JP2011010540A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 蓄電池など直流電源から交流電圧へＤＣ−ＡＣ直接変換し、インダクタの電流経路を確保して安全性を向上し、電流経路のスイッチ数を低減することで効率を向上し、容易に低電圧を出力できる電源装置を提供する。
【解決手段】 昇圧モードと、双方向スイッチ１、２（図１の１０、１１）をオン状態として、端子Ｒ１−Ｓ１間に正電圧を出力する正接続状態と、双方向スイッチ３、４（図１の１２、１３）をオン状態として、端子Ｒ１−Ｓ１間に負電圧を出力する負接続状態との二状態を交互に制御して単相交流電圧Ｖｒｓを出力し、前記二状態の時比率を制御して、単相交流電圧Ｖｒｓの絶対値電圧値｜Ｖｒｓ|が蓄電池６の電圧よりも低い値となる電圧を出力する降圧モードと、を切替えて単相交流電圧Ｖｒｓを出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流を単相交流へ変換する電源装置に関する。

従来の電源装置は、鉛・リチウムイオン、Ｎｉ−ＨＭや電気二重層キャパシタなどの蓄電池といった直流電源からの電力を単相交流へ変換するために、入出力にインダクタを備え双方向に昇降圧可能なマトリクスコンバータを用いていた（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−３３３７８３号公報（第４−９頁、図６）

しかしながら、上記電源装置は、降圧動作の状態でバッテリの一端に直列接続されたリアクトルＬ１のスイッチ側は開放となり、リアクトルＬ１に流れていた電流の経路を確保できないので、リアクトルＬ１にサージ電圧が発生しスイッチを破壊する恐れがある。
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、蓄電池などの直流電圧から交流電圧へ電源形態と電圧の大きさを直接変換し、インダクタの電流経路を確保して安全性を向上し、また電流経路のスイッチ数を低減することで電力変換効率を向上し、更に容易に直流電源の電圧から低電圧を出力できる電源装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明の一の観点によれば、次のような電源装置が適用される。
電源装置は、直流電源を単相交流電圧に変換して出力する電源装置であって、第１の双方向スイッチの一端と第３の双方向スイッチの一端とを接続し、第２の双方向スイッチの一端と第４の双方向スイッチの一端とを接続し、第１の双方向スイッチの他端と第２の双方向スイッチの他端とを接続し、第３の双方向スイッチの他端と第４の双方向スイッチの他端とを接続し、第４の双方向スイッチの一端と直流電源の負極側とを接続した、半導体スイッチング素子を有する片方向スイッチを２つ逆並列に接続した第１〜第４の双方向スイッチと、一端を直流電源の正極側に接続し、他端を第１の双方向スイッチの一端に接続したインダクタと、第１の双方向スイッチの他端と第４の双方向スイッチの他端とに接続したコンデンサおよび出力フィルタと、直流電源の電圧を検出して直流電源電圧検出信号を出力する入力電圧検出部と、単相交流電圧を検出して出力電圧検出信号を出力する出力電圧検出部と、出力電圧指令信号、直流電源電圧検出信号、出力電圧検出信号を入力し、出力電圧指令信号と出力電圧検出信号とが一致するようにＰＷＭ制御演算して、第１〜第４の双方向スイッチを駆動するオンオフ信号を出力するＰＷＭ制御部と、を備え、ＰＷＭ制御部が、前記出力電圧指令信号の絶対値が直流電源電圧検出信号より大きい場合は昇圧動作、前記出力電圧指令信号の絶対値が直流電源電圧検出信号以下の場合は降圧動作させるオンオフ信号を出力する、ことを特徴とするものである。

また、本発明の他の観点によれば、次のような電源装置が適用される。
電源装置は、直流電源を単相交流電圧に変換して出力する電源装置であって、第１の片方向スイッチの電流流出端と第３の片方向スイッチの電流流入端とを接続し、第２の片方向スイッチの電流流出端と第４の片方向スイッチの電流流入端とを接続し、第１の片方向スイッチの電流流入端と第２の片方向スイッチの電流流入端とを接続し、第３の片方向スイッチと第４の片方向スイッチの電流流出端とを接続し、第４の片方向スイッチの電流流出端と直流電源の負極側とを接続した、半導体スイッチング素子を有する第１〜第４の片方向スイッチと、一端を直流電源の正極側に接続し、他端を第１の片方向スイッチの電流流入端に接続したインダクタと、第１の片方向スイッチの電流流出端と第２の片方向スイッチの電流流流入端とに接続したコンデンサおよび出力フィルタと、直流電源の電圧を検出して直流電源電圧検出信号を出力する入力電圧検出部と、単相交流電圧を検出して出力電圧検出信号を出力する出力電圧検出部と、出力電圧指令信号、前記直流電源電圧検出信号、前記出力電圧検出信号を入力し、出力電圧指令信号と出力電圧検出信号とが一致するようにＰＷＭ制御演算して、第１〜第４の片方向スイッチを駆動するオンオフ信号を出力するＰＷＭ制御部と、を備え、ＰＷＭ制御部が、前記出力電圧指令信号の絶対値が直流電源電圧検出信号より大きい場合は昇圧動作、前記出力電圧指令信号の絶対値が直流電源電圧検出信号以下の場合は降圧動作させるオンオフ信号を出力する、ことを特徴とするものである。

本発明によれば、蓄電池などの直流電圧から交流電圧へ電源形態と電圧の大きさを直接変換し、インダクタの電流経路を確保して安全性を向上し、電流経路のスイッチ数を低減することで電力変換効率を向上し、容易に低電圧を出力できる。

本発明の実施例１における電源装置の全体構成図 ＰＷＭ制御回路１の詳細構成図 降圧モードでのスイッチング状態の正接続状態を示す図 降圧モードでのスイッチング状態の負接続状態を示す図 出力電圧Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）が０となる場合のインダクタＬに流れる電流波形および端子Ｒ１−Ｓ１間の電圧波形を示す図 出力電圧Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）が正、かつ蓄電池電圧Ｖbat以下となる場合のインダクタＬに流れる電流波形および端子Ｒ１−Ｓ１間の電圧波形を示す図 出力電圧Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）が負、かつ蓄電池電圧−Ｖbat以上となる場合のインダクタＬに流れる電流波形および端子Ｒ１−Ｓ１間の電圧波形を示す図 本発明の実施例２における電源装置の全体構成図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、同一の構成については同一の符号を付することにより、適宜説明を省略又は簡略化する。

図１は、本発明の実施例１における電源装置の全体構成図を示したものである。図において、電源装置は、蓄電池６、インダクタＬ、双方向スイッチ１０〜１３、平滑用のコンデンサＣ、出力フィルタ１８（例えば、コンデンサＣoとインダクタＬo１，Ｌo２とで構成）、入力電圧検出回路８、出力電圧検出回路９、ＰＷＭ制御回路１を備える。

双方向スイッチ１０〜１３は、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）（Ｓrp，Ｓpr，Ｓnr，Ｓrn，Ｓsp，Ｓps，Ｓsn，Ｓns）とダイオード（Ｄ１〜Ｄ８）から成る片方向スイッチを２つ逆並列に接続したものである。
双方向スイッチ１０の一端と双方向スイッチ１３の一端とを接続し、双方向スイッチ１２の一端と双方向スイッチ１１の一端とを接続し、双方向スイッチ１０の他端と双方向スイッチ１２の他端とを接続し、双方向スイッチ１３の他端と双方向スイッチ１１の他端とを接続し、双方向スイッチ１０の一端と蓄電池６の正極側とを接続し、双方向スイッチ１１の一端と蓄電池６の負極側とを接続している。

インダクタＬは、その一端を蓄電池６の正極側に接続し、その他端を双方向スイッチ１０の一端に接続している。
コンデンサＣおよび出力フィルタ１８は、双方向スイッチ１０の他端と双方向スイッチ１１の他端とに接続している。

入力電圧検出回路８は、蓄電池６の電圧を蓄電池電圧検出信号ＶbatとしてＰＷＭ制御回路１へ出力する。
出力電圧検出回路９は、電源装置の出力である単相交流電圧を検出して出力電圧検出信号ＶrsとしてＰＷＭ制御回路１へ出力する。
ＰＷＭ制御回路１は、出力電圧指令信号Ｖoref、直流電源電圧検出信号Ｖbat、出力電圧検出信号Ｖrsを入力し、出力電圧指令信号Ｖorefと出力電圧検出信号Ｖrsとが一致するようにＰＷＭ制御演算して、双方向スイッチ１０〜１３を駆動するゲート信号（オンオフ信号）を出力する。

なお、上記蓄電池６は、請求項１，２記載の、直流電源を構成している。また、上記双方向スイッチ１０〜１３は、第１〜第４の双方向スイッチを構成し、インダクタＬは、インダクタを構成している。また、コンデンサＣは平滑用のコンデンサである。出力フィルタ１８は、例えば、コンデンサＣoとインダクタＬo１，Ｌo２とで構成している。また、入力電圧検出回路８は、入力電圧検出部を構成し、出力電圧検出回路９は、出力電圧検出部を構成している。また、ＰＷＭ制御回路１は、ＰＷＭ制御部を構成している。

ＰＷＭ制御回路１は、出力電圧指令Ｖorefと、入力電圧検出回路８で検出する蓄電池電圧Ｖbat及び出力電圧検出回路９で検出する出力電圧検出信号Ｖrsを入力し、出力電圧指令Ｖorefと出力電圧検出信号Ｖrsとが一致するようにＰＷＭ制御演算し、双方向スイッチ１０〜１３がスイッチングするためのゲート信号（オンオフ信号）を出力する。ここで、出力電圧指令Ｖorefが正弦波のときは、単相交流電圧が出力される。

電源装置は、蓄電池６とインダクタＬが直列接続されており、昇圧機能を持つ電力回生（蓄電池への充電）可能な電流形インバータ（ＣＳＩ）と等価である。出力電圧検出信号Ｖrsの絶対値が蓄電池電圧Ｖbatよりも高い場合は、昇圧動作を行う。回生時は出力端子Ｒ−Ｓ間に単相交流電源を接続し、交流電源電圧Ｖrsの絶対値が、蓄電池電圧Ｖbatよりも高くなった場合に、降圧動作を行って単相交流電源から蓄電池６へ回生（充電）を行う。

図２は、ＰＷＭ制御回路１の詳細構成図である。図において、ＰＷＭ制御回路１は、電圧レギュレータ２、モード判定器３、ＰＷＭ演算器４、ゲートドライバ５を備える。

電圧レギュレータ２は、出力電圧指令Ｖorefと出力電圧検出回路９で検出した出力電圧検出信号Ｖrsとを比較して、出力電圧検出信号Ｖrsを上げるか下げるか（昇圧するか降圧するか）を決定する。すなわち、出力電圧検出信号Ｖrsが出力電圧指令Ｖorefより低い場合は出力電圧検出信号Ｖrsを上げるように、一方、出力電圧検出信号Ｖrsが出力電圧指令Ｖorefより高い場合は出力電圧検出信号Ｖrsを下げるように決定し、ＰＷＭ演算器４に昇圧するか降圧するかを出力する。

モード判定器３は、出力電圧指令Ｖorefの絶対値｜Ｖoref｜と入力電圧検出回路８で検出した蓄電池電圧Ｖbatとを比較して、昇圧モードまたは降圧モードの動作判定を行う。すなわち、出力電圧指令Ｖorefの絶対値|Ｖoref|が蓄電池電圧Ｖbatより高い場合は昇圧動作（昇圧モード）を行い、出力電圧指令Ｖorefの絶対値|Ｖoref|が蓄電池電圧Ｖbat以下の場合は降圧動作（降圧モード）を行うように動作判定し、ＰＷＭ演算器４にその動作判定内容を出力する。

ＰＷＭ演算器４は、電圧レギュレータ２からの上記決定およびにモード判定器３からの上記動作判定内容に基づいて、双方向スイッチ１０〜１３のスイッチングするためのゲート信号（オンオフ信号）であるＰＷＭパルスの時間を各双方向スイッチ毎に演算しゲートドライバ５へ出力する。この演算方法については後述する。

ゲートドライバ５は、ＰＷＭ演算器４が演算したＰＷＭパルスの時間に応じたゲート信号（オンオフ信号）を対応する双方向スイッチ１０〜１３のＩＧＢＴ（Ｓrp，Ｓpr，Ｓnr，Ｓrn，Ｓsp，Ｓps，Ｓsn，Ｓns）に出力する。

先ず、ＰＷＭ制御回路１は、昇圧モードでは、次のように動作する。
出力端子ＲおよびＳの電位がＲ＞Ｓの場合、
（Ａ１）Ｓpr，Ｓnrのみをオンし、インダクタＬを短絡状態として、インダクタＬに電流を流す。
（Ａ２）次にＳsnをオンする。（ただし、Ｄ７は逆バイアスなので導通しない）
（Ａ３）次にＳnrをオフし、Ｄ７がオンとなりＳsnを導通させることで、電流を出力端子Ｒ−Ｓに流す（開放状態）。このときの電流の流れはＲ→Ｓの方向となる。
（Ａ４）（Ａ１）から（Ａ３）を繰り返して、蓄電池電圧Ｖbatを昇圧させる。

一方、端子ＲおよびＳの電位がＲ＜Ｓの場合、
（Ａ５）Ｓps，Ｓsnのみをオンし、インダクタＬを短絡状態として、インダクタＬに電流を流す。
（Ａ６）次にＳnrをオンする。（ただし、Ｄ３は逆バイアスなので導通しない）
（Ａ７）次にＳsnをオフし、Ｄ３がオンとなりＳnrが導通すると、電流を出力端子Ｒ−Ｓに流す（開放状態）。このときの電流の流れはＳ→Ｒの方向となる。
（Ａ８）（Ａ５）から（Ａ７）を繰り返して、蓄電池電圧Ｖbatを昇圧する。

インダクタＬの短絡状態の時間をＴｓ、開放状態の時間をＴｏとすると、出力電圧検出信号Ｖrsの平均値（端子Ｒ−Ｓ間の電圧平均値）ａｖｒ（Ｖrs）は、式（１）で算出できる。
ａｖｒ（Ｖrs）＝Ｖbat×（Ｔｏ＋Ｔｓ）／Ｔｏ （１）

このような昇圧動作のみでは、蓄電池電圧Ｖbatよりも高い電圧しか出力できないので、出力電圧指令Ｖorefが正弦波であっても単相の出力電圧検出信号Ｖrsは正弦波ではなく大きく歪む（高調波成分を含む）。一般的な整流形（コンデンサインプット形）の負荷では問題ないが、モータなどの誘導性負荷の場合では、出力電圧検出信号Ｖrsの歪（高調波成分）によって、負荷の動作が不安定になる恐れがあるため、次の降圧モードでの降圧動作も必要となる。

次に、ＰＷＭ制御回路１での降圧モードについて説明する。
図３Ａは降圧モードでのスイッチング状態の正接続状態を示す図、図３Ｂは降圧モードでのスイッチング状態の負接続状態を示す図である。

降圧モードでは、スイッチのオンオフ状態を図３Ａに示す正接続状態と、図３Ｂに示す負接続状態の２つの状態を一定周期中に交互に切替えるように動作する。図３Ａ，ＢではＩＧＢＴである各スイッチ（Ｓrp，Ｓpr，Ｓnr，Ｓrn，Ｓsp，Ｓps，Ｓsn，Ｓns）のオンオフ状態を分かり易く表現するために、メカニカルスイッチで記載している。

（Ｂ１）図３Ａに示す正接続状態においては、Ｓpr，Ｓsnをオンし、Ｒ１に正、Ｓ１に負電圧を出力する。
（Ｂ２）次に正接続状態から、図３Ｂに示す負接続状態への切替え動作を行うために、先ず、Ｓpsをオンとして、Ｄ６-Ｓps-Ｄ７-Ｓsnの経路でインダクタＬを短絡状態とする。このときＤ２は逆バイアス状態となるので、Ｓprの通電もオフ状態となる。
（Ｂ３）次にＳprをオフ、Ｓnrをオンして、Ｄ７を逆バイアス状態とするとＳsnの通電もオフ状態となる。
（Ｂ４）次にＳsnをオフすると図３Ｂに示す負接続状態となり、コンデンサＣの電圧極性が反転し、Ｒ１に負、Ｓ１に正電圧が出力される。
（Ｂ５）次に図３Ｂに示す負接続状態から、図３Ａに示す正接続状態への切替え動作を行うために、先ず、Ｓprをオンとして、Ｄ２-Ｓpr-Ｄ３-Ｓnrの経路でインダクタＬを短絡状態とする。このときＤ６は逆バイアス状態となるので、Ｓpsの通電もオフ状態となる。
（Ｂ６）次にＳpsをオフ、Ｓsnをオンして、Ｄ３を逆バイアス状態とするとＳnrの通電もオフ状態となる。
（Ｂ７）次にＳnrをオフすると図３Ａに示す正接続状態となり、コンデンサＣの電圧極性が反転し、Ｒ１に正、Ｓ１に負電圧が出力される。
（Ｂ８）（Ｂ１）から（Ｂ７）を繰り返、蓄電池電圧Ｖbatを降圧する。。

（Ｂ２）、（Ｂ５）のインダクタＬの短絡状態は、数マイクロ秒程度のきわめて短い時間とする。これにより、上記２つの状態の切替り時のインダクタＬの電流の経路を確保し、サージ電圧の発生を抑制する。

図４〜６は、正接続状態の時間（蓄電池電圧Ｖbatの出力時間）Ｔ１、負接続状態の時間（蓄電池電圧−Ｖbatの出力時間）Ｔ２を調整することにより、所望の出力電圧検出信号Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）が得られる様子を表している。
図４は、Ｔ１＝Ｔ２とした出力電圧検出信号Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）が０となる場合のインダクタＬに流れる電流波形および端子Ｒ１−Ｓ１間の電圧波形を示す図である。
図５は、Ｔ１＞Ｔ２とした出力電圧検出信号Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）が正、かつ蓄電池電圧Ｖbat以下となる場合のインダクタＬに流れる電流波形および端子Ｒ１−Ｓ１間の電圧波形を示す図である。
図６は、Ｔ１＜Ｔ２とした出力電圧検出信号Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）が負、かつ蓄電池電圧−Ｖbat以上となる場合のインダクタＬに流れる電流波形および端子Ｒ１−Ｓ１間の電圧波形を示す図である。

ＰＷＭ制御回路１は、上記（Ｂ１）の図３Ａに示す正接続状態の時間（蓄電池電圧Ｖbatの出力時間）をＴ１、上記（Ｂ４）の図３Ｂに示す負接続状態の時間（蓄電池電圧−Ｖbatの出力時間）をＴ２とすれば、これら時間Ｔ１，Ｔ２を調整し、ＰＷＭキャリア周波数は出力する単相交流電圧の周波数よりも十分高い値を用いる。
端子Ｒ１−Ｓ１間には、図４乃至６に図示した矩形波電圧が印加される。出力フィルタ１８であるローパスフィルタＬo１，Ｌo２，Ｃoの定数をＰＷＭキャリア周波数成分が取り除かれるように設定し、Ｔ１，Ｔ２の時間比率を調整することで、蓄電池電圧Ｖbatよりも低い平均電圧を出力することが可能となる。

上述の（Ｂ１）から（Ｂ４）へ切り替わった瞬間（図３Ａに示す正接続状態から図３Ｂに示す負接続状態への切替）、インダクタＬには蓄電池電圧Ｖbatの２倍の電圧がかかり、インダクタＬとコンデンサＣの共振動作によって、コンデンサＣの電荷は放電され、次に蓄電池電圧Ｖbatまで充電される。

Ｔ１とＴ２が等しい場合、端子Ｒ１−Ｓ１間の電圧波形は、出力電圧検出信号Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）はほぼ零となる（図４参照）。
また、Ｔ１＞Ｔ２の場合、出力電圧検出信号Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）は正、かつ蓄電池電圧Ｖbat以下となる（図５参照）。
一方、Ｔ１＜Ｔ２の場合、出力電圧検出信号Ｖrsの平均電圧（端子Ｒ−Ｓ間電圧平均値）は負、かつ蓄電池電圧−Ｖbat以上となる（図６参照）。

インダクタＬに流れる平均電流Ｉoffは負荷電力Ｐoに応じて変化し、おおよそＩoff ≒ Ｐo／Ｖbatの式で示される。ただし、この式（Ｉoff ≒ Ｐo／Ｖbat）には共振電流による電力分は含まれない。
また、出力電圧検出信号Ｖrsの平均電圧値は（２）式で与えられる。
Ｖrs＝Ｖbat×（Ｔ１−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２） （２）
なお、Ｖrs＝Ｖbatの際はＴ２＝０、Ｖrs＝−Ｖbatの際はＴ１＝０、
Ｖrs＝０の際はＴ１＝Ｔ２、である。

キャリア周波数の逆数であるキャリア周期をＴｃとするとＴ１＋Ｔ２＝Ｔｃなので、
降圧された所望の出力電圧Ｖrs＊を得るには，（２）式より、
Ｔ１＝（Ｖrs＊＋Ｖbat）×Ｔｃ／（２×Ｖbat） （３）
Ｔ２＝Ｔｃ−Ｔ１ （４）
のように演算しＴ１、Ｔ２を設定すればよい。

このように、本発明の実施例１は実施されるので、蓄電池電圧Ｖbat以下の電圧を出力することができる。また、図３Ａに示す正接続状態から図３Ｂに示す負接続状態への切替りの際においても、過電圧の発生を抑制し安全性を向上することができる。更に、直流電源から直接電力を変換するので、直流母線用の電解コンデンサが不要となり、電流経路上のスイッチ数が少ないので、導通損失を低減することができる。

図７は、本発明の実施例２における電源装置の全体構成図である。図において、電源装置は、直流電源７、インダクタＬ、片方向スイッチ１４〜１７、コンデンサＣ、出力フィルタ１８（例えば、コンデンサＣoとインダクタＬo１，Ｌo２とで構成）、ＰＷＭ制御回路１ａ（ＰＷＭ制御回路１と同等）と、図示しない直流電源電圧検出回路、出力電圧検出回路、を備える。なお、図１乃至６と同等の部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略又は簡略化する。

片方向スイッチ１４〜１７は、半導体スイッチング素子とダイオードから成るものであり、片方向スイッチ１４と片方向スイッチ１６とを直列に接続し、片方向スイッチ１７と片方向スイッチ１５とを直列に接続している。片方向スイッチがオンしたときに、電流が流れ込む片方向スイッチの一端を電流流入端、片方向スイッチの他端を電流流出端と定義すると、片方向スイッチ１５の電流流出端と直流電源７の負極側とを接続している。

インダクタＬは、その一端を直流電源７の正極側に接続し、その他端を片方向スイッチ１４の電流流入端に接続している。
コンデンサＣおよび出力フィルタ１８は、片方向スイッチ１４と片方向スイッチ１６の接続点と片方向スイッチ１７と片方向スイッチ１５の接続点とに接続している。

図示しない直流電源電圧検出回路は、直流電源７の電圧を検出して直流電源電圧検出信号を出力する。
図示しない出力電圧検出回路は、電源装置の出力である単相交流電圧を検出して出力電圧検出信号を出力する。
ＰＷＭ制御回路１ａは、図１に示したＰＷＭ制御回路１と同等の機能を有し、出力電圧指令信号Ｖoref、直流電源電圧検出信号Ｖbat、出力電圧検出信号Ｖrsを入力し、出力電圧指令信号Ｖorefと出力電圧検出信号Ｖrsとが一致するようにＰＷＭ制御演算して、片方向スイッチ１４〜１７を駆動するゲート信号（オンオフ信号）を出力する。ＰＷＭ制御回路１ａは駆動するＩＧＢＴを８個から４個にした点が図１のＰＷＭ制御回路１と相違するが同様の働きをする。

なお、上記直流電源７は、請求項３及び４記載の、直流電源を構成している。また、上記片方向スイッチ１４〜１７は、第１〜第４の片方向スイッチを構成し、インダクタＬは、インダクタを構成している。また、コンデンサＣは平滑用のコンデンサである。出力フィルタ１８は、例えば、コンデンサＣoとインダクタＬo１，Ｌo２とで構成している。また、図示しない直流電源電圧検出回路は、入力電圧検出部を構成し、図示しない出力電圧検出回路は、出力電圧検出部を構成している。また、ＰＷＭ制御回路１ａは、ＰＷＭ制御部を構成している。

このような構成の場合、電源装置は、部品点数を大幅に削減することができる。また、昇圧モードと降圧モードの動作については、実施例１と同様に行ない片方向スイッチ１４〜１７のオンオフ制御を行う。

なお、本発明の実施例１及び２では、片方向スイッチ素子としてＩＧＢＴとダイオードを直列接続したものを用いて説明したが、片方向スイッチ素子として逆導通阻止形のＩＧＢＴ（ＲＢ-ＩＧＢＴ:Reverse Blocking-Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いダイオードを省略しても良い。このＲＢ-ＩＧＢＴは、ＩＧＢＴが持ち得なかった逆耐圧を有する新しいデバイスである。このＲＢ-ＩＧＢＴを双方向性スイッチに適用すると、ＩＧＢＴでは必要不可欠な逆耐圧保護用のダイオードを用いずに双方向のモジュールを構成できる。

蓄電池６の充電動作が必要な場合、電源装置の出力に単相交流電源を接続し、交流電位が蓄電池電圧Ｖbatよりも高くなった状態で、インダクタＬとダイオードＤ１，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ８とＩＧＢＴ（Ｓrp，Ｓrn，Ｓsp，Ｓns）のスイッチ動作を用いて交流電源から蓄電池６への降圧動作によって充電を行う。

一方、蓄電池６への充電動作が不要の場合、あるいは蓄電池６の代わりに直流電源を用いる回生（充電）動作が不要の場合は、ダイオードＤ１，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ８とＩＧＢＴ（Ｓrp，Ｓrn，Ｓsp，Ｓns）と、これらの駆動用回路および制御回路を削除した回路とすることができる。
本実施の形態で説明した電源装置は、直流電源を単相交流へ変換するポータブル電源装置や、系統補償装置（パワーコンディショナ）、無停電電源（ＵＰＳ）などの電力変換装置に適用することができる。

１、１ａ ＰＷＭ制御回路
２ 電圧レギュレータ
３ モード判定器
４ ＰＷＭ演算器
５ ゲートドライバ
６ 蓄電池
７ 直流電源
８ 入力電圧検出回路
９ 出力電圧検出回路
１０〜１３ 双方向スイッチ
１４〜１７ 片方向スイッチ
１８ 出力フィルタ
Ｓrp，Ｓpr，Ｓnr，Ｓrn，Ｓsp，Ｓps，Ｓsn，Ｓns 半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ｌ，Ｌo１，Ｌo２ インダクタ
Ｃ，Ｃo コンデンサ

Claims (4)

1. 直流電源を単相交流電圧に変換して出力する電源装置であって、
   第１の双方向スイッチの一端と第３の双方向スイッチの一端とを接続し、第２の双方向スイッチの一端と第４の双方向スイッチの一端とを接続し、前記第１の双方向スイッチの他端と前記第２の双方向スイッチの他端とを接続し、前記第３の双方向スイッチの他端と前記第４の双方向スイッチの他端とを接続し、前記第４の双方向スイッチの一端と前記直流電源の負極側とを接続した、半導体スイッチング素子を有する片方向スイッチを２つ逆並列に接続した前記第１〜第４の双方向スイッチと、
   一端を前記直流電源の正極側に接続し、他端を前記第１の双方向スイッチの一端に接続したインダクタと、
   前記第１の双方向スイッチの他端と前記第４の双方向スイッチの他端とに接続したコンデンサおよび出力フィルタと、
   前記直流電源の電圧を検出して直流電源電圧検出信号を出力する入力電圧検出部と、
   前記単相交流電圧を検出して出力電圧検出信号を出力する出力電圧検出部と、
   出力電圧指令信号、前記直流電源電圧検出信号、前記出力電圧検出信号を入力し、前記出力電圧指令信号と前記出力電圧検出信号とが一致するようにＰＷＭ制御演算して、前記第１〜第４の双方向スイッチを駆動するオンオフ信号を出力するＰＷＭ制御部と、を備え、
   前記ＰＷＭ制御部が、前記出力電圧指令信号の絶対値が前記直流電源電圧検出信号より大きい場合は昇圧動作、前記出力電圧指令信号の絶対値が前記直流電源電圧検出信号以下の場合は降圧動作させる前記オンオフ信号を出力する、ことを特徴とする電源装置。
2. 前記ＰＷＭ制御部が、前記昇圧動作は、前記インダクタを短絡状態もしくは開放状態にするように前記オンオフ信号を出力し、
   前記降圧動作は、前記コンデンサ両端の電圧が正電圧となる正接続状態と、負電圧となる負接続状態との２つの状態の出力時間比率を調整するように前記オンオフ信号を出力する、ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 直流電源を単相交流電圧に変換して出力する電源装置であって、
   第１の片方向スイッチの電流流出端と第３の片方向スイッチの一電流流入端とを接続し、第２の片方向スイッチの電流流出端と第４の片方向スイッチの電流流入端とを接続し、前記第１の片方向スイッチの電流流入端と前記第２のスイッチの電流流入端とを接続し、前記第３の片方向スイッチの電流流出端と前記第４のスイッチの電流流出端とを接続し、前記第４の片方向スイッチの電流流入端と前記直流電源の負極側とを接続した、半導体スイッチング素子を有する前記第１〜第４の片方向スイッチと、
   一端を前記直流電源の正極側に接続し、他端を前記第１の片方向スイッチの一端に接続したインダクタと、
   前記第１の片方向スイッチの他端と前記第４の片方向スイッチの他端とに接続したコンデンサおよび出力フィルタと、
   前記直流電源の電圧を検出して直流電源電圧検出信号を出力する入力電圧検出部と、
   前記単相交流電圧を検出して出力電圧検出信号を出力する出力電圧検出部と、
   出力電圧指令信号、前記直流電源電圧検出信号、前記出力電圧検出信号を入力し、前記出力電圧指令信号と前記出力電圧検出信号とが一致するようにＰＷＭ制御演算して、前記第１〜第４の片方向スイッチを駆動するオンオフ信号を出力するＰＷＭ制御部と、を備え、
   前記ＰＷＭ制御部が、前記出力電圧指令信号の絶対値が前記直流電源電圧検出信号より大きい場合は昇圧動作、前記出力電圧指令信号の絶対値が前記直流電源電圧検出信号以下の場合は降圧動作させる前記オンオフ信号を出力する、ことを特徴とする電源装置。
4. 前記ＰＷＭ制御部が、前記昇圧動作は、前記インダクタを短絡状態もしくは開放状態にするように前記オンオフ信号を出力し、
   前記降圧動作は、前記コンデンサ両端の電圧が正電圧となる正接続状態と、負電圧となる負接続状態との２つの状態の出力時間比率を調整するように前記オンオフ信号を出力する、ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。

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