JP2012010428A - 直流−交流電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】直流電源から安定的に電力を供給することが可能な直流−交流電力変換装置を提供する。
【解決手段】この直流−交流電力変換装置１００は、直流電源１と、複数の双方向スイッチと、直流リアクトル２と、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦを出力する出力電圧指令出力手段１１と、ＰＷＭ信号１を生成する第１のＰＷＭ指令生成手段１４と、ＰＷＭ信号２を生成する第２のＰＷＭ指令生成手段１５と、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの１周期内において、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性判別信号ＳＩＧＮに基づいて、ＰＷＭ信号１およびＰＷＭ信号２を、それぞれ、対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するスイッチ分配手段１６とを備える。
【選択図】図２

Description

この発明は、直流−交流電力変換装置に関する。
従来、直流と交流との電力変換を行う電力変換部を備えたマトリクスコンバータ装置（直流−交流電力変換装置）が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
上記特許文献１には、直流電源と、直流電源に接続される入力側の複数のリアクトルと、入力側の複数のリアクトルに接続される双方向スイッチ群（電力変換部）と、双方向スイッチ群に接続される出力側の複数のリアクトルとを備えるマトリクスコンバータ装置が開示されている。なお、出力側のリアクトルは、モータに接続されている。また、このマトリクスコンバータ装置では、出力側のリアクトルと双方向スイッチ群との間に、第１のコンデンサ群が接続されるとともに、入力側のリアクトルと双方向スイッチ群との間に、第２のコンデンサ群が接続されている。
上記特許文献１に開示されているマトリクスコンバータ装置では、双方向スイッチ群に含まれる所定の双方向スイッチをオンすることより、入力側の各リアクトルを短絡して、磁気エネルギーをリアクトルに蓄積する。その後、リアクトルの短絡に係わった双方向スイッチをオフすることにより、リアクトルに蓄積された磁気エネルギーが、出力側のリアクトルと双方向スイッチ群との間に設けられる第１のコンデンサ群に蓄積される。これにより、直流電源の電圧が昇圧されて、モータに入力される。また、双方向スイッチ群に含まれる双方向スイッチのオン／オフを切り替えることにより、直流電源の電圧を降圧して、モータに入力することも可能である。この特許文献１に開示されているマトリクスコンバータ装置では、直流電源の電圧と、モータに出力する電圧とを比較した結果に応じて上記した昇圧または降圧動作を行うように構成されている。
ＷＯ２００６／１１２２７５号公報
しかしながら、上記特許文献１に記載のマトリクスコンバータ装置では、直流電源の電圧と、モータに出力する所望の電圧とを比較するとともに比較結果に応じて昇圧または降圧の動作を選択して行うものであるため、直流電源の電圧と、モータに出力する所望の電圧とを比較するのに時間を要する。そして、比較している間では、昇圧または降圧の動作が行われないため、昇圧から降圧への切り替え、または、降圧から昇圧への切り替えが不連続になる。このため、直流電源からより安定したモータへの電力供給を行うための改善が望まれる。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、直流電源から安定的に電力を供給することが可能な直流−交流電力変換装置を提供することである。
課題を解決するための手段および発明の効果
上記目的を達成するために、この発明の一の局面による直流−交流電力変換装置は、直流電源と、複数の双方向スイッチと、直流電源と双方向スイッチとの間に配置される直流リアクトルとを含み、直流−交流の電力変換を行う電力変換部と、交流電圧指令を出力する交流電圧指令出力手段と、交流電圧指令と直流電源の直流電圧とに基づいて、降圧制御信号を生成する降圧制御信号生成手段と、交流電圧指令と直流電源の直流電圧とに基づいて、昇圧制御信号を生成する昇圧制御信号生成手段と、交流電圧指令の１周期内において、交流電圧指令の極性判別信号に基づいて、降圧制御信号および昇圧制御信号を、それぞれ、対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するスイッチ分配手段とを備える。
この一の局面による直流−交流電力変換装置では、上記のように、スイッチ分配手段が、交流電圧指令の１周期内において、交流電圧指令の極性判別信号に基づいて、降圧制御信号および昇圧制御信号を、それぞれ、対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力することによって、交流電圧指令の１周期内において、交流電圧指令の極性（降圧または昇圧）にかかわらず降圧制御信号および昇圧制御信号の両方が対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配されるので、昇圧から降圧への切り替え、または、降圧から昇圧への切り替えをスムーズに行うことができる。これにより、昇圧から降圧への切り替え、または、降圧から昇圧への切り替えの際に、直流電源からの電力の供給が途切れるのが抑制されるので、直流電源から安定的に電力を供給することができる。
上記一の局面による直流−交流電力変換装置において、好ましくは、交流電圧指令の１周期内の直流−交流の電力変換動作時に、降圧制御信号および昇圧制御信号に対応してスイッチ分配手段から出力される、双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に基づいて、正の降圧モードと、正の昇圧モードと、負の降圧モードと、負の昇圧モードとが選択的に行われるように構成されている。このように構成すれば、降圧制御信号および昇圧制御信号の両方が、対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配されているので、正の降圧モード、正の昇圧モード、負の降圧モードおよび負の昇圧モードの各モードの切り替えをスムーズに行うことができる。
上記一の局面による直流−交流電力変換装置において、好ましくは、降圧制御信号生成手段と昇圧制御信号生成手段とは、直流電源の直流電圧に対する交流電圧指令の指令値の比である変圧比率を算出するとともに、交流電圧指令の極性判別信号を生成する共通の第１の電圧指令生成手段をさらに備え、降圧制御信号生成手段は、変圧比率から降圧ＰＷＭ制御信号を生成する降圧ＰＷＭ制御信号生成手段を含み、昇圧制御信号生成手段は、変圧比率に基づいて昇圧スイッチ比率を算出する第２の電圧指令生成手段と、昇圧スイッチ比率から昇圧ＰＷＭ制御信号を生成する昇圧ＰＷＭ制御信号生成手段と、を含み、スイッチ分配手段は、交流電圧指令の１周期内において、交流電圧指令の極性判別信号に基づいて、降圧ＰＷＭ制御信号および昇圧ＰＷＭ制御信号を、それぞれ、対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するように構成されている。このように構成すれば、降圧制御信号生成手段が、変圧比率から降圧ＰＷＭ制御信号を生成する降圧ＰＷＭ制御信号生成手段を含むことによって、容易に、変圧比率からＰＷＭ制御に基づいて、直流電源の直流電圧を降圧することができる。また、昇圧制御信号生成手段が、変圧比率に基づいて昇圧スイッチ比率を算出する第２の電圧指令生成手段と、昇圧スイッチ比率から昇圧ＰＷＭ制御信号を生成する昇圧ＰＷＭ制御信号生成手段とを含むことによって、容易に、昇圧スイッチ比率からＰＷＭ制御に基づいて、直流電源の直流電圧を昇圧することができる。
この場合、好ましくは、第２の電圧指令生成手段は、変圧比率が１よりも小さい場合は昇圧スイッチ比率を０に設定するとともに、変圧比率が１以上の場合は、１−１／（変圧比率）により昇圧スイッチ比率を算出するように構成されている。このように構成すれば、変圧比率が１よりも小さい降圧時では、昇圧スイッチ比率が０に設定されることにより、昇圧を行わないように制御することができる。また、変圧比率が１以上の昇圧時では、１−１／（変圧比率）が０よりも大きくなるので、昇圧を行うように制御することができる。
上記降圧ＰＷＭ制御信号および昇圧ＰＷＭ制御信号がスイッチ制御信号に分配される直流−交流電力変換装置において、好ましくは、スイッチ分配手段は、交流電圧指令の１周期内において、交流電圧指令の極性判別信号に基づいて、降圧ＰＷＭ制御信号を、対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するとともに、昇圧ＰＷＭ制御信号を、交流電圧指令の極性判別信号にかかわらず対応する双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するように構成されている。このように構成すれば、交流電圧指令の１周期内において、容易に、降圧ＰＷＭ制御信号および昇圧ＰＷＭ制御信号の両方を、常に、対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配することができるので、昇圧から降圧への切り替え、または、降圧から昇圧への切り替えをスムーズに行うことができる。
上記一の局面による直流−交流電力変換装置において、好ましくは、交流電圧指令出力手段は、出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成手段と、電圧指令と出力電圧の検出値とに基づいて、交流電圧指令を算出する電圧調整手段とを含む。このように構成すれば、電圧指令と出力電圧の検出値とに基づいて、電圧指令の出力電圧フィードバック制御を行うことができるので、出力電圧の精度を向上させることができる。
上記一の局面による直流−交流電力変換装置において、好ましくは、交流電圧指令生成手段は、出力電流指令を生成する出力電流指令生成手段と、出力電流指令と、出力電流の検出値と、出力電圧の検出値とに基づいて、交流電圧指令を算出する電流調整手段とを含む。このように構成すれば、出力電流指令と、出力電流の検出値と、出力電圧の検出値とに基づいて、電圧指令の電流フィードバック制御を行うことができるので、出力電流の精度を向上させることができる。
上記一の局面による直流−交流電力変換装置において、好ましくは、交流電圧指令出力手段は、出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成手段と、電圧指令と出力電圧の検出値とに基づいて、第１の交流電圧指令を算出する電圧調整手段と、出力電流指令を生成する出力電流指令生成手段と、出力電流指令と、出力電流の検出値と、出力電圧の検出値とに基づいて、第２の交流電圧指令を算出する電流調整手段と、切替信号に基づいて、第１の交流電圧指令と、第２の交流電圧指令とを切り替えて交流電圧指令を求める指令切替手段とを含む。このように構成すれば、直流電源の直流電圧を所望の電圧に降圧または昇圧して放電する場合には、指令切替手段により電圧調整手段から出力される第１の交流電圧指令に切り替えて交流電圧指令を求めることにより、出力電圧の精度を向上させることができる。また、直流電源に一定電流で充電することが好ましい充電時のような場合では、指令切替手段により電流調整手段から出力される第２の交流電圧指令に切り替えて交流電圧指令を求めることにより、容易に、直流電源に一定電流で充電することができる。このように、指令切替手段により、直流電源の放電と充電とを容易に切り替えることができる。
本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置の双方向スイッチの回路図である。 本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置の制御ブロックのブロック図である。 本発明の第１実施形態による制御ブロックのスイッチ分配手段の具体例を示す回路図である。 本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置の正の降圧モードの動作を説明するための図である。 本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置の正の昇圧モードの動作を説明するための図である。 本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置の負の降圧モードの動作を説明するための図である。 本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置の負の昇圧モードの動作を説明するための図である。 本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置の交流電圧の１周期内での動作を説明するための図である。 本発明の第２実施形態による直流−交流電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 本発明の第２実施形態による直流−交流電力変換装置の制御ブロックのブロック図である。 本発明の第２実施形態による制御ブロックの詳細なブロック図である。 本発明の第３実施形態による直流−交流電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態による直流−交流電力変換装置の制御ブロックのブロック図である。 本発明の第３実施形態による制御ブロックの詳細なブロック図である。 本発明の第４実施形態による直流−交流電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 本発明の第４実施形態による直流−交流電力変換装置の制御ブロックのブロック図である。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
まず、図１〜図４を参照して、本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置１００の概略の構成について説明する。
図１に示すように、直流−交流電力変換装置１００は、直流電源１と、直流リアクトル２と、電流検出器３と、双方向スイッチ群４と、フィルターコンデンサ５と、ゲートドライブ回路６と、制御ブロック７とを備えている。また、双方向スイッチ群４の出力側（フィルターコンデンサ５）には、負荷８が接続されている。なお、双方向スイッチ群４と、直流リアクトル２とは、本発明の「電力変換部」の一例である。また、図２に示すように、双方向スイッチＳＵＲは、逆阻止型ＩＧＢＴ５１で構成される片方向スイッチ５３および５４により構成され、各々の逆阻止型ＩＧＢＴ５１のゲートには、後述する絶縁したゲート信号ＧＵＲおよびＧＲＵが入力されるように構成されている。
また、図３に示すように、制御ブロック７は、出力電圧指令出力手段１１と、第１の電圧指令生成手段１２と、第２の電圧指令生成手段１３と、第１のＰＷＭ指令生成手段１４と、第２のＰＷＭ指令生成手段１５と、スイッチ分配手段１６とを備える。なお、出力電圧指令出力手段１１は、本発明の「交流電圧指令出力手段」および「出力電圧指令生成手段」の一例である。また、第１の電圧指令生成手段１２は、本発明の「降圧制御信号生成手段」及び「昇圧制御信号生成手段」の一例であり、第２の電圧指令生成手段１３は、本発明の「昇圧制御信号生成手段」の一例である。また、第１のＰＷＭ指令生成手段１４は、本発明の「降圧制御信号生成手段」および「降圧ＰＷＭ制御信号生成手段」の一例である。第２のＰＷＭ指令生成手段１５は、本発明の「昇圧制御信号生成手段」および「昇圧ＰＷＭ制御信号生成手段」の一例である。
また、図４に示すように、スイッチ分配手段１６は、４つの反転回路２１、２２、２３および２４と、４つのＡＮＤ回路２５、２６、２７および２８とを含んでいる。
次に、図１および図３を参照して、直流−交流電力変換装置１００の概略の動作について説明する。
図１に示すように、直流−交流電力変換装置１００では、直流電源１から供給される直流電圧は、双方向スイッチ群４を介して、昇圧または降圧されて、負荷８に供給される。具体的には、図３に示すように、制御ブロック７では、変圧比率ＭＩ１に基づき降圧のためのＰＷＭ信号１及び昇圧のためのＰＷＭ信号２を生成するとともに、スイッチ分配手段１６にて、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性判別信号ＳＩＧＮに基づいて、降圧のためのＰＷＭ信号１および昇圧のためのＰＷＭ信号２を、それぞれ、対応する所定の双方向スイッチに対する双方向スイッチ制御信号に分配して出力する。これにより、双方向スイッチ群４の各々の双方向スイッチのオン／オフが制御されて、直流電源１から供給される直流電圧が所望の電圧に降圧または昇圧される。なお、スイッチ分配手段１６には、降圧のためのＰＷＭ信号１と昇圧のためのＰＷＭ信号２との両方が、常に、供給されており、降圧または昇圧の切り替えがスムーズに行われる。なお、詳細な動作については、詳細な構成の説明後に説明する。
次に、図１〜図４を参照して、本発明の第１実施形態による直流−交流電力変換装置１００の詳細な構成について説明する。
図１に示すように、双方向スイッチ群４は、６つの双方向スイッチＳＵＲ、ＳＵＳ、ＳＶＲ、ＳＶＳ、ＳＷＲおよびＳＷＳを含んでいる。直流電源１の正極は、双方向スイッチＳＶＲおよび双方向スイッチＳＶＳに接続されるとともに、直流リアクトル２、電流検出器３を介して、双方向スイッチＳＵＲおよび双方向スイッチＳＵＳに電気的に接続されている。また、直流電源１の負極は、双方向スイッチＳＷＲおよび双方向スイッチＳＷＳに接続されている。双方向スイッチＳＵＲ、双方向スイッチＳＶＲおよび双方向スイッチＳＷＲは、フィルターコンデンサ５の一方電極に接続されている。また、双方向スイッチＳＵＳ、双方向スイッチＳＶＳおよび双方向スイッチＳＷＳは、フィルターコンデンサ５の他方電極に接続されている。
また、図２に示すように、双方向スイッチＳＵＲは、逆阻止型ＩＧＢＴ５１を有する片方向スイッチ５３および５４を有している。そして、片方向スイッチ５３のＩＧＢＴ５１のゲートには、後述する絶縁したゲート信号ＧＵＲが入力されるように構成されている。また、片方向スイッチ５４のＩＧＢＴ５１のゲートには、後述する絶縁したゲート信号ＧＲＵが入力されるように構成されている。なお、双方向スイッチＳＵＳ、ＳＶＲ、ＳＶＳ、ＳＷＲ、および、ＳＷＳについても同様に、片方向スイッチ５３および５４を有している。
直流電源１は、電力蓄積要素であり、直流電圧を発生する。第１実施形態では、直流電源１として蓄電池を想定している。そして、直流電源１が鉛蓄電池であれば、鉛蓄電池の直流電圧は、一般的には、１２Ｖ以上２４Ｖ以下程度である。また、直流電源１が蓄電池である場合には、直流電源１から一定時間電力を供給した後、蓄電量が低下するので、充電が必要になる。
負荷８は、たとえば、単相交流電力を必要とする負荷である。また、直流電源１の充電用として負荷８に商用電源（交流電源）を適用する場合には、商用電源は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数を有する１００Ｖの交流または２００Ｖの交流である。このように、直流−交流電力変換装置１００は、直流電源１からの直流電圧と、負荷８の単相交流電圧との間で双方向に電力変換が行えるように構成されている。単相交流電圧の振幅が直流電圧より大きい場合、1周期内で単相交流電圧瞬時値の絶対値が直流電圧値より大きい場合と、小さい場合が存在する。直流電源１の直流電圧が単相交流電圧よりも小さい場合には、昇圧する必要があり、直流電源１の直流電圧が単相交流電圧よりも大きい場合には、降圧する必要がある。そこで、直流電源１から負荷８に交流電圧を出力する１周期内において、後述する図９に示すように、正の降圧モード（期間Ａ）、正の昇圧モード（期間Ｂ）、負の降圧モード（期間Ｃ）および負の昇圧モード（期間Ｄ）が必要となる。
直流リアクトル２は、降圧モード（期間Ａおよび期間Ｃ）では、フィルターコンデンサ５への電流を抑制する機能を有するとともに、昇圧モード（期間Ｂおよび期間Ｄ）では、昇圧動作を行うための定電流源として機能する。
電流検出器３は、直流リアクトル２を流れる電流の極性を判別する機能を有しており、電流検出器３の出力ＩＬは、ゲートドライブ回路６に入力されるように構成されている。なお、直流リアクトル２を流れる電流の極性は、双方向スイッチＳＵＲ、ＳＵＳ、ＳＶＲ、ＳＶＳ、ＳＷＲおよびＳＷＳの制御のために用いられる。
双方向スイッチ群４は、ゲートドライブ回路６から出力される絶縁されたゲート信号（ＧＵＲ、ＧＲＵ、ＧＵＳ、ＧＳＵ、ＧＶＲ、ＧＲＶ、ＧＶＳ、ＧＳＶ、ＧＷＲ、ＧＲＷ、ＧＷＳ、ＧＳＷ）により双方向スイッチ（ＳＵＲ、ＳＵＳ、ＳＶＲ、ＳＶＳ、ＳＷＲおよびＳＷＳ）のＩＧＢＴがオン／オフが制御されることにより、所望の電圧を負荷８に出力するように構成されている。
ゲートドライブ回路６は、電流検出器３の出力ＩＬの極性を判別して、判別した極性に基づいて、制御ブロック７から出力される双方向スイッチ制御信号（ＣＵＲ、ＣＵＳ、ＣＶＲ、ＣＶＳ、ＣＷＲ、ＣＷＳ）に遅延時間を付加するとともに、双方向スイッチ制御信号と絶縁したゲート信号（ＧＵＲ、ＧＲＵ、ＧＵＳ、ＧＳＵ、ＧＶＲ、ＧＲＶ、ＧＶＳ、ＧＳＶ、ＧＷＲ、ＧＲＷ、ＧＷＳ、ＧＳＷ）とを生成するように構成されている。
フィルターコンデンサ５は、降圧モード（期間Ａおよび期間Ｃ）では、電圧のリップルを平滑する機能を有するとともに、昇圧モード（期間Ｂおよび期間Ｄ）では、双方向スイッチ群４から出力されるパルス電流を平準化する機能を有する。
次に、図５〜図８を参照して、直流−交流電力変換装置１００の昇圧動作および降圧動作の詳細について説明する。
まず、１２Ｖ以上２４Ｖ以下の直流電圧から５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数を有する１００Ｖまたは２００Ｖの交流電圧に変換するためには、上述したように、交流電圧の１周期内において、正の降圧モード、正の昇圧モード、負の降圧モード、および、負の昇圧モードの４つのモードによる動作をこの順番で行う必要がある。この場合、図示しない設定器を用いて、蓄電池の定格電圧（１２Ｖ以上２４Ｖ以下の直流電圧値）、交流電圧の実効値（１００Ｖまたは２００Ｖ）Ｖ０ ＊、交流電圧の周波数ｆ０ ＊を、制御ブロック７に対して設定する。制御ブロック７では、これらの設定値から直流電圧値ＶＤＣ＿ＲＥＦを蓄電池の定格電圧とし、ＶＡＣ＿ＲＥＦを下記の式（１）で決定する。
ＶＡＣ＿ＲＥＦ＝ＶＯＰ ＊ｃｏｓω０ ＊ｔ＝√２Ｖ０ ＊ｃｏｓ２πｆ０ ＊ｔ ・・・（１）
ここで、ＶＯＰ ＊は交流電圧のピーク値指令、は同じくω０ ＊角周波数指令である。
以下、各モードについて詳細に説明する。
（正の降圧モード）
出力電圧指令出力手段１１から出力される出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性が正であるとともに、降圧モード（期間Ａ、図９参照）である場合では、図５に示すように、双方向スイッチ群４に含まれる双方向スイッチＳＵＲが常にオンにされるとともに、双方向スイッチＳＷＳと双方向スイッチＳＶＳとが交互にオン／オフ制御される。なお、図５では、常にオフである３つの双方向スイッチＳＵＳ、ＳＶＲおよびＳＷＲは、省略されている。また、双方向スイッチＳＷＳのオン／オフの比率は、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦと、直流電源１の直流電圧値ＶＤＣ＿ＲＥＦとの比率で決定される。なお、ＰＷＭ方式においては、ある一定の周期内のオン／オフ比率が制御される。ここで、この一定周期時間をＴｃ、オンしている時間をＴｏｎ、オフしている時間をＴｏｆｆとした場合、変圧比率ＭＩ１は、下記の式（２）で表わされる。
ＭＩ１＝Ｔｏｎ／Ｔｃ＝ＶＡＣ＿ＲＥＦ／ＶＤＣ＿ＲＥＦ ・・・（２）
そして、双方向スイッチＳＶＳがオフであり、双方向スイッチＳＷＳがオンのとき（状態Ａ１）には、直流電源１から、直流リアクトル２、負荷８および双方向スイッチＳＷＳを介して、電流が流れる。また、双方向スイッチＳＶＳがオンであり、双方向スイッチＳＷＳがオフのとき（状態Ａ２）には、直流リアクトル２から、双方向スイッチＳＵＲ、負荷８および双方向スイッチＳＶＳを介して、電流が流れる。そして、双方向スイッチＳＶＳおよびＳＷＳのオン／オフ制御で、状態Ａ１およびＡ２を繰り返すことにより、直流電源１の電圧ＶＢが降圧されて、負荷８に印加される。
（正の昇圧モード）
出力電圧指令出力手段１１から出力される出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性が正であるとともに、昇圧モード（期間Ｂ、図９参照）である場合では、図６に示すように、双方向スイッチ群４に含まれる双方向スイッチＳＷＳが常にオンにされるとともに、双方向スイッチＳＵＳと双方向スイッチＳＵＲとが交互にオン／オフ制御される。なお、図６では、常にオフである３つの双方向スイッチＳＶＲ、ＳＶＳおよびＳＷＲは、省略されている。また、双方向スイッチＳＵＳのオン／オフの比率は、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦと、直流電源１の電圧ＶＢとの比率で決定される。そして、昇圧スイッチ比率は、上記降圧モードの際に用いられる変圧比率ＭＩ１を用いて、下記の式（３）で表わされる。
ＭＩ２＝Ｔｏｎ／Ｔｃ＝１−１／ＭＩ１ ・・・（３）
そして、双方向スイッチＳＵＳがオフであり、双方向スイッチＳＵＲがオンのとき（状態Ｂ１）には、直流電源１から、直流リアクトル２、双方向スイッチＳＵＲ、負荷８および双方向スイッチＳＷＳを介して、電流が流れる。また、双方向スイッチＳＵＳがオンであり、双方向スイッチＳＵＲがオフのとき（状態Ｂ２）には、直流電源１から、直流リアクトル２、双方向スイッチＳＵＳおよび双方向スイッチＳＷＳを介して、電流が流れる。そして、双方向スイッチＳＵＳおよびＳＵＲのオン／オフ制御で、状態Ｂ１およびＢ２を繰り返すことにより、直流電源１の電圧ＶＢが昇圧されて、負荷８に印加される。
（負の降圧モード）
出力電圧指令出力手段１１から出力される出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性が負であるとともに、降圧モード（期間Ｃ、図９参照）である場合では、図７に示すように、双方向スイッチ群４に含まれる双方向スイッチＳＵＳが常にオンにされるとともに、双方向スイッチＳＷＲと双方向スイッチＳＶＲとが交互にオン／オフ制御される。なお、図７では、常にオフである３つの双方向スイッチＳＵＲ、ＳＶＳおよびＳＷＳは、省略されている。また、双方向スイッチＳＷＲのオン／オフの比率は、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦと、直流電源１の電圧ＶＢとの比率で決定される。また、変圧比率ＭＩ１は、上記の式（２）で表わされる。
そして、双方向スイッチＳＶＲがオフであり、双方向スイッチＳＷＲがオンのとき（状態Ｃ１）には、直流電源１から、直流リアクトル２、双方向スイッチＳＵＳ、負荷８、双方向スイッチＳＷＲを介して、電流が流れる。また、双方向スイッチＳＶＲがオンであり、双方向スイッチＳＷＲがオフのとき（状態Ｃ２）には、直流リアクトル２から、双方向スイッチＳＵＳ、負荷８、双方向スイッチＳＶＲを介して、電流が流れる。そして、双方向スイッチＳＶＲおよびＳＷＲのオン／オフ制御で、状態Ｃ１およびＣ２を繰り返すことにより、直流電源１の電圧ＶＢが降圧されて、負荷８に印加される。
（負の昇圧モード）
出力電圧指令出力手段１１から出力される出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性が負であるとともに、昇圧モード（期間Ｄ、図９参照）である場合では、図８に示すように、双方向スイッチ群４に含まれる双方向スイッチＳＷＲが常にオンにされるとともに、双方向スイッチＳＵＲと双方向スイッチＳＵＳとが交互にオン／オフ制御される。なお、図８では、常にオフである３つの双方向スイッチＳＶＲ、ＳＶＳおよびＳＷＳは、省略されている。また、双方向スイッチＳＵＲのオン／オフの比率は、上記の式（３）で表わされる。
そして、双方向スイッチＳＵＲがオフであり、双方向スイッチＳＵＳがオンのとき（状態Ｄ１）には、直流電源１から、直流リアクトル２、双方向スイッチＳＵＳ、負荷８および双方向スイッチＳＷＲを介して、電流が流れる。また、双方向スイッチＳＵＲがオンであり、双方向スイッチＳＵＳがオフのとき（状態Ｄ２）には、直流電源１から、直流リアクトル２、双方向スイッチＳＵＲおよび双方向スイッチＳＷＲを介して、電流が流れる。そして、双方向スイッチＳＵＲおよびＳＵＳのオン／オフ制御で、状態Ｄ１およびＤ２を繰り返すことにより、直流電源１の電圧ＶＢが昇圧されて、負荷８に印加される。
次に、図３を参照して、制御ブロック７の動作について詳細に説明する。
図３に示すように、所望の出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦが、出力電圧指令出力手段１１により生成される。直流電源１から負荷８に放電する際には、出力電圧指令出力手段１１の式（１）による演算によって、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦが生成される。また、負荷８を商用電源（交流電源）とし、負荷８から直流電源１に充電する際には、制御ブロック７の外部に電流を制御するための回路が別途設けられる。
また、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦと直流電源１の電圧ＶＢとの比率から、上記の式（２）で表わされる変圧比率ＭＩ１が第１の電圧指令生成手段１２により算出されるとともに、出力される。また、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性（正または負）を表わす論理記号である極性判別信号ＳＩＧＮが第１の電圧指令生成手段１２により出力される。なお、極性判別信号ＳＩＧＮは、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦが正の場合、Ｈレベルであり、負の場合、Ｌレベルである。
また、変圧比率ＭＩ１から、上記の式（３）で表わされる昇圧スイッチ比率ＭＩ２が第２の電圧指令生成手段１３により算出されるとともに、出力される。なお、変圧比率ＭＩ１が１よりも小さくならないように（昇圧スイッチ比率ＭＩ２が負にならないように）、変圧比率ＭＩ１が１よりも小さい値であった場合には、変圧比率ＭＩ１は、１に設定される。つまり、変圧比率ＭＩ１が１以下であった場合には、昇圧スイッチ比率ＭＩ２は、０に固定される。
また、変圧比率ＭＩ１に基づいて、Ｈレベルとなる時間幅Ｔｏｎ１を持つ降圧のためのＰＷＭ信号１が、第１のＰＷＭ指令生成手段１４により生成される。
なお、ＰＷＭ信号１の生成は、第１実施形態では、図９に示すように、三角波比較法によって、ＰＷＭ信号１が生成されている。三角波比較法では、単相交流電圧の１周期時間より小さく、通常は１ｍｓｅｃ以下の値となる１周期時間Ｔｃをもつ三角波が用いられ、この１周期時間Ｔｃに対して下記の式（４）で時間幅Ｔｏｎ１が決定される。
Ｔｏｎ１＝ＭＩ１×Ｔｃ ・・・（４）
また、昇圧スイッチ比率ＭＩ２に基づいて、三角波の１周期時間Ｔｃに対して下記の式（５）で表わされる幅Ｔｏｎ２を持つ昇圧のためのＰＷＭ信号２が、第２のＰＷＭ指令生成手段１５により生成される。
Ｔｏｎ２＝ＭＩ２×Ｔｃ ・・・（５）
第１実施形態では、図９に示すように、三角波比較法によって、ＰＷＭ信号２を生成している。
また、極性判別信号ＳＩＧＮに基づいて、ＰＷＭ信号１が、双方向スイッチ制御信号（ＣＶＲ、ＣＶＳ、ＣＷＲ、ＣＷＳ）にスイッチ分配手段１６により分配されて出力される。また、極性判別信号ＳＩＧＮにかかわらずＰＷＭ信号２が、双方向スイッチ制御信号（ＣＵＲ、ＣＵＳ）としてスイッチ分配手段１６により分配されて出力される。
次に、図３および図９を参照して、上記降圧のためのＰＷＭ信号１と昇圧のためのＰＷＭ信号２とを生成する具体的な動作について詳細に説明する。
図３に示すように、出力電圧指令出力手段１１において生成された所望の出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦは、第１の電圧指令生成手段１２において、直流電源１の電圧ＶＢにより正規化されて（上記の式（２）参照）、変圧比率ＭＩ１が算出される。図９に示すように、第１のＰＷＭ指令生成手段１４において、変圧比率ＭＩ１は、三角波Ａと比較されてＰＷＭ信号１が生成される。なお、三角波Ａは、最大値１と最小値−１とを有する。そして、変圧比率ＭＩ１が三角波Ａよりも大きい場合、ＰＷＭ信号１は、Ｈレベルになり、変圧比率ＭＩ１が三角波Ａ以下の場合、ＰＷＭ信号１は、Ｌレベルになる。これにより、期間Ｂ（正の昇圧モード、ＭＩ１＞１）では、ＰＷＭ信号１は、常にＨレベルになるとともに、期間Ｄ（負の昇圧モード、ＭＩ１＜−１）では、ＰＷＭ信号１は、常にＬレベルになる。
また、図３に示すように、第２の電圧指令生成手段１３において、上記の式（３）に基づいて、昇圧スイッチ比率ＭＩ２が算出され出力される。なお、図９に示すように、昇圧スイッチ比率ＭＩ２は、変圧比率ＭＩ１が１以下であった場合（正の降圧モード（期間Ａ）および負の降圧モード（期間Ｃ））、０に固定され出力される。そして、第２のＰＷＭ指令生成手段１５において、昇圧スイッチ比率ＭＩ２は、三角波Ｂと比較されてＰＷＭ信号２が生成される。ここで、昇圧スイッチ比率ＭＩ２が三角波Ｂよりも大きい場合、ＰＷＭ信号２は、Ｈレベルになり、昇圧スイッチ比率ＭＩ２が三角波Ｂ以下の場合、ＰＷＭ信号２は、Ｌレベルになる。
そして、第１実施形態では、ＰＷＭ信号１およびＰＷＭ信号２は、スイッチ分配手段１６に入力されるとともに、スイッチ分配手段１６ではＰＷＭ信号１およびＰＷＭ信号２の反転信号である／ＰＷＭ信号１および／ＰＷＭ信号２が生成される。ここで、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦが正（極性判別信号ＳＩＧＮがＨレベル）の場合（期間Ａ、期間Ｂ）には、ＰＷＭ信号１および／ＰＷＭ信号１は、それぞれ、双方向スイッチ制御信号ＣＷＳおよびＣＶＳに分配（図５および図６参照）される。このとき、双方向スイッチ制御信号ＣＷＲおよびＣＶＲは、Ｌレベルである。また、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦが負（極性判別信号ＳＩＧＮ＝０）の場合（期間Ｃ、期間Ｄ）には、ＰＷＭ信号１および／ＰＷＭ信号１は、それぞれ、双方向スイッチ制御信号ＣＷＲおよびＣＶＲに分配（図７および図８参照）される。このとき、双方向スイッチ制御信号ＣＷＳおよびＣＶＳは、Ｌレベルである。
また、第１実施形態では、ＰＷＭ信号２および／ＰＷＭ信号２は、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性にかかわらず、期間Ａ、期間Ｂ、期間Ｃ及び期間Ｄ全てにおいて、それぞれ双方向スイッチ制御信号ＣＵＳおよびＣＵＲに分配される。
次に、図４を参照して、上記降圧のためのＰＷＭ信号１と昇圧のためのＰＷＭ信号２とが、スイッチ分配手段１６によって分配される動作の具体例について詳細に説明する。
図４に示すように、スイッチ分配手段１６では、入力されたＰＷＭ信号２は、そのまま双方向スイッチ制御信号ＣＵＳとして出力されるとともに、反転回路２１を介して、双方向スイッチ制御信号ＣＵＲとして出力される。また、ＰＷＭ信号１と極性判別信号ＳＩＧＮとは、ＡＮＤ回路２５に入力されるとともに、ＡＮＤ回路２５の出力は、双方向スイッチ制御信号ＣＷＳとして出力される。また、ＡＮＤ回路２５の出力を反転回路２２で反転した信号と、極性判別信号ＳＩＧＮとがＡＮＤ回路２６に入力され、双方向スイッチ制御信号ＣＶＳとして出力される。また、ＰＷＭ信号１と、極性判別信号ＳＩＧＮを反転回路２３で反転した信号とがＡＮＤ回路２７に入力され、双方向スイッチ制御信号ＣＶＲとして出力される。また、ＡＮＤ回路２７の出力を反転回路２４で反転した信号と、極性判別信号ＳＩＧＮを反転回路２３で反転した信号とがＡＮＤ回路２８に入力され、双方向スイッチ制御信号ＣＷＲとして出力される。
上記双方向スイッチ制御信号から、図１に示すゲートドライブ回路６にて絶縁したゲート信号を生成する。ゲートドライブ回路６では、双方向スイッチのオン状態を移行させるとき（例えば正の降圧モードにおいてＳＷＳオンの状態からＳＶＳオンの状態に移行させるとき）、同時にオンしたら直流電源１の短絡を引き起こす二つのＩＧＢＴが、同時にオンすることを避けるために遅延回路を設け、さらにそのとき双方向スイッチを流れる電流の極性を考慮してゲート信号を決定している。このオン状態の移行に関する動作を決定する転流制御とそれに基づくゲートドライブ回路に関しては、公知のマトリクスコンバータの転流制御方法がそのまま使用できるので説明を省略する。
ゲートドライブ回路６で生成された、絶縁したゲート信号ＧＵＲおよびＧＲＵは、双方向スイッチＳＵＲの一方および他方のＩＧＢＴ５１に入力される。また、絶縁したゲート信号ＧＵＳおよびＧＳＵは、双方向スイッチＳＵＳの一方および他方のＩＧＢＴ５１に入力される。また、絶縁したゲート信号ＧＶＲおよびＧＲＶは、双方向スイッチＳＶＲの一方および他方のＩＧＢＴ５１に入力される。また、絶縁したゲート信号ＧＶＳおよびＧＳＶは、双方向スイッチＳＶＳの一方および他方のＩＧＢＴ５１に入力される。また、絶縁したゲート信号ＧＷＲおよびＧＲＷは、双方向スイッチＳＷＲの一方および他方のＩＧＢＴ５１に入力される。また、絶縁したゲート信号ＧＷＳおよびＧＳＷは、双方向スイッチＳＷＳの一方および他方のＩＧＢＴ５１に入力される。これにより、双方向スイッチ群４の双方向スイッチのオン／オフが制御されて、直流電源１の降圧または昇圧が行われる。
より具体的には、図２に示すとおり、双方向スイッチのＳＵＲを例に挙げると、ゲート信号ＧＵＲは片方向スイッチ５３を構成するＩＧＢＴ５１のゲートに入力され、ゲート信号ＧＲＵは片方向スイッチ５４を構成するＩＧＢＴ５１に入力される。
第１実施形態では、上記のように、スイッチ分配手段１６が、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの１周期内において、昇圧か降圧かに関わらず、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性判別信号ＳＩＧＮにのみ基づいて、ＰＷＭ信号１およびＰＷＭ信号２を、それぞれ、対応する所定の双方向スイッチに対する双方向スイッチ制御信号に分配して出力するので、昇圧から降圧への切り替え、または、降圧から昇圧への切り替えをスムーズに行うことができる。これにより、昇圧から降圧への切り替え、または、降圧から昇圧への切り替えの際に、直流電源１から安定した電力供給を行うことができる。
また、第１実施形態では、上記のように、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの１周期内の直流−交流の電力変換動作時に、ＰＷＭ信号１およびＰＷＭ信号２に対応してスイッチ分配手段１６から出力される双方向スイッチに対する双方向スイッチ制御信号に基づいて、正の降圧モードと、正の昇圧モードと、負の降圧モードと、負の昇圧モードとが選択的に行われるように構成する。これにより、ＰＷＭ信号１およびＰＷＭ信号２の両方が対応する所定の双方向スイッチに対する双方向スイッチ制御信号に分配されているので、正の降圧モード、正の昇圧モード、負の降圧モードおよび負の昇圧モードの各モードの切り替えをスムーズに行うことができる。
また、第１実施形態では、上記のように、直流電源１の直流電圧に対する出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの指令値の比である変圧比率ＭＩ１を算出するとともに、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性判別信号ＳＩＧＮを生成する第１の電圧指令生成手段１２と、変圧比率ＭＩ１からＰＷＭ信号１を生成する第１のＰＷＭ指令生成手段１４と、変圧比率ＭＩ１に基づいて昇圧スイッチ比率ＭＩ２を算出する第２の電圧指令生成手段１３と、昇圧スイッチ比率ＭＩ２からＰＷＭ信号２を生成する第２のＰＷＭ指令生成手段１５とを設ける。これにより、第１のＰＷＭ指令生成手段１４により、容易に、変圧比率ＭＩ１からＰＷＭ制御に基づいて、直流電源１の直流電圧を降圧することができる。また、変圧比率ＭＩ１に基づいて昇圧スイッチ比率ＭＩ２を算出する第２の電圧指令生成手段１３と、昇圧スイッチ比率ＭＩ２からＰＷＭ信号２を生成する第２のＰＷＭ指令生成手段１５とにより、容易に、昇圧スイッチ比率ＭＩ２からＰＷＭ制御に基づいて、直流電源１の直流電圧を昇圧することができる。
また、第１実施形態では、上記のように、変圧比率ＭＩ１が１よりも小さい場合は昇圧スイッチ比率ＭＩ２を０に設定するとともに、変圧比率ＭＩ１が１以上の場合は、１−１／（変圧比率ＭＩ１）により昇圧スイッチ比率ＭＩ２を算出するように第２の電圧指令生成手段１３を構成する。これにより、変圧比率ＭＩ１が１よりも小さい降圧時では、昇圧スイッチ比率ＭＩ２が０に設定されることにより、昇圧を行わないように制御することができる。また、変圧比率ＭＩ１が１以上の昇圧時では、１−１／（変圧比率ＭＩ１）が０よりも大きくなるので、昇圧を行うように制御することができる。
また、第１実施形態では、上記のように、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの１周期内において、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性判別信号ＳＩＧＮに基づいて、ＰＷＭ信号１を、対応する所定の双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するとともに、ＰＷＭ信号２を、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性判別信号ＳＩＧＮにかかわらず対応する双方向スイッチに対する双方向スイッチ制御信号に分配して出力するようにスイッチ分配手段１６を構成する。これにより、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの１周期内において、容易に、ＰＷＭ信号１およびＰＷＭ信号２の両方を、常に、対応する所定の双方向スイッチに対する双方向スイッチ制御信号に分配することができるので、昇圧から降圧への切り替え、または、降圧から昇圧への切り替えをスムーズに行うことができる。
（第２実施形態）
次に、図１０〜図１２を参照して、第２実施形態について説明する。この第２実施形態では、出力電圧精度を向上させるために、出力電圧フィードバック制御が行われる。
第２実施形態による直流−交流電力変換装置１０１は、図１０に示すように、負荷８と、フィルターコンデンサ５との間に接続される第１の電圧検出手段６１と、直流電源１の電圧を検出するように直流電源１の正極と負極とに接続される第２の電圧検出手段６２とを備えている。第１の電圧検出手段６１は、負荷８に入力される単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢを制御ブロック６３に出力するように構成されている。第２の電圧検出手段６２は、直流電源１に比例した電圧ＶＤＣ＿ＦＢを制御ブロック６３に出力するように構成されている。
また、図１１に示すように、第２実施形態による制御ブロック６３は、出力電圧フィードバック制御を行うように、上記第１実施形態の制御ブロック７（図３参照）に、自動電圧調整手段（ＡＶＲ）７１と、直流化手段７２とが付加されている。自動電圧調整手段７１は、出力電圧指令出力手段１１と、第１の電圧指令生成手段１２との間に設けられている。また、直流化手段７２は、自動電圧調整手段７１に接続されている。なお、出力電圧指令出力手段１１は、本発明の「出力電圧指令生成手段」の一例である。また、自動電圧調整手段７１は、本発明の「電圧調整手段」の一例である。なお、制御ブロック６３のその他の構成は、上記第１実施形態と同様である。
また、図１２に示すように、出力電圧指令出力手段１１は、√２倍する機能を有する係数乗算器８１と、２π倍する機能を有する係数乗算器８２と、位相を算出する積分器８３とを備えている。また、自動電圧調整手段７１は、ＰＩ制御器８４と、余弦を算出する余弦算出器８５と、乗算器８６とを備えている。また、直流化手段７２は、微分器８７と、乗算器８８と、−１倍する機能を有する係数乗算器８９と、演算器９０と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）９１とを備えている。また、第１の電圧指令生成手段１２は、除算器９２と、極性判別器９３とを備えている。
次に、図１２を参照して、第２実施形態の出力電圧フィードバック制御について説明する。第２実施形態の出力電圧フィードバック制御では、交流量である交流電力出力を直流化して制御している。
第２実施形態では、第１実施形態と同様に図示しない設定器により、交流出力の実効値ＶＯ ＊、交流出力の周波数ｆＯ ＊および蓄電池の定格電圧値が制御ブロック６３に対して設定される。図１２に示すように、出力電圧指令出力手段１１では、交流出力の実効値ＶＯ ＊が、係数乗算器８１により√２倍されて、交流出力のピーク値指令ＶＯＰ ＊が算出される。また、交流出力の周波数ｆＯ ＊が、係数乗算器８２により２π倍されて、交流角周波数指令ωＯ ＊が算出される。また、交流位相指令θＯ ＊が、交流角周波数指令ωＯ ＊から積分器８３により算出される。そして、交流出力のピーク値指令ＶＯＰ ＊と、交流位相指令θＯ ＊と、交流角周波数指令ωＯ ＊とが出力電圧指令出力手段１１から出力される。
また、自動電圧調整手段７１では、交流出力のピーク値指令ＶＯＰ ＊と、直流化手段７２によって算出される交流出力のピーク値ＶＯＰとの差分がＰＩ制御器８４に入力されるとともに、直流操作量が出力され、さらに直流操作量に対して交流位相指令θＯ *の余弦を乗算して交流の操作量が決定される。直流操作量は、ＰＩ制御器８４にて、Ｋｖ｛１＋１／（ｔｖ・ｓ）｝の式に従って算出される。ここで、Ｋｖは、制御比例ゲイン、ｔｖは、積分時定数を意味する。そして、余弦算出器８５により、交流位相指令θＯ ＊から余弦（ｃｏｓθＯ ＊）が算出されるとともに、余弦（ｃｏｓθＯ ＊）と直流操作量とが乗算器８６により乗算されて、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦが算出される。出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦは、第１の電圧指令生成手段１２に入力される。このように、交流出力のピーク値指令ＶＯＰ ＊と、直流化手段７２によって算出される交流出力のピーク値ＶＯＰとの、直流量同士の差分に基づいて、交流の操作量である出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦが調整（出力電圧フィードバック制御）される。
次に、直流化手段７２の動作について説明する。通常、３相交流を直流化する場合、まず直交した２相交流に変換（αβ変換）した後に、２相の直流に変換（ｄｑ変換）するのが一般的である。これは、少なくとも２相以上の交流がないと、位相の回転方向を定義することができないためである。一方、単相交流の場合では、位相の回転方向が検出できないため、一方向に位相が回転すると仮定して、検出電圧に対して、進みまたは遅れで直交している電圧を生成する方法（擬似αβ変換）が一般的に行われる。同一の振幅で位相のみを９０°進ませる（遅らせる）方法としては、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタを用いたヒルベルト変換を行う方法がある一方、この方法では、サンプリング周期を速くする必要がある。そこで、第２実施形態では、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢを微分することにより、位相を９０°進ませる（遅らせる）ように構成されている。なお、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢを積分することによっても位相を９０°進ませる（遅らせる）ことが可能である。
ここで、単相交流を同一の振幅で位相のみを９０°進ませる（遅らせる）方法について、数式により説明する。まず、２相交流のα軸への写影Ｖαは、時刻ｔ＝０でその値がピーク値Ｖｏｐであるとすると、下記の式（６）により算出される。
Ｖα＝ＶＯＰｃｏｓθＯ＝ＶＯＰｃｏｓωＯｔ＝ＶＡＣ＿ＦＢ ・・・（６）
このように２相交流のα軸への写影Ｖαは、検出した単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢとなる。同様に、β軸への写影Ｖβは、下記の式（７）により算出される。
Ｖβ＝ＶＯＰｓｉｎθＯ＝ＶＯＰｓｉｎωＯｔ ・・・（７）
ここで、β軸への写影Ｖβは、上記２相交流のα軸への写影Ｖαと異なり、検出できないために、写影Ｖβは、α軸への写影Ｖαを下記の式（８）のように時間微分することにより求められる。
ｄＶα／ｄｔ＝−（１／ωＯ）ＶＯＰｓｉｎωＯｔ ・・・（８）
これにより、下記の式（９）に示すように、Ｖβが求められる。
Ｖβ＝−（１／ωＯ）ｄＶα／ｄｔ ・・・（９）
そして、下記の式（１０）に示すように、直流量である交流出力のピーク値ＶＯＰが求められる。
ＶＯＰ＝（Ｖα ２＋Ｖβ ２）１／２ ・・・（１０）
次に、図１２を参照して、単相交流を同一の振幅で位相のみを９０°進ませる（遅らせる）方法について、さらに具体的に説明する。
図１２に示すように、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢが直流化手段７２に入力されるとともに、そのままＶα（上記式（６）参照）として演算器９０に入力される。また、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢが、微分器８７に入力されるとともに、微分（上記式（８）参照）される。そして、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢの微分値と、係数乗算器８９により交流角周波数指令ωＯ ＊に−１が乗算された値とが、乗算器８８により乗算され、Ｖβ（上記式（９）参照）として演算器９０に入力される。演算器９０では、上記式（１０）に従って、ＶαとＶβとを２乗するとともに加算した値を、１／２乗する。これにより、交流出力のピーク値ＶＯＰが算出される。
その後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）９１を介して、交流出力のピーク値ＶＯＰが直流化手段７２から出力される。なお、交流出力のピーク値ＶＯＰは、上記した自動電圧調整手段７１に入力されるとともに、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの調整（出力電圧フィードバック制御）に用いられる。
また、自動電圧調整手段７１から出力された出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦは、第１の電圧指令生成手段１２に入力されるとともに、直流電源１に比例した電圧ＶＤＣ＿ＦＢで除算器９２により除算され、変圧比率ＭＩ１として出力される。また、極性判別器９３から、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの極性（正または負）を表わす論理記号である極性判別信号ＳＩＧＮが出力される。なお、この後の動作は、上記第１実施形態の制御ブロック７の動作と同様である。
第２実施形態では、上記のように、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦを生成する出力電圧指令出力手段１１と、交流出力のピーク値指令ＶＯＰ ＊と単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢとに基づいて、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦを算出する自動電圧調整手段７１とを設ける。これにより、交流出力のピーク値指令ＶＯＰ ＊と単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢとに基づいて、電圧指令の出力電圧フィードバック制御を行うことができるので、出力電圧の精度を向上させることができる。
（第３実施形態）
次に、図１３〜図１５を参照して、第３実施形態について説明する。この第３実施形態では、出力電流精度を向上させるために、電流フィードバック制御が行われる。なお、直流電源を充電する場合には、電流一定制御が行われることが多い。そして、電流一定制御を行う場合、電流フィードバック制御を行うことにより、電流が一定に保たれる。
第３実施形態による直流−交流電力変換装置１０２は、図１３に示すように、上記第１および第２実施形態と異なり、負荷８に代わって交流電源１１１が設けられている。交流電源１１１と、フィルターコンデンサ５との間には、電流検出手段１１２と、交流リアクトル１１３とが設けられている。交流リアクトル１１３は、交流電源１１１のインピーダンスが小さいときに、電流制御を安定させるために設けるもので、電源インピーダンスが大きいときは設けなくてもよい。
また、図１４に示すように、制御ブロック１１４では、出力電流指令出力手段１２０と、自動電流調整手段１２１とが設けられるとともに、自動電流調整手段１２１には、出力電圧検出手段１２２が接続されている。なお、出力電流指令出力手段１２０は、本発明の「出力電流指令生成手段」の一例である。また、自動電流調整手段１２１は、本発明の「電流調整手段」の一例である。なお、制御ブロック１１４のその他の構成は、上記第１実施形態と同様である。
また、図１５に示すように、自動電流調整手段１２１は、ｑ軸フィードバック制御部１３１と、ｄ軸フィードバック制御部１３２と、直流／交流変換器１３３と、交流／直流変換器１３４とを備える。
ｑ軸フィードバック制御部１３１は、角周波数ω０ ＊とフィルターコンデンサ５の静電容量との積を係数として乗算する係数乗算器１３５と、角周波数ω０ ＊と交流リアクトル１１３のインダクタンスとの積を係数として乗算する係数乗算器１３６と、ＰＩ制御器１３７とを含む。また、ｄ軸フィードバック制御部１３２は、角周波数ω０ ＊とフィルターコンデンサ５の静電容量との積を係数として乗算する係数乗算器１３８と、角周波数ω０ ＊と交流リアクトル１１３のインダクタンスとの積を係数として乗算する係数乗算器１３９と、ＰＩ制御器１４０とを含む。
直流／交流変換器１３３は、２つの乗算器１４１および１４２を含む。また、交流／直流変換器１３４は、微分器１４３と、−１倍する機能を有する係数乗算器１４４と、５つの乗算器１４５、１４６、１４７、１４８および１４９と、２つのＬＰＦ１５０および１５１とを含む。なお、微分器１４３と、係数乗算器１４４と、乗算器１４５とによって、位相シフト器１５２が構成される。
また、出力電圧検出手段１２２は、２π倍する機能を有する係数乗算器１６１と、振幅検出器１６２と、位相検出器１６３とを備えている。
振幅検出器１６２は、微分器１６４と、乗算器１６５と、−１倍する機能を有する係数乗算器１６６と、演算器１６８と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６９とを含んでいる。なお、微分器１６４と、乗算器１６５と、係数乗算器１６６とによって、位相シフト器１６７が構成される。また、位相検出器１６３は、２つのＬＰＦ１７０および１７１と、２つの除算器１７２および１７３とを含んでいる。
次に、電流フィードバック制御を行うための電圧電流方程式について数式を用いて説明する。
直流電源１への充電時における電流フィードバック制御の制御対象としては、図１３に示すように、交流リアクトル１１３に入力される電流Ｉ１となる一方、電流Ｉ１は、充電時の昇圧モードでは、パルス波形となり、検出が難しい。そこで、電流フィードバック制御の制御対象を、波形が連続的に変化する交流リアクトル１１３から出力されるＩ２とする。また、電流フィードバック制御における操作量は、フィルターコンデンサ５から出力される電圧Ｖ１とする。また、交流量そのままの制御は、制御応答性、安定性の点で困難であるため、交流量を直流化して電流フィードバック制御が行われる。具体的には、交流電源１１１の周波数に同期して回転するｄ−ｑ座標軸を導入し、交流量をこのｄ−ｑ座標軸上の直流量に変換するｄｑ変換を行う。ｄｑ変換により電流Ｉ２および電圧Ｖ１の各座標軸ｄ軸及びｑ軸への写影であるｄ軸成分、ｑ軸成分が求まり、これらの各成分に対して、下記の式（１１）〜式（１４）によって表わされる電流電圧方程式が成立する。但し、交流電源１１１の交流電圧のｄ軸成分は常にゼロ、ｑ軸成分は後述する交流電圧のピーク値ＶＯＰ ＊であるものとしてｄ−ｑ座標軸を決定している。
Ｉ２ｑ＝Ｉ１ｑ＋ωＯＣＶ１ｄ ・・・（１１）
Ｉ２ｄ＝Ｉ１ｄ−ωＯＣＶ１ｑ ・・・（１２）
Ｖ１ｑ＝−ωＯＬＩ２ｄ＋ＶＯＰ ・・・（１３）
Ｖ１ｄ＝ωＯＬＩ２ｑ ・・・（１４）
ここで、Ｉ２ｑは、電流Ｉ２のｑ軸成分であるとともに、Ｉ２ｄは、電流Ｉ２のｄ軸成分である。Ｉ１ｑは、電流Ｉ１のｑ軸成分であるとともに、Ｉ１ｄは、電流Ｉ１のｄ軸成分である。Ｖ１ｑは、電圧Ｖ１のｑ軸成分であるとともに、Ｖ１ｄは、電圧Ｖ１のｄ軸成分である。また、前述のとおりＶＯＰは、交流電源１１１の交流電圧のピーク値である。また、Ｃは、フィルターコンデンサ５の静電容量であるとともに、Ｌは、交流リアクトル１１３のインダクタンスである。
次に、図１５を参照して、電流フィードバック制御の具体的な動作について説明する。
第３実施形態では、図示しない設定器により、交流電源１１１の交流電圧の実効値ＶＯ ＊、交流電圧の周波数ｆＯ ＊および直流電源１の充電電流値が制御ブロック１１４に対して設定される。図１５に示すように、出力電圧検出手段１２２では、交流出力の周波数ｆＯ ＊が、係数乗算器１６１により２π倍されて、交流角周波数指令ωＯ ＊が算出されるとともに、自動電流調整手段１２１に出力される。また図示されていないが、交流電圧の振幅ＶＯ ＊が、√２倍されて、交流電圧のピーク値ＶＯＰ ＊が算出される。また、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢは、上記第２実施形態の直流化手段７２（図１２参照）と同様に、振幅検出器１６２により、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢが、２相交流に変換（擬似αβ変換）された後に、２相の直流に変換（ｄｑ変換）される。これにより、交流電源１１１の電圧のｑ軸成分ＶＯＰが算出され、自動電流調整手段１２１に入力される。
また、２相交流のα軸への写影Ｖαと、β軸への写影Ｖβとが、それぞれ、振幅検出器１６２から位相検出器１６３のＬＰＦ１７１とＬＰＦ１７０とに入力される。また、ＬＰＦ１７１とＬＰＦ１７０とに入力された写影Ｖαと、写影Ｖβとは、それぞれ、除算器１７３と除算器１７２とによって、ＶＯＰで除算される。その結果、除算器１７２と除算器１７３から、それぞれ、位相ｓｉｎθＯとｃｏｓθＯとが、自動電流調整手段１２１に出力される。このように、出力電圧検出手段１２２では、交流角周波数指令ωＯ ＊と、交流電源１１１の電圧のｑ軸成分ＶＯＰと、位相ｓｉｎθＯおよびｃｏｓθＯとが算出される。
自動電流調整手段１２１の交流／直流変換器１３４では、電流検出手段１１２により検出された交流リアクトル１１３から出力される電流ＩＡＣ＿ＦＢが入力され、乗算器１４６により位相ｃｏｓθＯが乗算される。また、電流ＩＡＣ＿ＦＢは、位相シフト器１５２によって位相がシフトされた後、乗算器１４７により位相ｓｉｎθＯが乗算される。乗算器１４６の出力と乗算器１４７の出力とは加算され、ＬＰＦ１５０に入力される。そして、ＬＰＦ１５０から、電流Ｉ２のｑ軸成分Ｉ２ｑとして出力される。
さらに、電流ＩＡＣ＿ＦＢは、乗算器１４９により位相ｓｉｎθＯが乗算される。また、電流ＩＡＣ＿ＦＢは、位相シフト器１５２によって位相がシフトされた後、乗算器１４８により位相ｃｏｓθＯが乗算される。乗算器１４８の出力から乗算器１４９の出力が減算され、ＬＰＦ１５１に入力される。そして、ＬＰＦ１５１から、電流Ｉ２のｄ軸成分Ｉ２ｄが出力される。この変換は回転変換で、電流ＩＡＣ＿ＦＢは回転座標であるｄ−ｑ軸上の量に変換される。このように、交流／直流変換器１３４により、電流Ｉ２のｑ軸成分Ｉ２ｑとｄ軸成分Ｉ２ｄとが算出される。
また、自動電流調整手段１２１では、出力電流指令出力手段１２０から電流指令Ｉ１ｑ ＊がｑ軸フィードバック制御部１３１に入力され、また電流指令Ｉ１ｄ ＊がｑ軸電流フィードバック制御部１３２に入力される。ここで、直流電源１への充電を行う場合、電流指令Ｉ１ｄ ＊はゼロとし、電流指令Ｉ１ｑ ＊は、前述した図示しない設定器で設定した直流電源１の充電電流値に比例した値とすれば良い。この比例関係を決める比例定数は交流電圧の実効値と直流電圧の比となる。すなわち直流電圧ＶＤＣ＿ＦＢを交流電圧の実効値Ｖ０ ＊で割り算し、これに充電電流値を掛け算したものを電流指令Ｉ１ｑ ＊とすればよい。このようにＩ１ｑ ＊およびＩ１ｄ ＊を指令すると、この電流指令値で定まる交流電流が双方向スイッチ群４に流れ込み、この電流が双方向スイッチ群４によって、直流電源１の充電電流に等しい直流電流に変換される。
ｑ軸フィードバック制御部１３１では、電流指令Ｉ１ｑ ＊に、操作量Ｖ１のｄ軸成分Ｖ１ｄ ＊にωＯＣが係数乗算器１３５により乗算された値が加えられ、電流指令Ｉ２ｑ ＊になる（上記式（１１）参照）。尚この計算で使用するＶ１ｄ ＊はｄ軸フィードバック部１３２の出力であり、計算開始時点の初期値を決定しないと電流指令Ｉ２ｑ ＊の計算が行えない。初期状態ではＶ１は交流電源１１１の電圧に等しいとし、Ｖ１ｄ ＊＝０とすることにより電流指令Ｉ２ｑ ＊の計算が行える。そして、電流指令Ｉ２ｑ ＊と電流Ｉ２ｑとの差分がＰＩ制御器１３７に入力される。ここで、電圧操作量は、Ｋｃｑ｛１＋１／（ｔｃｑ・ｓ）｝の式に従って算出される。ここで、Ｋｃｑは、制御比例ゲイン、ｔｃｑは、積分時定数を意味する。その後、ＰＩ制御器１３７の出力に、交流出力のピーク値ＶＯＰが加算されるとともに、電流指令Ｉ２ｄ ＊にωＯＬが乗算された値が減算（上記式（１３）参照）される。その後、直流／交流変換器１３３の乗算器１４１により、位相ｃｏｓθＯが乗算される。
ｄ軸フィードバック制御部１３２では、電流指令Ｉ１ｄ ＊に、操作量Ｖ１のｑ軸成分Ｖ１ｑ ＊にωＯＣが係数乗算器１３８により乗算された値が減算され、電流指令Ｉ２ｄ ＊になる（上記式（１３）参照）。ｑ軸フィードバック制御部１３１と同様、初期状態ではＶ１は交流電源１１１の交流電圧に等しいとし、Ｖ１ｑ ＊＝Ｖｏｐ ＊とすることにより電流指令Ｉ２ｄ ＊の計算が可能である。そして、電流指令Ｉ２ｄ ＊と電流Ｉ２ｄとの差分がＰＩ制御器１４０に入力される。その後、ＰＩ制御器１４０の出力に、電流指令Ｉ２ｑ ＊にωＯＬが乗算された値が加算（上記式（１４）参照）され操作量Ｖ１のｄ軸成分Ｖ１ｄ ＊となる。その後、直流／交流変換器１３３の乗算器１４２により、位相ｓｉｎθＯが乗算される。
そして、直流／交流変換器１３３の乗算器１４１の出力から乗算器１４２の出力が減算され出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦが算出されるとともに、第１の電圧指令生成手段１２に入力される。このように、自動電流調整手段１２１では、電流検出手段１１２により検出された電流ＩＡＣ＿ＦＢ（Ｉ２ｑ、Ｉ２ｄ）が、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦのフィードバック制御に用いられる。その後の動作は、上記第１実施形態と同様である。
第３実施形態では、上記のように、直流電圧から出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦを求める出力電流指令出力手段１２０と、電流指令Ｉ１ｑ ＊、Ｉ１ｄ ＊と、電流ＩＡＣ＿ＦＢと、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢとに基づいて、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦを算出する自動電流調整手段１２１とを設ける。これにより、電流指令Ｉ１ｑ ＊、Ｉ１ｄ ＊と、電流ＩＡＣ＿ＦＢと、単相交流電圧ＶＡＣ＿ＦＢとに基づいて、出力電圧指令ＶＡＣ＿ＲＥＦの電流フィードバック制御を行うことができるので、出力電流の精度を向上させることができる。
（第４実施形態）
次に、図１６および図１７を参照して、第４実施形態について説明する。この第４実施形態では、放電と充電とが切替可能に構成されている。
第４実施形態による直流−交流電力変換装置１０３は、図１６に示すように、充電用端子１８１と、放電用端子１８２とが設けられている。なお、充電用端子１８１には、交流電源１８３が接続されるとともに、放電用端子１８２には、交流負荷１８４が接続されるように構成されている。また充電用端子１８１の一方の端子には交流リアクトル１１３の一端が接続されている。さらに、主回路切替器１８６が設けられており、交流リアクトル１１３の他端、充電用端子１８１のもう一方の端子、放電用端子１８２、双方向スイッチ群の出力であるＲ端子、Ｓ端子が接続されている。制御ブロック１８５からは充電／放電切替信号ＣＨＡＮＧＥが出力され、主回路切替器１８６に入力されている。主回路切替器１８６はたとえば、電磁接触器のような外部からの電気信号で開閉し、主接点を２個以上もつ開閉器二つで構成される。そして、一方の電磁接触器の一つの主接点の一端はＲ端子に接続され、他端は充電用端子の一方に接続され、もう一つの接点の一端はＳ端子に接続され、他端は充電用端子のもう他端に接続される。また、もう一方の電磁接触器の一つの主接点の一端はＲ端子に接続され、他端は放電用端子の一方に接続され、もう一つの接点の一端はＳ端子に接続され、他端は放電用端子のもう他端に接続される。このように主回路切替器１８６は構成すれば良い。第３実施形態と同様、交流リアクトル１１３は、交流電源１１１のインピーダンスが小さいときに、電流制御を安定させるために設けるもので、電源インピーダンスが大きいときは設けなくてもよい。
また、図１７に示すように、制御ブロック１８５では、第１の電圧指令生成手段１２に接続するように制御切替手段１８７が設けられている。制御切替手段１８７には、上記第２実施形態の出力電圧指令出力手段１１および自動電圧調整手段７１が接続されている。また、制御切替手段１８７には、上記第３実施形態の出力電流指令出力手段１２０、自動電流調整手段１２１、および、出力電圧検出手段１２２が接続されている。また、制御切替手段１８７には、充電／放電切替信号ＣＨＡＮＧＥが入力されるように構成されている。ここで、充電とは、交流電源１８３から直流電源１への充電を意味するとともに、放電とは、直流電源１から交流負荷１８４への放電を意味する。なお、充電と放電とは、同時に行われることはなく、いずれか一方の動作のみが実施される。なお、制御切替手段１８７は、本発明の「指令切替手段」の一例である。
次に、図１７を参照して、充電と放電との切り替えの動作について説明する。
ユーザは図示しないセレクトスイッチ等の操作器具により、放電を行うか充電を行うかを選択する。この操作器具はＤＩ回路のような図示しない入力回路に接続され、操作信号が制御ブロック１８５に入力され、この操作信号により制御ブロック内部で充電／放電切替信号ＣＨＡＮＧＥが生成される。充電／放電切替信号ＣＨＡＮＧＥは例えば充電でオフ、放電でオンとなるオン／オフ信号である。充電／放電切替信号ＣＨＡＮＧＥにより、放電が指令された場合には、主回路切替手段１８６の二つの開閉器のオンオフにより放電端子１８２が選択され、さらに制御切替手段１８７にて自動電圧調整手段７１が選択されて、自動電圧調整手段７１の出力が第１の電圧指令生成手段１２に入力される。これにより、上記第２実施形態の出力電圧フィードバック制御に基づいて放電が行われる。また、充電／放電切替信号ＣＨＡＮＧＥにより、充電が指令された場合には、主回路切替手段１８６の二つの開閉器のオンオフにより放電端子１８１が選択され、さらに制御切替手段１８７にて自動電流調整手段１２１が選択されて、自動電流調整手段１２１の出力が第１の電圧指令生成手段１２に入力される。これにより、上記第３実施形態の電流フィードバック制御に基づいて、充電電流に従った充電が行われる。
第４実施形態では、上記のように、充電／放電切替信号ＣＨＡＮＧＥに基づいて、放電用端子１８１に接続された交流負荷１８４か、充電用端子１８２に接続された交流電源１８３かを選択する主回路切替器１８６と、自動電圧調整手段７１から出力される電圧指令と、自動電流調整手段１２１から出力される電圧指令とを切り替えて電圧指令を求める制御切替手段１８７を設ける。これにより、直流電源１の直流電圧を所望の電圧に降圧または昇圧して放電し、交流負荷１８４を駆動する場合には、制御切替手段１８７により自動電圧調整手段７１から出力される電圧指令に切り替えて電圧指令を求めることにより、出力電圧の精度を向上させることができる。また、直流電源１に一定電流で充電することが好ましい充電時では、制御切替手段１８７により自動電流調整手段１２１から出力される電圧指令に切り替えて電圧指令を求めることにより、容易に、直流電源１に交流電源１８３から一定電流で充電することができる。このように、主回路切替器１８６および制御切替手段１８７により、直流電源１の放電と充電とを容易に切り替えることができる。
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。
たとえば、上記第１〜第４実施形態では、本発明の降圧制御信号および昇圧制御信号がＰＷＭ信号からなる例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明の降圧制御信号および昇圧制御信号は、ＰＷＭ信号以外の信号でもよい。
また、上記第１〜第４実施形態では、６つの双方向スイッチが設けられる例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、５つ以下の双方向スイッチが設けられていてもよいし、７つ以上の双方向スイッチが設けられていてもよい。
また、上記第１〜第４実施形態では、双方向スイッチが逆阻止型ＩＧＢＴを有する例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、双方向スイッチがＩＧＢＴとダイオードを直列に接続したものを有するものでもよい。
また、上記第１〜第４実施形態では、三角波比較法によって、降圧および昇圧を制御するＰＷＭ信号を生成する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、タイマーカウンタを用いて、降圧および昇圧を制御するＰＷＭ信号を生成してもよい。
また、第１実施形態では、電圧検出の全く無い例を示したが、第２実施例に示した第２の電圧検出手段６２を有し、直流電源１の電圧を検出し、検出した直流電圧値ＶＤＣ＿ＦＢを、設定器で設定するとした蓄電池の定格電圧値の代わりに使用する構成としてもよい。
また、上記第３、４実施形態では、電圧制御を選択する場合を放電、電流制御を選択する場合を充電とした例を示したが、本発明はこれらに限らない。交流負荷１１１自体、通常一般の一定電圧を供給すれば良いものと、電動機のトルク制御を行うときのように電流制御を必要とするものの双方が存在する。たとえば、その双方に電力供給可能な装置として、充電用端子、主回路切替器を省略した構成としてもよい。
１ 直流電源
２ 直流リアクトル（電力変換部）
４ 双方向スイッチ群（電力変換部）
１１ 出力電圧指令出力手段（交流電圧指令出力手段、出力電圧指令生成手段）
１２ 第１の電圧指令生成手段
１３ 第２の電圧指令生成手段（昇圧制御信号生成手段）
１４ 第１のＰＷＭ指令生成手段（降圧制御信号生成手段、降圧ＰＷＭ制御信号生成手段）
１５ 第２のＰＷＭ指令生成手段（昇圧制御信号生成手段、昇圧ＰＷＭ制御信号生成手段）
１６ スイッチ分配手段
７１ 自動電圧調整手段（電圧調整手段）
１２０ 出力電流指令出力手段（出力電流指令生成手段）
１２１ 自動電流調整手段（電流調整手段）
１８７ 制御切替手段（指令切替手段）

Claims (8)

  1. 直流電源と、複数の双方向スイッチと、前記直流電源と前記双方向スイッチとの間に配置される直流リアクトルとを含み、直流−交流の電力変換を行う電力変換部と、
    交流電圧指令を出力する交流電圧指令出力手段と、
    前記交流電圧指令と前記直流電源の直流電圧とに基づいて、降圧制御信号を生成する降圧制御信号生成手段と、
    前記交流電圧指令と前記直流電源の直流電圧とに基づいて、昇圧制御信号を生成する昇圧制御信号生成手段と、
    前記交流電圧指令の１周期内において、前記交流電圧指令の極性判別信号に基づいて、前記降圧制御信号および前記昇圧制御信号を、それぞれ、対応する所定の前記双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するスイッチ分配手段とを備える、直流−交流電力変換装置。
  2. 前記交流電圧指令の１周期内の直流−交流の電力変換動作時に、前記降圧制御信号および前記昇圧制御信号に対応して前記スイッチ分配手段から出力される前記双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に基づいて、正の降圧モードと、正の昇圧モードと、負の降圧モードと、負の昇圧モードとが選択的に行われるように構成されている、請求項１に記載の直流−交流電力変換装置。
  3. 前記降圧制御信号生成手段と前記昇圧制御信号生成手段とは、前記直流電源の直流電圧に対する前記交流電圧指令の指令値の比である変圧比率を算出するとともに、前記交流電圧指令の極性判別信号を生成する共通の第１の電圧指令生成手段をさらに備え、
    前記降圧制御信号生成手段は、
    前記変圧比率から降圧ＰＷＭ制御信号を生成する降圧ＰＷＭ制御信号生成手段を含み、
    前記昇圧制御信号生成手段は、
    前記変圧比率に基づいて昇圧スイッチ比率を算出する第２の電圧指令生成手段と、
    前記昇圧スイッチ比率から昇圧ＰＷＭ制御信号を生成する昇圧ＰＷＭ制御信号生成手段とを含み、
    前記スイッチ分配手段は、前記交流電圧指令の１周期内において、前記交流電圧指令の極性判別信号に基づいて、前記降圧ＰＷＭ制御信号および前記昇圧ＰＷＭ制御信号を、それぞれ、対応する所定の前記双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するように構成されている、請求項１または２に記載の直流−交流電力変換装置。
  4. 前記第２の電圧指令生成手段は、前記変圧比率が１よりも小さい場合は前記昇圧スイッチ比率を０に設定するとともに、前記変圧比率が１以上の場合は、１−１／（変圧比率）により昇圧スイッチ比率を算出するように構成されている、請求項３に記載の直流−交流電力変換装置。
  5. 前記スイッチ分配手段は、前記交流電圧指令の１周期内において、前記交流電圧指令の極性判別信号に基づいて、前記降圧ＰＷＭ制御信号を、対応する所定の前記双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するとともに、前記昇圧ＰＷＭ制御信号を、前記交流電圧指令の極性判別信号にかかわらず対応する前記双方向スイッチに対するスイッチ制御信号に分配して出力するように構成されている、請求項３または４に記載の直流−交流電力変換装置。
  6. 前記交流電圧指令出力手段は、
    出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成手段と、
    前記電圧指令と出力電圧の検出値とに基づいて、前記交流電圧指令を算出する電圧調整手段とを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流−交流電力変換装置。
  7. 前記交流電圧指令生成手段は、
    出力電流指令を生成する出力電流指令生成手段と、
    前記出力電流指令と、出力電流の検出値と、出力電圧の検出値とに基づいて、前記交流電圧指令を算出する電流調整手段とを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流−交流電力変換装置。
  8. 前記交流電圧指令出力手段は、
    出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成手段と、
    前記電圧指令と出力電圧の検出値とに基づいて、第１の交流電圧指令を算出する電圧調整手段と、
    出力電流指令を生成する出力電流指令生成手段と、
    前記出力電流指令と、出力電流の検出値と、出力電圧の検出値とに基づいて、第２の交流電圧指令を算出する電流調整手段と、
    切替信号に基づいて、前記第１の交流電圧指令と、前記第２の交流電圧指令とを切り替えて前記交流電圧指令を求める指令切替手段とを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流−交流電力変換装置。
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