set relatively large. The power supply circuit according to claim 1, further comprising setting means for performing
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