JP2012005179A - 過電圧抑制装置及びモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】部品の追加を招くことなく、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制する。
【解決手段】モータ１０により生成された電力をバッテリＥに回生するモータ駆動装置における過電圧を抑制する過電圧抑制装置において、回生電圧を検出するインバータ電圧検出回路４Ｃと、検出した回生電圧と、バッテリＥの電圧しきい値と、を比較し、回生電圧が電圧しきい値を超えた場合に、モータ１０を力行方向に対して逆方向に駆動する駆動回路４と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、産業用設備、或いは電動アシスト自転車や電動バイク、電気自動車などの電力車両に用いられ、バッテリに電力回生を行いつつモータの駆動制御を行うに際し、回生電力による過電圧を抑制する過電圧抑制装置及びモータ駆動装置に関する。

従来、モータが回生中に回生電力を吸収できる負荷が少ない場合には、電源ラインの電圧は上昇する。例えば、電動アシスト自転車、電動バイク、電気自動車等の電動車では、モータを減速する際の回生電力をバッテリに戻して、航続距離を伸ばすようにしていたが（例えば、特許文献１参照）、バッテリ満充電状態で回生電力を戻すと、回生電流は流れる経路を失い、電源電圧は上昇する。その結果、駆動装置（インバータ）のスイッチング素子に印加される電圧も上昇し、スイッチング素子に対して過電圧状態となる可能性がある。

図１８は、従来のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。
インバータ回路は、図１８（ａ）に示すように、６個のスイッチングトランジスタをブリッジ接続したブリッジ回路６Ａと平滑コンデンサ６Ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータである。

より詳細には、インバータ回路６のブリッジ回路６Ａは、各相毎に対をなす高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬをブリッジ接続している。そして、各トランジスタ６ＵＨ、６ＵＬ、６ＶＨ、６ＶＬ、６ＷＨ、６ＷＬは、駆動回路４からのＰＷＭ駆動信号によりオン／オフされる。
図１８（ｂ）に示すように、時刻ｔ１までは、モータ１０の回転数ＲＭは、一定である。このとき、モータ１０を駆動するためにバッテリＥの電流ＩＢおよびバッテリＥの電圧ＶＢもほぼ一定となっている（正側：電源として動作）。
そして、時刻ｔ１においてアクセルオフにしたとすると、徐々にモータの回転数ＲＭは減少し、これにともない、モータ１０は、回生動作となり、回生電流の増加に伴って、バッテリＥの電流ＩＢも徐々に増加することとなっている（負側：充電動作）。

この回生動作に基づく充電動作により、バッテリＥの電圧ＶＢは、徐々に増加することとなるが、モータが停止して回生動作も停止する時点（時刻ｔ２または時刻ｔ１２）では、図１８（ｂ）に示すように、バッテリ満充電時には、図１８（ｃ）に示すようにバッテリ容量低下時に比較して、バッテリＶＢの電圧が当然に高くなる。
これに対応するために、スイッチング素子などの部品の耐圧を上げることが考えられるが、コストアップや内部抵抗の増加につながる。
また、バッテリが定格電圧以上で充電されて発熱するおそれがあった。

特開２００４−１２０８４１号公報

図１９は、従来の他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。
上記点を回避し、駆動装置に影響を与えない解決手法として、図１９（ａ）に示すように、モータと駆動装置とを接続するライン（Ｕ相ライン、Ｖ相ライン、Ｗ相ライン）にスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を設けて、強制的にこれらのライン遮断する手法が提案されている。
この手法によれば、時刻ｔ２１において、回生電力のラインも遮断されることとなり、図１９（ｂ）に示すように、バッテリＥの電流ＩＢも０となり、バッテリの電圧ＶＢの上昇は発生しないが、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２に至るまでモータは慣性で回り続けることとなり、無制御状態となり、いわゆるトルク抜け状態となり、制動距離の増加や、遮断器のコストアップにつながるという問題点が生じる。
図２０は、従来のさらに他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。

また、別の手法として、図２０（ａ）に示すように、バッテリと制御装置間の電力線に遮断器や、半導体スイッチなどのスイッチＳＷ４を取り付け、満充電状態のときは、バッテリを回生電流が流れる経路から切り離してしまうことも可能であるが、図２０（ｂ）に示すように、時刻ｔ３１には、バッテリ電流ＩＢは０となるため、バッテリＥは過電圧から保護され、バッテリ電圧ＶＢは一定となるものの、スイッチング素子などの耐圧を上げる必要があり、コストアップや内部抵抗の増加につながる。また、ブリッジ回路６Ａ側を含む制御回路側の電圧ＶＰは、時刻ｔ３２に至り、モータ１０の回転が停止するまでは、上昇し続けることとなるので、ブリッジ回路６Ａ側を含む制御回路側のスイッチング素子などの耐圧を上げる必要があり、コストアップや内部抵抗の増加につながる。

図２１は、従来のさらに他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。
これを解決するために、図２１（ａ）に示すように電源間に抵抗ＲとスイッチとしてのトランジスタＴｒを取り付け、電源ラインの電圧が上昇した際にスイッチとしてのトランジスタＴｒをオンさせ、抵抗Ｒに回生電力を流し込んで消費させて、電圧上昇を抑制する手法がある。
しかし、回生電力を消費できるだけの値を有する抵抗Ｒを装置内に組み込むことによるサイズの増加や、発熱による影響が生じることが考えられる。

例えば、特許文献１では、電気車の発明において、抵抗で回生電力を消費させる手法を用いながら、架線の電圧に応じてスイッチングの頻度（例えば、オンデューティ）を変更する手法を用いているが、回生電力を消費できるだけの容量を持つ抵抗を装置内に組み込むことによるサイズアップや発熱による影響が生じるという問題点が生じる。
そこで、本発明の目的は、部品の追加を招くことなく、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制することが可能な過電圧抑制装置および過電圧抑制装置を有するモータ駆動装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の第１態様は、モータにより生成された電力をバッテリに回生するモータ駆動装置における過電圧を抑制する過電圧抑制装置において、回生電圧を検出する検出器と、検出した前記回生電圧と、前記バッテリの電圧しきい値と、を比較し、前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、前記モータを力行方向に対して逆方向に駆動する駆動制御回路と、を備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、検出器は、回生電圧を検出する。
これにより、駆動制御回路は、検出した回生電圧と、バッテリの電圧しきい値と、を比較し、回生電圧が電圧しきい値を超えた場合に、モータを力行方向に対して逆方向に駆動する。
したがって、回生電圧が電圧しきい値を超えた場合には、回生電圧は、力行方向に対して逆方向に駆動するために用いられ、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できる。

本発明の第２態様は、第１態様において、前記モータ及び前記バッテリは、車両に搭載された動力用のモータ及びバッテリであり、前記モータの電力を前記バッテリに回生することにより電力回生ブレーキとして機能させることを特徴とする。
上記構成によれば、モータの電力を前記バッテリに回生することにより電力回生ブレーキとして機能させ、電力を有効に活用できるとともに、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制でき、バッテリあるいは制御装置の負担を低減し、信頼性を向上させることができる。

本発明の第３態様は、第１態様または第２態様において、前記バッテリの電圧しきい値は、当該バッテリの過充電を防止する過充電防止判別値として設定されている、ことを特徴とする。
上記構成によれば、回生電圧が、バッテリの過充電を防止する過充電防止判別値を越えた場合には、回生電圧は、力行方向に対して逆方向に駆動するために用いられ、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できる。

本発明の第４態様は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置において、モータに電力を供給するバッテリと、回生電圧を検出する検出器と、検出した前記回生電圧と、前記車載バッテリの電圧しきい値と、を比較し、前記回生電圧が前記電圧しきい値未満である場合に、モータにより生成された電力をバッテリに回生し、前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、前記モータを力行方向に対して逆方向に駆動する駆動制御回路と、を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、モータにバッテリにより電力を供給して駆動するに際し、検出器は、回生電圧を検出する。

これにより、駆動制御回路は、検出した回生電圧と、バッテリの電圧しきい値と、を比較し、前記回生電圧が前記電圧しきい値未満である場合に、モータにより生成された電力をバッテリに回生し、前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、モータを力行方向に対して逆方向に駆動する。
したがって、回生電圧が電圧しきい値未満である場合には、バッテリが回生電力により充電されるとともに、回生電圧が電圧しきい値を超えた場合には、回生電圧は、力行方向に対して逆方向に駆動するために用いられ、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できる。

本発明によれば、部品の追加を招くことなく、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できるという効果を奏する。

本実施形態に係るモータ駆動システムの動作原理説明図である。 実施形態に係るモータ駆動システムの構成を模式的に示す図である。 本実施形態に係るモータを示す構成図である。 ロータの構成を示す平面図である。 ステータの構成を示す平面図である。 駆動回路の構成を磁気検出回路と共に示す図である。 他の駆動回路の構成を磁気検出回路と共に示す図である。 モータ駆動システムのモータ制御系を示すブロック図である。 実施形態の力行時（モータ駆動時）の電圧波形である。 実施形態の回生時の電圧波形である。 実施形態の過電圧抑制時（逆転時）の電圧波形である。 実施形態の過電圧抑制時（逆転時）の電流波形である。 バッテリ電流及びバッテリ電圧の変化状態説明図である。 動作概略説明図である。 動作制御マップの説明図である。 変形例のモータ制御系を示すブロック図である。 他の変形例のモータ制御系を示すブロック図である。 従来のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。 従来の他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。 従来のさらに他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。 従来のさらに他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について、電気車両に用いられる電動機がＤＣブラシレスモータの場合を例に説明する。なお、以下の説明では、ＤＣブラシレスモータを単にモータと称する。
図１は、本実施形態に係るモータ駆動システムの動作原理説明図である。
図１に示すように、モータ駆動システム１は、車載バッテリ等の直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの電力で駆動される、車両駆動の動力源としてのモータ１０と、モータ１０の駆動を制御する制御装置２とを備えている。
制御装置２は、モータ１０の回転速度の指令値である指令速度に基づいてモータ駆動電流の波形を制御する駆動回路４と、この駆動回路４の制御の下、直流電源Ｅの直流電流を交流のモータ駆動電流に変換しモータ１０に出力するインバータ回路６とを備えている。

駆動回路４は、バッテリＥを流れる電流を検出するバッテリ電流検出回路４Ａと、バッテリＥの端子電圧を検出するバッテリ電圧検出回路４Ｂと、インバータ回路６の電圧を検出するインバータ電圧検出回路４Ｃと、を備えている。
インバータ回路６は、６個のスイッチングトランジスタをブリッジ接続したブリッジ回路６Ａと平滑コンデンサ６Ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータである。

より詳細には、インバータ回路６のブリッジ回路６Ａは、各相毎に対をなす高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬをブリッジ接続している。そして、各トランジスタ６ＵＨ、６ＵＬ、６ＶＨ、６ＶＬ、６ＷＨ、６ＷＬは、駆動回路４からのＰＷＭ駆動信号ＵＰ、ＳＵＬ、ＳＶＨ、ＳＶＬ、ＳＷＨ、ＳＷＬによりオン／オフされる。各トランジスタ６ＵＨ、６ＵＬ、６ＶＨ、６ＶＬ、６ＷＨ、６ＷＬとしては、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチングトランジスタ（スイッチング素子）を用いることが可能である。

ここで、高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨは、高電位側に接続されてハイサイドアームを構成し、低電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＬ、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ及び低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬは、低電位側に接続されローサイドアームを構成している。

さらに、高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれフリーホイールダイオード７ＵＨ，７ＵＬ，７ＶＨ，７ＶＬ，７ＷＨ，７ＷＬが接続されている。
上記構成において、モータ１０の駆動時には、バッテリ電圧検出回路４Ｂの検出電圧は、規定電圧範囲内であり、インバータ電圧検出回路４Ｃの検出電圧もモータ１０を駆動するための規定電圧範囲内であるため、モータ１０は、通常通り回転駆動される。

一方、モータ１０を減速する際には、モータ１０には、回生電力が発生し、この回生電力は、例えば、フリーホイールダイオード７ＷＬを通り、モータ１０内を流れ、フリーホイールダイオード７ＵＨを通って、バッテリＥに流れ込むこととなる。
このとき、バッテリ電圧検出回路４Ｂの検出電圧が規定電圧範囲内、かつ、当該時点におけるバッテリＥの電圧以上であれば、バッテリＥは、充電がなされることとなる。
そして、バッテリ電圧検出回路４Ｂの検出電圧が、規定電圧を超えた場合には、モータ１０は、通常とは逆方向に回転駆動され、回生電力はモータ１０により消費され、バッテリＥの電圧あるいは制御装置２の電圧が上昇することはない。
したがって、部品の追加を招くことなく、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できる。

図２は、実施形態に係るモータ駆動システムの構成を模式的に示す図である。
図２において、図１と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
図２に示すように、モータ駆動システム１は、車載バッテリ等の直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの電力で駆動される、車両駆動の動力源としてのモータ１０と、モータ１０の駆動を制御する制御装置２とを備えている。制御装置２は、モータ１０の回転速度の指令値である指令速度に基づいてモータ駆動電流の波形を制御する駆動回路４と、この駆動回路４の制御の下、直流電源Ｅの直流電流を交流のモータ駆動電流に変換しモータ１０に出力するインバータ回路６とを備えている。インバータ回路６は、高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬを組み合わせた回路であり、高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬは、駆動回路４からのＰＷＭ駆動信号によりオン／オフされる。また指令速度は、車両側のコンピュータによって生成され制御装置２の駆動回路４に入力される。

図３は、本実施形態に係るモータを示す構成図である。
モータ１０は、図３に示すように、ロータ１２と、ステータ１４とを有するインナーロータ型のモータ１０である。
ロータ１２は、円筒状の筐体１６と、該筐体１６の中心に軸方向に延びるロータ軸１８とを有する。図３に示すように、筐体１６の内部には、該筐体１６の内壁に沿って永久磁石２０が配置され、例えば８極（４極対）のモータ１０として構成されている。
図４は、ロータの構成を示す平面図である。
ロータ１２のうち、ステータ１４に対向する部分に検出磁石２２が設置されている。永久磁石２０はロータ１２を回転させるために設置され、検出磁石２２はロータ１２の速度検出のために設置されている。

また、検出磁石２２は、モータ１０の磁極位置に対応するようにＮ極及びＳ極を交互に配列して着磁されている。したがって、検出磁石２２は、Ｎ極とＳ極との境界について、８つの境界（第１境界２４ａ〜第８境界２４ｈ）を有する。

図５は、ステータの構成を示す平面図である。
一方、ステータ１４は、図５に示すように、１２個のスロット（第１スロット２６ａ〜第１２スロット２６ｌ）が円周に沿って等間隔に、かつ、例えば時計回りに第１スロット２６ａ、第２スロット２６ｂ、第３スロット２６ｃ・・・という順番で配列されている。このうち、第１スロット２６ａ、第４スロット２６ｄ、第７スロット２６ｇ及び第１０スロット２６ｊには第１相巻線が巻回され、第２スロット２６ｂ、第５スロット２６ｅ、第８スロット２６ｈ及び第１１スロット２６ｋには第２相巻線が巻回され、第３スロット２６ｃ、第６スロット２６ｆ、第９スロット２６ｉ及び第１２スロット２６ｌには第３相巻線が巻回されている。図４中においては、第１相巻線を［１］で示し、第２相巻線を［２］で示し、第３相巻線を［３］で示している。

また、ステータ１４は、その中央に、ロータ軸１８の端部が挿入される穴部２８が設けられ、該穴部２８の周囲に該穴部２８を囲むように例えば平面コ字状の取付板３０が設置されている。また、穴部２８の周囲には、第１相巻線のための第１結線端子部３２ａ、第２相巻線のための第２結線端子部３２ｂ及び第３相巻線のための第３結線端子部３２ｃが設けられている。

取付板３０のうち、ロータ１２の検出磁石２２に対向する面（例えば上面）には、６つの磁気センサ（第１磁気センサ３４ａ〜第６磁気センサ３４ｆ）が配置されている。
具体的には、穴部２８の中心位置を通り、かつ、第５スロット２６ｅと第１１スロット２６ｋの各中心を通る基準線ｍを考えたとき、取付板３０の上面のうち、基準線ｍ上であって、かつ、第５スロット２６ｅ側の位置に第１磁気センサ３４ａが設置され、この第１磁気センサ３４ａから穴部２８の円周に沿って例えば時計方向に３０°離間した位置に第２磁気センサ３４ｂが設置され、この第２磁気センサ３４ｂから穴部２８の円周に沿って３０°離間した位置に第３磁気センサ３４ｃが設置されている。
同様に、取付板３０の上面のうち、基準線ｍ上であって、かつ、第１１スロット２６ｋ側の位置に第４磁気センサ３４ｄが設置され、この第４磁気センサ３４ｄから穴部２８の円周に沿って例えば反時計方向に３０°離間した位置に第５磁気センサ３４ｅが設置され、この第５磁気センサ３４ｅから穴部２８の円周に沿って３０°離間した位置に第６磁気センサ３４ｆが設置されている。
なお、上述した磁気センサの数および位置については、スロット数によって適宜変更されるものである。例えば、スロット数をＳＬとした場合には、磁気センサは、
３６０°／Ｓ［°］
毎に取り付ける必要がある。さらに、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に磁極位置を検出する磁気センサを配置する場合には、磁極数をＮＭとすると、次式が成り立つように構成するのが好ましい。
（３６０°／ＳＬ）×２＞３６０°／ＮＭ＞３６０°／ＳＬ
これは、位置検出信号の切り替わりを明確に判別させるためである。

第１磁気センサ３４ａ〜第６磁気センサ３４ｆのうち、第１磁気センサ３４ａ〜第３磁気センサ３４ｃは、ロータ１２の正転速度を検出するためのものであり、第１磁気センサ３４ａが第１相に対応し、第２磁気センサ３４ｂが第２相に対応し、第３磁気センサ３４ｃが第３相に対応する。したがって、上述の配列を言い換えれば、第１磁気センサ３４ａ６３〜第３磁気センサ３４ｃは、ロータ１２の正転方向に沿って第１磁気センサ３４ａ、第２磁気センサ３４ｂ、第３磁気センサ３４ｃの順番で配列され、かつ、ロータ１２の正転方向に沿ってそれぞれ３０°離間して配置された形となっている。

同様に、第４磁気センサ３４ｄ〜第６磁気センサ３４ｆは、ロータ１２の逆転速度を検出するためのものであり、第４磁気センサ３４ｄが第１相に対応し、第５磁気センサ３４ｅが第３相に対応し、第６磁気センサ３４ｆが第２相に対応する。したがって、上述の配列を言い換えれば、第４磁気センサ３４ｄ〜第６磁気センサ３４ｆは、ロータ１２の逆転方向に沿って第４磁気センサ３４ｄ、第５磁気センサ３４ｅ、第６磁気センサ３４ｆの順番で配列され、かつ、ロータ１２の逆転方向に沿ってそれぞれ３０°離間して配置された形となっている。

また、第１磁気センサ３４ａ〜第６磁気センサ３４ｆは、それぞれホールＩＣにて構成されている。ホールＩＣは、ホール素子と論理回路とをＩＣ化した磁気センサで、ロータ１２の検出磁石２２の磁極（Ｎ極又はＳ極）と、その磁極の強さを、ホール素子の電磁現象により検出する。したがって、ロータ１２が回転すると、ホール素子から磁束密度に比例したアナログ電圧信号が出力される。論理回路は、ホール素子からのアナログ電圧信号を整形して磁界の極性に対応したデジタル波形、例えばＮ極のとき高レベル、Ｓ極のとき低レベルのデジタル波形として出力する。本実施の形態では、例えば出力トランジスタを有するオープンコレクタ出力方式のホールＩＣを使用している。

これら第１磁気センサ３４ａ〜第６磁気センサ３４ｆを備えて、図１に示すように、モータ１０の磁極位置を検出する磁気検出回路５２が構成されている。この磁気検出回路５２は、図１及び図６（後述）に示すように、前進方向におけるロータ位置を検出する第１磁気センサ３４ａ〜第３磁気センサ３４ｃを含み３相の第１デジタル波形を出力する第１磁気センサ部６４ａと、後進方向におけるロータ位置を検出する第４磁気センサ３４ｄ〜第６磁気センサ３４ｆを含み３相の第２デジタル波形を出力する第２磁気センサ部６４ｂとを有する。これら第１及び第２デジタル波形が磁極位置検出信号として駆動回路４に入力される。ここで、第１磁気センサ３４ａ〜第３磁気センサ３４ｃ及び第４磁気センサ３４ｄ〜第６磁気センサ３４ｆは、ホールＩＣにより構成されている。
駆動回路４は、図１に示すように、磁極位置検出信号処理回路５４と、パルス生成回路５６と、ＣＰＵ５８とを有する。ＣＰＵ５８は、ソフトウェアにより少なくともロータ位置検出手段６０及びロータ速度検出手段６２として動作するようになっている。
以上の説明では、ロータ位置を検出するためにホールＩＣを用いていたが、回転位置を検出することが可能であれば、ロータリーエンコーダ等のエンコーダを用いたり、ロータのシャフトにコイルを設けたレゾルバを用いたり、ロータのシャフトに形成した歯車の歯の位置を読み取る方法など様々な手法が可能である。

図６は、駆動回路の構成を磁気検出回路と共に示す図である。
なお、図６において、インバータ回路６に入力する信号生成のための構成については図示を省略している。
磁極位置検出信号処理回路５４は、図６に示すように、磁気検出回路５２からのデジタル波形、すなわち、前進方向におけるロータ位置を検出する第１磁気センサ部６４ａからの３相の第１デジタル波形及び後進方向におけるロータ位置を検出する第２磁気センサ部６４ｂからの３相の第２デジタル波形を安定化させるプルアップ抵抗６６と、高周波成分（ノイズ）を抑圧するノイズフィルタ６８（ローパスフィルタ）と、シュミットトリガ機能を有し、かつ、ノイズフィルタ６８でなまった波形をパルス波形に整形する波形整形回路７０と、ＣＰＵ５８からのロータ１２の正転又は逆転を示す制御信号Ｓｃに基づいて、３相の第１デジタル波形又は３相の第２デジタル波形を切り替え選択し、３相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ（第１相〜第３相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ１〜Ｓａ３）として出力する選択回路７２と、を備えている。

パルス生成回路５６は、選択回路７２からの３相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ１〜Ｓａ３の各立ち上がり及び各立ち下がりがそれぞれ反映された一連のパルス信号であるロータ速度検出パルス信号Ｓｂを生成する回路である。すなわち、パルス生成回路５６は、選択回路７２からの３相のロータ位置検出パルス信号Ｓａのうち、第１相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ１と第２相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ２との排他的論理和を出力する第１論理回路７４と、第３相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ３と第１論理回路７４の出力との排他的論理和をロータ速度検出パルス信号Ｓｂとして出力する第２論理回路７６と、を備えている。

ＣＰＵ５８において動作するロータ位置検出手段６０は、選択回路７２からの３相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ１〜Ｓａ３に基づいてロータ１２の回転位置を検出し、ＣＰＵ５８で動作するロータ速度検出手段６２は、パルス生成回路５６からのロータ速度検出パルス信号Ｓｂに基づいてロータ１２の回転速度（正転速度又は逆転速度）を検出する。 この場合において、ＣＰＵ５８は、生成された速度指令値あるいは外部からの速度指令値が示す回転速度となるように、検出した回転速度に基づいてモータ１０の回転駆動を制御する。この駆動制御のための構成については後述する。
ここで、例えばロータ１２の正転時のロータ位置及び正転速度のみを検出する場合は、ロータ１２の逆転に関する第２磁気センサ部６４ｂ（第４磁気センサ３４ｄ〜第６磁気センサ３４ｆ）を省略し、また、これに応じて、プルアップ抵抗６６の構成要素、ノイズフィルタ６８の構成要素、波形整形回路７０の構成要素をそれぞれ一部省略し、さらに、選択回路７２を省略することができる。

図７は、他の駆動回路の構成を磁気検出回路と共に示す図である。
具体的には、図７に示すように、磁気検出回路５２は、前進方向におけるロータ位置を検出する第１磁気センサ３４ａ〜第３磁気センサ３４ｃを含み３相のデジタル波形を出力する磁気センサ部６４ｃを備えている。ここで、第１磁気センサ３４ａ〜第３磁気センサ３４ｃは、ホールＩＣにより構成されている。
また、磁極位置検出信号処理回路５４は、磁気検出回路５２からのデジタル波形、すなわち、磁気センサ部６４ｃからの３相のデジタル波形を安定化させるプルアップ抵抗６６Ａと、高周波成分（ノイズ）を抑圧するノイズフィルタ６８Ａ（ローパスフィルタ）と、シュミットトリガ機能を有し、かつ、ノイズフィルタ６８でなまった波形をパルス波形を有する３相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ１〜Ｓａ３に整形する波形整形回路７０Ａと、を備えている。
パルス生成回路５６は、波形整形回路７０Ａからの３相のロータ位置検出パルス信号Ｓａ１〜Ｓａ３の各立ち上がり及び各立ち下がりがそれぞれ反映された一連のパルス信号であるロータ速度検出パルス信号Ｓｂを生成する。

次いで、モータ１０の制御系について説明する。
図８は、モータ駆動システムのモータ制御系を示すブロック図である。
このモータ制御系１００は、車両に搭載されたコンピュータから指令速度ω_ｒｍ ^＊が制御装置２に入力され、当該指令速度ω_ｒｍ ^＊でモータ１０を駆動するようにフィードバック制御する。
すなわち、図８に示すように、モータ制御系１００は、大別すると、速度制御部として機能する速度制御器９０、デューティマップ９１、進角マップ９２及び通電角延長マップ９５とを備え、駆動信号生成部として機能する波形生成器９３及び電圧型ＰＷＭインバータ９６と、を備え、位置・速度検出部としてとして上述したロータ位置検出手段６０と、ロータ速度検出手段６２と、を備えている。
上述した速度制御部、駆動信号生成部及び位置・速度検出部としての機能は、駆動回路４が備えるＣＰＵ５８によって実現されている。

速度制御部として機能するＣＰＵ５８は、車両が備えるコンピュータから入力された指令速度ω_ｒｍ ^＊と、位置・速度検出部で検出した回転速度ω_ｒｍとから電圧指令値を算出し、駆動信号生成部８６に出力する。さらに詳述すると、速度制御部８４は、指令速度ω_ｒｍ ^＊と、回転速度ω_ｒｍとからトルク指令値を算出する速度制御器９０と、トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊で検索可能なデューティ（Ｄｕｔｙ）マップ９１、進角マップ９２及び通電角延長マップ９５とを備えている。

速度制御器９０は、比例（Ｐ）制御器、及び積分（Ｉ）制御器を有し、指令速度ω_ｒｍ ^＊と回転速度ω_ｒｍとの偏差に基づいて、ＰＩ制御（比例・積分制御）により誤差を補償してトルク指令値を算出する。
デューティマップ９１は、指令速度ω_ｒｍ ^＊、後述するＰＷＭ駆動信号のデューティ、及びトルクの関係を予め規定したマップである。トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊でデューティマップ９１を検索することで、当該トルク指令値のトルクが得られるデューティが決定される。

進角マップ９２は、指令速度ω_ｒｍ ^＊、進角、及びトルクの関係を予め規定したマップである。すなわち、トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊で進角マップ９２を検索することで、当該トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊に対して最適な進角が得られる。
通電角延長マップ９５は、指令速度ω_ｒｍ ^＊及びモータ１０における基準となる通電角、通電角延長量及びトルクの関係を予め規定したマップである。すなわち、トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊で通電角延長マップ９５を検索することで、当該トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊に対して最適な通電角が得られる。
そして、これらデューティ、進角及び通電角の指示値を含んだ電圧指令値が駆動信号生成部の波形生成器９３に入力される。

これにより、波形生成器９３は、後述する位置・速度検出部からロータ１２の磁極位置θ_ｒｅが入力されるとともに、速度制御部から上記電圧指令値が入力され、磁極位置θ_ｒｅ及び電圧指令値に基づいて、正弦波変調信号Ｖｕａ^＊、Ｖｖａ^＊、Ｖｗａ^＊を生成して電圧型ＰＷＭインバータ９６に出力する。

電圧型ＰＷＭインバータ９６は、正弦波変調信号Ｖｕａ^＊、Ｖｖａ^＊、Ｖｗａ^＊に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成する。具体的には、電圧型ＰＷＭインバータ９６は、三角波比較非同期式によりＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａを生成し、インバータ回路６に出力する。
位置・速度検出部として機能するＣＰＵ５８は、上述したロータ位置検出手段６０、及びロータ速度検出手段６２を含んで構成され、ロータ１２の位置（すなわち磁極位置）θ_ｒｅ、及びロータ１２の回転速度ω_ｒｍを検出し、回転速度ω_ｒｍを速度制御部８４に出力するとともに、磁極位置θ_ｒｅを波形生成器９３に出力する。

次に実施形態の動作について説明する。
図９は、実施形態の力行時（モータ駆動時）の電圧波形である。
モータ１０を力行方向（駆動方向、車両を進行させるための方向）に回転させる場合には、例えば、１２０度通電方式の場合には、図９に示すように、ＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａにより高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨを１２０度ずつ位相をずらして、ホールＩＣである第１磁気センサ３４ａ〜第３磁気センサ３４ｃの出力がオンである期間にオン期間が位置するように、駆動回路４からのＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、ＶｗａによりＰＷＭ駆動を行ってオン／オフするとともに、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬを１２０度ずつ位相をずらして駆動回路４からのＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、ＶｗａによりＰＷＭ駆動を行い、所定期間オンして、対応する高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨからの電流を流して、モータ１０を駆動した後、オフすることとなる。
これらの動作を繰り返す結果、モータ１０は、力行方向（進行方向）に駆動されることとなる。

図１０は、実施形態の回生時の電圧波形である。
車両のアクセルをオフにした場合には、モータ１０は、フリー状態になり、回生電力が生成される。
すなわち、モータ１０の誘起電圧がバッテリＥの電圧と、フリーホイールダイオード７ＵＨ、７ＵＬ、７ＶＨ、７ＶＬ、７ＷＨ、７ＷＬの順方向電圧と、を加算した電圧よりも高くなった場合には、モータ１０に発生した誘起電圧は、対応するいずれかのフリーホイールダイオード７ＵＨ、７ＵＬ、７ＶＨ、７ＶＬ、７ＷＨ、７ＷＬを介してバッテリＥに回生される。

この場合において、モータ１０の回転数が減少することで誘起電圧が下がり、回生電力が減少するため、図１０に示すように、ＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａにより高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨをオフ状態とし、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬを、駆動回路４からのＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、ＶｗａによりＰＷＭ駆動を行い、オン／オフして、各相の回生電流をバッテリＥに流すこととなる。

ところで、回生トルクは、モータ１０が停止に近づくにつれて増大するため、回生電圧によりバッテリＥ及び駆動回路４内の電圧が上昇することとなる。
そこで、本実施形態においては、回生電圧（インバータ電圧）がバッテリＥの過電圧判定用しきい値の電圧を超えた場合に、モータ１０の力行側に対して、逆方向（後進方向、逆転方向）にモータ１０を駆動するＰＷＭ駆動信号を出力することにより逆トルクを発生させることにより、回生電力をモータ１０により消費させて、バッテリＥ及び駆動回路４内の電圧上昇を抑制している。

図１１は、実施形態の過電圧抑制時（逆転時）の電圧波形である。
具体的には、ＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａにより高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨを１２０度ずつ位相をずらして、ホールＩＣである第４磁気センサ３４ｄ〜第６磁気センサ３４ｆの出力がオフである期間にオン期間が位置するように、駆動回路４からのＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、ＶｗａによりＰＷＭ駆動を行ってオン／オフするとともに、低電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＬ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬ、低電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＬを１２０度ずつ位相をずらして、駆動回路４からのＰＷＭ駆動信号Ｖｕａ、Ｖｖａ、ＶｗａによりＰＷＭ駆動を行い、所定期間オンして、対応する高電位側Ｕ相トランジスタ６ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ６ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ６ＷＨからの電流を流して、モータ１０を駆動した後、オフすることとなる。
これらの動作を繰り返す結果、モータ１０は、逆転方向（後進方向）に駆動されることとなる。

図１２は、実施形態の過電圧抑制時（逆転時）の電流波形である。
これにより、逆転時の電流波形は、図１２に示すようなものとなり、モータ１０は、図１０に示した回生動作から、逆転動作モードに移行し、指示した逆トルクを出力可能となる状態に相当する電流が流れることとなる。

図１３は、バッテリ電流及びバッテリ電圧の変化状態説明図である。
この結果、図１３（ａ）の中央部右寄り部分あるいは図１３（ｂ）にその拡大図を示すように、モータ１０の逆転時には、モータ１０により電力が消費されるため、回生時に増加したバッテリ電流ＢＣは減少し、バッテリ電圧ＢＶは、ほぼ一定値を保つようになり、過電圧が抑制されているのが分かる。

図１４は、動作概略説明図である。
図１４に示すように、力行時に相当する時刻ｔ０１までは、モータ１０の回転数ＲＭは、一定である。このとき、モータ１０を駆動するためにバッテリＥの電流ＩＢおよびバッテリＥの電圧ＶＢもほぼ一定となっている（正側：電源として動作）。
そして、時刻ｔ０１においてアクセルオフにしたとすると、徐々にモータの回転数ＲＭは減少し、これにともない、モータ１０は、回生動作となり、回生電流の増加に伴って、バッテリＥの電流ＩＢも徐々に増加することとなっている（負側：充電動作）。

この充電動作により、バッテリＥの電圧ＶＢは、徐々に増加することとなり、時刻ｔ０２に至って、バッテリＥの電圧ＶＢがバッテリＥの過電圧判定用しきい値ＶＲＥＦに至ると、モータ１０は、逆転動作モードに移行し、指示した逆トルクを出力可能となる状態に相当する電流ＩＢを流すこととなる。これにより、モータ１０の回転数ＲＭはさらに低下して時刻ｔ０３において、回転を停止することとなる。
これにより、逆転動作モードを終了し、停止状態となる。

以上は、前進状態でモータ１０を停止させる場合のものであったが、同様に後進状態でモータ１０を停止させることも可能である。
すなわち、後進状態でアクセルをオフにした場合には、逆転動作モードに移行して、モータ１０を、逆転方向（前進方向）に駆動されて、同様の動作を行うこととなる。

図１５は、動作制御マップの説明図である。
図１５に示すように、前進方向及び後進方向の双方において、逆転動作モードに移行させる領域（図１５中、逆転領域として示す）が存在するので、指令速度ω_ｒｍ ^＊及びトルクに基づいて、ＣＰＵ５８が、力行動作モード（力行領域）、回生動作モード（回生領域）あるいは逆転動作モード（逆転領域）のいずれかの動作モードで制御を行うことで、回生電力を吸収する負荷が少ない場合であっても（例えば、ワイパー、ヘッドライトなどの車両装置、エアコン、オーディオ装置などの車載機器の消費電力が小さい状態や、バッテリＥが満充電に近い状態など）、回生電力をバッテリＥに戻すことが無いため、バッテリの発熱を抑制することが可能となる。また、遮断による制御に比較して、モータ１０のトルク抜けが発生せず、遮断器を設けることによるコストアップという問題が生じることもないう。
すなわち、本実施形態によれば、部品の追加をしないでも、バッテリＥの電圧情報を抑制でき、駆動回路４等の装置内の電圧情報を抑制することが可能となり、信頼性の高い装置を提供することが可能となる。

次に実施形態の変形例について説明する。
図１６は、変形例のモータ制御系を示すブロック図である。図１６において、図８と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
この変形例のモータ制御系１００Ａは、車両に搭載されたコンピュータから指令速度ω_ｒｍ ^＊が制御装置２に入力され、当該指令速度ω_ｒｍ ^＊でモータ１０を駆動するようにフィードバック制御する。すなわち、図１０に示すように、モータ制御系１００Ａは、大別すると、位置・速度検出部８２と、速度制御部８４と、駆動信号生成部８６と、角度補間部８８とを備え、これらは、上記駆動回路４が備えるＣＰＵ５８によって実現されている。
位置・速度検出部８２は、ロータ１２の位置（すなわち磁極位置）θ_ｒｅ、及びロータ１２の回転速度ω_ｒｍを検出し、回転速度ω_ｒｍを速度制御部８４に出力するとともに、磁極位置θ_ｒｅを角度補間部８８に出力するものであり、上述したロータ位置検出手段６０、及びロータ速度検出手段６２を含んで構成される。

速度制御部８４は、車両が備えるコンピュータから入力された指令速度ω_ｒｍ ^＊と、位置・速度検出部８２で検出した回転速度ω_ｒｍとから電圧指令値を算出し、駆動信号生成部８６に出力する。さらに詳述すると、速度制御部８４は、指令速度ω_ｒｍ ^＊と、回転速度ω_ｒｍとからトルク指令値を算出する速度制御器９０と、トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊で検索可能なデューティ（Ｄｕｔｙ）マップ９１及び進角マップ９２とを備えている。
速度制御器９０は、比例（Ｐ）制御器、及び積分（Ｉ）制御器を有し、指令速度ω_ｒｍ ^＊と回転速度ω_ｒｍとの偏差に基づいて、ＰＩ制御により誤差を補償してトルク指令値を算出する。デューティマップ９１は、指令速度ω_ｒｍ ^＊、後述するＰＷＭ駆動信号のデューティ、及びトルクの関係を予め規定したマップである。トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊でデューティマップ９１を検索することで、当該トルク指令値のトルクが得られるデューティが決定される。進角マップ９２は、指令速度ω_ｒｍ ^＊、進角、及びトルクの関係を予め規定したマップである。すなわち、トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊で進角マップ９２を検索することで、当該トルク指令値及び指令速度ω_ｒｍ ^＊に対して最適な進角が得られる。
そして、これら進角及びデューティの指示値を含んだ電圧指令値が駆動信号生成部８６に入力される。

駆動信号生成部８６は、波形生成器９３と、ＰＷＭ駆動信号生成部９４とを備えている。波形生成器９３は、後述する角度補間部８８からロータ１２の磁極位置θ_ｒｅに基づくＵ相、Ｖ相、及びＷ相の各相の正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅが入力されるとともに、速度制御部８４から上記電圧指令値が入力され、各相の正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅの信号振幅を電圧指令値によって調整し、それぞれを正弦波変調信号Ｖｕａ^＊、Ｖｖａ^＊、Ｖｗａ^＊としてＰＷＭ駆動信号生成部９４に出力する。ＰＷＭ駆動信号生成部９４は、各正弦波変調信号Ｖｕａ^＊、Ｖｖａ^＊、Ｖｗａ^＊に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成する。具体的には、ＰＷＭ駆動信号生成部９４は、三角波比較非同期式によりＰＷＭ駆動信号を生成しており、各正弦波変調信号Ｖｕａ^＊、Ｖｖａ^＊、Ｖｗａ^＊と、搬送波である三角波との電圧値を比較してＰＷＭ駆動信号を生成し、インバータ回路６に出力する。

角度補間部８８は、位置・速度検出部８２が出力するロータ１２の磁極位置θ_ｒｅに基づいて正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅを生成し、駆動信号生成部８６に出力するものであり、磁極位置補間器９７と、三角関数演算器９８とを備えている。正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅは、前掲図７（Ｃ）に示すように、ロータ位置検出パルス信号Ｓａに同期した正弦波の信号である。本実施形態では、ロータ速度検出パルス信号Ｓｂのパルス周期がロータ位置検出パルス信号Ｓａのパルス周期Ｔａの１／３であるため、電気角６０度ごとにロータ速度検出パルス信号Ｓｂが出力されて磁極位置補間器９７に入力される。磁極位置補間器９７は、ロータ速度検出パルス信号Ｓｂが入力されるごとに、そのときの磁極位置θ_ｒｅ（＝電気角θ_ｒｅ）を三角関数演算器９８に出力する。三角関数演算器９８は、磁極位置θ_ｒｅ（＝電気角θ_ｒｅ）が入力されるごとに、磁極位置θ_ｒｅの正弦値（ｓｉｎθ_ｒｅ）を算出し、正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅとして波形生成器９３に出力する。

ここで、三角関数演算器９８は、磁極位置θ_ｒｅが入力されるごとに正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅの値を更新することから、いわゆる階段状に値が変化する信号波形を出力する。したがって、電気角６０度ごとに正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅを出力する構成においては、正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅは、正弦波からのズレが大きな荒い信号Ｓｊとなる。特に、モータ１０の回転速度ω_ｒｍが遅いときには、ロータ速度検出パルス信号Ｓｂの出力周期Ｔｃが長くなることから、正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅは、実際には、階段状の荒い信号Ｓｊを時間軸上で引き延ばした波形となり、正弦波からのズレが顕著なものとなる。

そこで本変形例では、磁極位置補間器９７がロータ速度検出パルス信号Ｓｂの入力時に加え、次のロータ速度検出パルス信号Ｓｂが入力されるまでの間、一定時間間隔ごとに磁極位置θ_ｒｅを補間して三角関数演算器９８に出力し、これにより正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅの解像度を高めることとしている。
正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅの解像度について詳述すると、ＰＷＭ制御信号の生成の搬送波に用いる三角波の基本周期をｆｃ、速度制御部８４から入力される電圧指令値の周波数である指令電圧周波数をｆｌとすると、三角波比較非同期式のＰＷＭ制御によりモータ１０を駆動する揚合、ＰＷＭ駆動信号として生成する正弦波変調信号Ｖｕａ^＊、Ｖｖａ^＊、Ｖｗａ^＊に対し十分な速度で指令しないと波形が崩れるため、ｆｃ／ｆｌ≧Ｎ（＝９）とすることで波形品質を維持するようにしている（ここでＮ＝９というのは、基本周期ｆｃに実用的な周波数が得られる値として値実験や経験値などから求められたものである。）。

したがって、モータ１０の設定最高回転数がＸ［ｒｐｍ］である場合、指令電圧周波数ｆｌ＝Ｘ／６０×（極数／２）［Ｈｚ］と求められることから、搬送波の基本周期（キャリア周波数）ｆｃ＝Ｙ［ｋＨｚ］は、ｆｃ／ｆｌ≧Ｎ（＝９）の関係を満たすように設定される。
本変形例では、図１６に示すように、設定最高回転数Ｘが３５００［ｒｐｍ］の場合、元の角度分解能が６０角度分解能を５１２／３６０［／ｄｅｇ］とすることで、歪のない正弦波信号ｓｉｎθ_ｒｅを出力することとしている。
したがって、本変形例によれば、実施形態の効果に加えて、よりなめらかにモータ１０を駆動することができ、スムーズな加速、減速が行え、回生ブレーキもなめらかに駆動されることとなる。

図１７は、他の変形例のモータ制御系を示すブロック図である。図１７においても、図８と同様の部分には、同一の符号を付し、その詳細な説明を援用するものとする。
上述した実施形態では、モータ制御系１００として、指令速度ω_ｒｍ ^＊によるモータ駆動制御を例示したが、これに限らない。すなわち、図１７に示すように、指令トルクＴ^＊に基づいてモータ１０を駆動するモータ制御系１００Ｂとしても良い。

図１７において、指令トルクＴ^＊は、モータ１０の回転速度ω_ｒｍ、及びスロットル開度と、目標とするトルク指令値との関係を規定したトルクマップにしたがって決定される。すなわち、車両が備えるコンピュータ等には、位置・速度検出部８２からモータ１０の回転速度ω_ｒｍが入力されるとともに、スロットル開度が入力され、当該コンピュータ等が上記トルクマップに基づいてトルク指令値を決定し、指令トルクＴ^＊としてモータ駆動システム１００Ｂのトルク制御器１９０に入力する。
トルク制御器１９０は、現在の出力トルクＴが指令トルクＴ^＊になるように、出力トルクＴを調整して上記Ｄｕｔｙマップ９１、及び進角マップ９２に出力する。これらＤｕｔｙマップ９１、及び進角マップ９２には、それぞれ回転速度ω_ｒｍも入力されており、これにより指令トルクＴ^＊及び回転速度ω_ｒｍに最適なデューティ、及び進角が駆動信号生成部８６に出力されることで、指令トルクＴ^＊に基づくモータ１０の駆動制御が行われることとなる。

以上の説明においては、ＰＩ制御により制御を行っていたが、ＰＩＤ制御（比例・積分・微分制御）を行うように構成することも可能である。
また、以上の説明では、インバータを用いた実施形態について説明したが、バッテリＥと、インバータ回路６との間にバッテリＥの電圧を昇降圧するＤＣ／ＤＣコンバータ回路等の電圧変換回路を組み込んだ回路に適用することも可能である。

１ モータ駆動システム
２ 制御装置
４ 駆動回路（過電圧抑制装置）
４Ｃ インバータ電圧検出回路（検出器）
６ インバータ回路
１０ モータ
５４ 磁極位置検出信号処理回路
５６ パルス生成回路
５８ ＣＰＵ（過電圧抑制装置）
８２ 位置・速度検出部
８４ 速度制御部
８６ 駆動信号生成部
９６ 電圧型ＰＷＭインバータ
１００、１００Ａ、１００Ｂ モータ制御系
Ｅ バッテリ
Ｓａ ロータ位置検出パルス信号
Ｓｂ ロータ速度検出パルス信号

Claims (4)

1. モータにより生成された電力をバッテリに回生するモータ駆動装置における過電圧を抑制する過電圧抑制装置において、
   回生電圧を検出する検出器と、
   検出した前記回生電圧と、前記車載バッテリの電圧しきい値と、を比較し、前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、前記モータを力行方向に対して逆方向に駆動する駆動制御回路と、
   を備えたことを特徴とする過電圧抑制装置。
2. 請求項１記載の過電圧抑制装置において、
   前記モータ及び前記バッテリは、車両に搭載された動力用のモータ及びバッテリであり、
   前記モータの電力を前記バッテリに回生することにより電力回生ブレーキとして機能させることを特徴とする過電圧抑制装置。
3. 請求項１または請求項２記載の過電圧抑制装置において、
   前記バッテリの電圧しきい値は、当該バッテリの過充電を防止する過充電防止判別値として設定されている、
   ことを特徴とする過電圧抑制装置。
4. モータの駆動制御を行うモータ駆動装置において、
   モータに電力を供給するバッテリと、
   回生電圧を検出する検出器と、
   検出した前記回生電圧と、前記車載バッテリの電圧しきい値と、を比較し、前記回生電圧が前記電圧しきい値未満である場合に、モータにより生成された電力をバッテリに回生し、前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、前記モータを力行方向に対して逆方向に駆動する駆動制御回路と、
   を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。

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