JP2011530239A - Ｖｃｏプリングを軽減する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【解決手段】ＶＣＯプリングを軽減する技術が述べられる。一側面では、ＶＣＯプリングは、(i)発振器信号（これはＶＣＯからのＶＣＯ信号のバージョンである）を送信機に入力すること、及び(ii)送信機からＶＣＯへのカップリング経路を使用して、発振器信号を再循環させてＶＣＯに戻すこと、によって軽減され得る。一設計では、装置はＶＣＯ及びカップリング回路を含む。ＶＣＯは、所望の出力周波数のＮ倍でＶＣＯ信号を生成する。カップリング回路は、ＶＣＯ信号に基づいて生成された発振器信号を受信し、そして発振器信号を送信機に入力して、送信機からＶＣＯへの好ましくないカップリングによるＶＣＯの周波数プリングを軽減する。装置は、発振器信号の位相を調整する位相調整回路及び／または発振器信号の振幅を調整する振幅調整回路を含み得る。
【選択図】図３

Description

この開示は概して電子工学に関し、より具体的には電圧制御発振器（ＶＣＯ）の周波数プリング（pulling）を軽減するための技術に関する。

無線通信システムにおいて送信機は、局部発振器（ＬＯ）信号でベースバンド信号をアップコンバートし、そして無線チャネルを介した送信に適した無線周波数（ＲＦ）出力信号を生成し得る。送信機は、ＲＦ出力信号の所望の周波数のＮ倍（Ｎは１より大きくてよい）で動作するＶＣＯでＬＯ信号を生成し得る。ＲＦ出力信号は、大きな振幅を有するだろう。ＲＦ出力信号の一部は、送信機からＶＣＯにカップリングし、そしてＶＣＯを所望の周波数からずらす（pull off）かもしれない。この現象は一般に、ＶＣＯプリングまたは周波数プリングと呼ばれている。ＶＣＯプリングは、送信機の性能を低下させ得る。

ＶＣＯプリングを軽減する技術が本明細書で述べられる。一側面では、ＶＣＯプリングは、(i)発振器信号（これはＶＣＯからのＶＣＯ信号のあるバージョンである）を送信機に入力すること、及び(ii)送信機からＶＣＯへのカップリング経路を使用して、発振器信号を再循環させてＶＣＯに戻すこと、によって軽減され得る。再循環された発振器信号は、ＶＣＯプリングを低減または防止し得る。

一設計では、装置はＶＣＯ及びカップリング回路を含む。ＶＣＯは、所望の出力周波数のＮ倍でＶＣＯ信号を生成する。カップリング回路は、ＶＣＯ信号に基づいて生成された発振器信号を受信し、そして発振器信号を送信機に入力して、送信機からＶＣＯへの好ましくないカップリングによるＶＣＯの周波数プリングを軽減する。装置は更に、(i)発振器信号の位相を調整する位相調整回路、及び／または(ii)発振器信号の振幅を調整する振幅調整回路を更に含み得る。位相調整回路は、離散的なステップで発振器信号の位相を調整し、そして発振器信号のための複数の離散的な位相シフトの一つを供給し得る。振幅調整回路は、調整可能な利得で増幅を供給して、発振器信号の振幅を調整し得る。

ＶＣＯは、送信機からＶＣＯへの好ましくないカップリングを介して、送信成分とＶＣＯ成分を受信し得る。送信成分は、送信機での変調信号のＮ次高調波を備え、そしてＶＣＯプリングを生じさせ得る。ＶＣＯ成分は、ＶＣＯ周波数で入力された発振器信号の成分を備え、そしてＶＣＯプリングを軽減し得る。発振器信号の振幅は、ＶＣＯ成分がＶＣＯで送信成分よりも大きくなるように設定され得る。

本開示の種々の側面及び特徴が、以下で更に詳細に述べられる。

図１は、無線通信デバイスのブロック図を示す。 図２Ａは、ＶＣＯプリングによるＲＦ出力信号の歪みを示す。 図２Ｂは、ＶＣＯプリングが軽減されたＲＦ出力信号の歪みを示す。 図３は、ＶＣＯプリングを軽減できる無線通信デバイスのブロック図を示す。 図４は、振幅及び位相調整回路のブロック図である。 図５は、位相調整回路の概念図を示す。 図６は、別の位相調整回路の概念図を示す。 図７は、振幅調整回路の概念図を示す。 図８は、カップリング回路の概念図を示す。 図９は、ＶＣＯプリングを軽減する方法を示す。

本明細書で述べられる技術は、種々の通信デバイス及びシステムで使用され得る。例えば、本技術は、無線通信デバイス、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、携帯デバイス、無線モデム、ラップトップコンピュータ、コードレス電話、Bluetooth（登録商標）デバイスなどで使用され得る。明確化のため、携帯電話またはその他のデバイスであり得る無線通信デバイスのための技術の使用が、以下で述べられる。

図１は、無線通信デバイス１００のブロック図を示す。無線デバイス１００では、データプロセッサ１１０が送信されるデータを処理し、そして同相（Ｉ）のデータストリーム及び直交（Ｑ）のデータストリームを送信機１２０に供給する。送信機１２０では、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１２２ａがＩデータストリームを受信し、デジタルからアナログに変換し、そしてＩアナログ信号を供給する。ＤＡＣ１２２ｂは、Ｑデータストリームを受信し、デジタルからアナログに変換し、そしてＱアナログ信号を供給する。ローパスフィルタ１２４ａ及び１２４ｂは、Ｉ及びＱアナログ信号をそれぞれフィルタリングして、デジタル／アナログ変換によって生じた写像（image）を除去する。増幅器（Ａｍｐ）１２６ａ及び１２６ｂは、ローパスフィルタ１２４ａ及び１２４ｂからの信号をそれぞれ増幅し、Ｉ及びＱベースバンド信号を供給する。

アップコンバータ１３０は、増幅器１２６ａ及び１２６ｂからＩ及びＱベースバンド信号を受信し、ＬＯ生成器１６０からＩ及びＱ ＬＯ信号を受信し、そしてアップコンバート信号を生成する。アップコンバータ１３０内では、ミキサ１３２ａは、Ｉ ＬＯ信号をＩベースバンド信号で変調する。ミキサ１３２ｂは、Ｑ ＬＯ信号をＱベースバンド信号で変調する。加算器１３４は、ミキサ１３２ａ及び１３２ｂの出力を加算し、そしてアップコンバート信号（upconverted signal）を供給する。Ｉ及びＱベースバンド信号は周波数ｆsigを有し、これは一般的に低く、そして多くのシステムで０から数メガヘルツ（ＭＨｚ）であり得る。Ｉ及びＱ ＬＯ信号は周波数ｆLOを有し、これは所望の出力周波数によって決定される。アップコンバート信号は、ｆout＝ｆLO＋ｆsigの周波数を有する。

電力増幅器（ＰＡ）１４０は、アップコンバート信号を増幅して、所望の出力電力レベルを得る。フィルタ１４２は、電力増幅器１４０からの信号をフィルタリングして、周波数アップコンバートで生じた写像（image）を除去し、そしてＲＦ出力信号を供給する。フィルタ１４２は、ローパスフィルタ、デュプレクサ（duplexer）などであり得る。ＲＦ出力信号は、アンテナ１４４を介して送信される。

ＶＣＯ１５０は、周波数ｆVCOを有するＶＣＯ信号を生成し、これは所望の出力周波数のＮ倍である。所望の出力周波数は、システムで使用される周波数帯域及び周波数チャネルに依存する。概してＮは１またはそれ以上であり得る。しかしながら、一般的にはＮは２または４である。ＬＯ生成器１６０は、ＶＣＯ信号を受信し、ＶＣＯ信号を係数Ｎで周波数分割し、そしてアップコンバータ１３０のためのＩ及びＱ ＬＯ信号を生成する。ＬＯ信号は、所望の出力周波数にあり、それはｆLO＝ｆVCO／Ｎである。

図１は、送信機の設計例を示す。一般的に、送信機における信号の調整は、増幅器、フィルタ、ミキサなどの１つまたはそれ以上のステージで実行され得る。送信機内の回路は、図１に示される構成とは異なって配置されても良い。更に、図１に示されない他の回路もまた、送信機において信号を調整するために使用されてもよい。送信機は、一つまたはそれ以上のＲＦ集積回路（ＲＦＩＣ）、mixed-signalＩＣ等の上に実装され得る。

ＶＣＯ１５０は一般的に、ＶＣＯ回路に再循環（re-circulated）されたエネルギーに敏感（sensitive）である。この再循環は種々の方法で生じ得るが、主として送信機１２０内の一つまたはそれ以上のＲＦ回路からＶＣＯ１５０に戻るように放射または伝導され得る。例えば、アップコンバータ１３０からの信号の一部は、カップリング経路１４６を介してＶＣＯ１５０に結合し、及び／または電力増幅器１４０からの信号の一部は、カップリング経路１４８を介してＶＣＯ１５０に結合し得る。概して、送信機内のＲＦ回路からＶＣＯへのカップリング経路は多数存在し、そして各カップリング経路は、多くのカップリングをもたらす。あらゆる場合で、好ましくないカップリング経路を介して再循環されたエネルギーは、ＶＣＯプリングとして知られる現象を引き起こし、これはＶＣＯの周波数を、所望の出力周波数からずらす（pull off）。

ＶＣＯ１５０は、ＶＣＯの動作周波数に近いエネルギーに特に敏感である。ＶＣＯ１５０は１／ｓの応答を有し、そして再循環エネルギーの周波数がＶＣＯ周波数に近づくにつれて、再循環エネルギーにより敏感になる。事実、ＶＣＯ１５０の感度は、オクターブあたり６デシベル（ｄＢ）の従来の周波数変調（ＦＭ）デエンファシス曲線（de-emphasis curve）に従う。これは、ＶＣＯ１５０の再循環エネルギーに対する感度が、ＶＣＯ周波数からオクターブにつき６ｄＢ落ちることを意味する。

送信機１２０は、ダイレクト・アップコンバート・アーキテクチャを実装し、そしてベースバンドから直接ＲＦに周波数アップコンバートを実行する。アップコンバータ１３０は、Ｉ及びＱ ＬＯ信号並びにＩ及びＱベースバンド信号で駆動される。ベースバンド信号は一般的に、周波数において数ＭＨｚまたはそれ未満に制限される。よって、出力周波数ｆoutとＬＯ周波数ｆLOとの間の差は、一般的には小さい。Ｉ及びＱ ＬＯ信号は、ＶＣＯからのＶＣＯ信号に基づいて、例えばＶＣＯ信号を周波数において係数Ｎで分割することによって、生成され得る。よって、出力周波数のＮ次高調波とＶＣＯ周波数との差は、ベースバンド周波数のＮ倍、すなわちＮ・ｆout−ｆVCO＝Ｎ・ｆsigであり、これは比較的小さいだろう。この場合、送信機内のＲＦステージからＶＣＯへの高度なアイソレーション（isolation）が得られなければ、これらのＲＦステージからの再循環エネルギーは、ＶＣＯの周波数を、所望の出力周波数からずらす。このＶＣＯプリングは、ＲＦ出力信号の深刻な歪みをもたらす。

図２Ａは、ＶＣＯ周波数がＬＯ周波数の２倍、すなわちｆVCO＝２ｆLOの場合の、ＶＣＯプリングによるＲＦ出力信号の歪みを示す。図２Ａでは、横軸は周波数を示し、縦軸は信号レベルを示す。単純化のため、グラフ２１０は、−ｆ1の周波数でシングルトーン（single tone）を含むベースバンド信号でのＲＦ出力信号のスペクトル応答を示す。図２Ａに示すように、ＲＦ出力信号は、周波数ｆLO−ｆ1にシングルトーン、周波数ｆLOにＬＯリーク、周波数ｆLO＋ｆ1にシングルトーンの写像（image）、及び周波数ｆLO＋３ｆ1にベースバンド信号の三次高調波を含む。ＬＯリーク、写像、及び三次高調波は、一般的にアップコンバータの歪み成分である。ＲＦ出力信号は更に、周波数ｆLO−３ｆ1及びｆLO＋ｆ1にプリングトーン（pulling tone）を含む。このプリングトーンはＶＣＯプリングによるもので、ＲＦ出力信号の品質を劣化させる。

ｆVCO＝２ｆLOの場合、出力周波数の二次高調波（２ｆout）はＶＣＯ周波数に近い。ＶＣＯ周波数と出力周波数の二次高調波との差は、ベースバンド周波数の２倍、すなわち２ｆout−ｆVCO＝２ｆsigである。２ｆsigの周波数差はＶＣＯを変調し、ｆout±２sigのベッセル（Bessel）成分をもたらす。一般的に、ベッセル成分の位置はベースバンド信号の周波数に依存し、この信号は変調信号であり得る。ベースバンド信号が周波数−ｆ1でシングルトーンを含む場合、図２Ａに示すように、ｆLO−３ｆ1及びｆLO＋ｆ1にベッセル成分がある。ベッセル成分の振幅は、送信機からＶＣＯへのカップリングの量だけでなく、ベースバンド信号の周波数に依存する。概して、ベースバンド信号周波数が０Ｈｚに近づくほど、あるレベルのベッセル成分を得るためのカップリングも小さくなる。ＶＣＯは敏感な回路であるので、わずかな再循環エネルギーでさえも、ＶＣＯプリングをもたらし得る。ベッセル成分が徐々に大きくなるにつれて、ＶＣＯプリングも徐々に悪化する。

ＶＣＯプリングは、いくつかの方法で軽減され得る。一つの方法では、ＶＣＯ周波数は、ＶＣＯ周波数と高調波的（harmonically）に関連しない十分に大きい量だけ出力周波数からオフセットされ得る。この方法は、ＶＣＯプリングを防止する。しかしながら、ＬＯ経路が複雑になり、そしてより多くの面積を占有し、より多くの電力を消費し、そしてより高いコストを有し得る。別の方法では、ＶＣＯは出力周波数の高調波または準高調波（分数調波、sub-harmonic）で動作し、これはＶＣＯ周波数と出力周波数との間に大きなオフセットを生成するだろう。しかしながら、周波数は高調波的または準高調波的（sub-harmonically）に関連し、そしてＶＣＯプリングは低減されるに過ぎず、防止できない。従って、送信機からＶＣＯへの十分なアイソレーションが、良い性能を得るために常に求められ得る。送信機はＲＦＩＣ上に実装され、好ましくないカップリングは基板を介して、誘導的（inductive）なカップリングを介して、及び／またはその他のいくつかのメカニズムを介して生じ得る。ＲＦＩＣで得られるアイソレーションの程度は限定され、ＶＣＯプリングを防止するには十分ではないだろう。

一側面では、ＶＣＯプリングは、ＶＣＯ信号のあるバージョンである発振器信号をＶＣＯに入力することによって軽減され得る。概して、発振器信号は、ＶＣＯ信号またはＬＯ信号で生成され、そしてＶＣＯ周波数の成分を含み得る。発振器信号の入力または再循環は、種々の方法で得られ得る。一設計では、発振器信号は送信機に入力され、そしてＶＣＯカップリングを生じさせる同じカップリング経路が、入力した発振器信号を再循環させてＶＣＯに戻すために使用され得る。別の設計では、発振器信号はＶＣＯに直接に結合され得る。これらの設計は、ＶＣＯは出力周波数の高調波または準高調波で動作する場合であっても、そして送信機とＶＣＯとの間のアイソレーションが制限される場合あっても、ＶＣＯプリングを低減または防止し得る。

図３は、ＶＣＯプリングを軽減出来る無線通信デバイス３００の設計のブロック図である。無線デバイス３００内では、データプロセッサ３１０が送信されるデータを処理し、そしてＩ及びＱデータストリームを送信機３２０に供給する。送信機３２０内では、Ｉ及びＱデータストリームはＤＡＣ３２２ａ及び３２２ｂによってＩ及びＱアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ３２４ａ及び３２４ｂによってフィルタリングされ、そして増幅器３２６ａ及び３２６ｂにより増幅されて、Ｉ及びＱベースバンド信号が得られる。

アップコンバータ３３０は、Ｉ及びＱベースバンド信号でＩ及びＱ ＬＯ信号を変調するミキサ３３２ａ及び３４２ｂ並びに加算機３３４を含む。カップリング回路３３６は発振器信号を受信し、そしてこの発振器信号の全てまたは一部を送信機に入力（inject）する。カップリング回路３３６はまた、アップコンバート信号を通過させる。カップリング回路３３６からの送信信号は、電力増幅器３４０で増幅され、フィルタ３４２でフィルタリングされ、そしてアンテナ３４４を介して送信される。

ＶＣＯ３５０は、周波数ｆVCOを有するＶＣＯ信号を生成する。ＬＯ生成器３６０は、ＶＣＯ信号を受信し、ＶＣＯ信号を周波数において係数Ｎで分割し、そして周波数ｆLO＝ｆVCO／Ｎを有するＩ及びＱ ＬＯ信号を生成する。振幅及び位相調整回路３７０は、ＶＣＯ信号を受信し、ＶＣＯ信号の振幅及び／または位相を変化させ、そして適切な振幅及び位相を有する発振器信号を供給する。

図３に示す設計では、発振器信号の一部を再循環させてＶＣＯ３５０に戻すために、フィードバックループが使用される。このフィードバックループは、振幅及び位相調整回路３７０、カップリング回路３３６、並びに送信機からＶＣＯ３５０へのカップリング経路３４６及び３４８からなる。ＶＣＯ信号のあるバージョンである発振器信号は、カップリング回路３３６を介して送信機に入力される。入力された発振器信号は、アップコンバータ３３０からのアップコンバート信号と同じ利得を観測する。しかしながら、入力された発振器信号は、アンテナ３４４を介する送信の前に、フィルタリング３４２によってフィルタリングされ減衰される。入力された発振器信号の一部は、カップリング経路３４６及び３４８を介してＶＣＯ３５０に結合して戻る。

図３の設計では、ＶＣＯ３５０での再循環エネルギーは、２つの成分（送信成分及びＶＣＯ成分）を含む。送信成分は、ＶＣＯプリングを生じさせる変調信号のＮ次高調波を含み、そしてカップリング経路３４６及び３４８を介して送信機からＶＣＯ３５０に結合される。ＶＣＯ成分は、ＶＣＯ周波数の発振器信号の成分を備え、そしてカップリング経路３４６及び３４８を介して結合してＶＣＯ３５０に戻る。ＶＣＯ３５０での送信成分の量はカップリング経路３４６及び３４８に依存し、そして送信機からＶＣＯをアイソレートすることによって低減され得る。ＶＣＯ成分は、ＶＣＯプリングを軽減するために用いられる。ＶＣＯプリングをもたらす送信成分を結合する同じカップリング経路３４６及び３４８がまた、ＶＣＯプリングを軽減するために用いられるＶＣＯ成分を結合するために用いられる。

図３の設計では、発振器信号ひいてはＶＣＯ成分の振幅及び位相は、調整回路３７０によって変化され得る。振幅の調整は、送信機に十分な量の発振器信号を入力するために用いられ得る。位相の調整は、フィードバックループ内で閉ループ位相の解除（cancellation）を避けるために用いられ得る。振幅及び位相の調整は、ＶＣＯ成分のレベルがＶＣＯにおいて送信成分のレベルよりも大きくなるように設定され得る。このフィードバックループは、発振器信号の再循環に用いられ、信号のキャンセルのために使用されるものではないので、振幅及び位相の調整は粗くても良い。

図４は、図３の振幅及び位相調整回路３７０の設計のブロック図を示す。本設計では、回路３７０は位相調整回路４１０と、その後ろに続く振幅調整回路４２０とを含む。位相調整回路４１０はＶＣＯ信号を受信し、ＶＣＯ信号の位相を調整し、そして位相調整信号（phase-adjusted signal）を供給する。振幅調整回路４２０は、位相調整信号を受信し、この信号の振幅を変化させ、そして発振器信号を供給する。

概して、図４に示すように振幅及び位相の調整は別々に行われ、または一緒に行われても良い。もし別々に行われるなら、振幅調整は、図４に示すように位相調整の後で行われてもよいし、または位相調整の前に行われても良い。振幅調整及び／または位相調整はまた、省略されてもよい。例えば、図３のカップリング回路３３６によって送信機への発振器信号のカップリング量を変化させることにより、振幅調整を実現してもよい。

図５は、位相調整回路４１０ａの概念図であり、図４の位相調整回路４１０の一設計である。本設計では、位相調整回路４１０ａは、４５°きざみで０°から３１５°までの位相調整を提供出来る。

図５の設計では、位相調整回路４１０ａは、３つのインバータ５２０ａ、５２０ｂ、及び５２０ｃと直列に結合された３つのＲＣ回路５１０ａ、５１０ｂ、及び５１０ｃからなるメイン信号経路を含む。ＲＣ回路５１０ａは、ＶＣＯ信号を受信するその入力と、インバータ５２０ａの入力に結合されたその出力とを有する。ＲＣ回路５１０ｂは、インバータ５２０ａの出力に結合されたその入力と、インバータ５２０ｂの入力に結合されたその出力とを有する。ＲＣ回路５１０ｃは、インバータ５２０ｂの出力に結合されたその入力と、インバータ５２０ｃの入力に結合されたその出力とを有する。各ＲＣ回路５１０内では、抵抗５１２がＲＣ回路の入力と出力との間に結合され、キャパシタ５１４が出力と回路のグランドとの間に結合されている。

各ＲＣ回路５１０は、ＶＣＯ周波数において４５°の位相シフトをもたらし得る。４５°の位相シフトを得るため各ＲＣ回路５１０は、ＶＣＯ周波数に等しい３ｄＢの帯域幅を有し得る。各ＲＣ回路５１０につき抵抗５１２及びキャパシタ５１４の値は、次のように示され得る。
ｆVCO＝１／２πＲＣ 式（１）
ここで、Ｒは抵抗５１２の値であり、Ｃはキャパシタ５１４の値である。

各ＲＣ回路５１０による位相シフトの精度は、抵抗及びキャパシタの値の精度に依存する。粗い位相調整で十分であるので、抵抗及びキャパシタの値は、比較的広い範囲でばらついてもよい。

図５は、最初のＲＣ回路５１０ａから最後のインバータ５２０ｃまでのメイン信号経路における種々の点での位相シフトを示している。これらの位相シフトは、各ＲＣ回路５１０が４５°の位相シフトをもたらし、各インバータ５２０が１８０°の位相シフトをもたらすことを前提としている。位相シフトは、３６０°に達すると０°に戻る。

４５°間隔で８個の異なる位相シフトを有する８個の信号が、メイン信号経路の信号に基づいて得られ得る。バッファ５３０はＶＣＯ信号を受信して、０°の位相シフトを有する第１信号を供給する。バッファ５３２は、第１ＲＣ回路５１０ａから信号を受信して、４５°の位相シフトを有する第２信号を供給する。インバータ５２０ｂは、９０°の位相シフトを有する第３信号を供給する。バッファ５３４は、最後のＲＣ回路５１０ｃから信号を受信して、１３５°の位相シフトを有する第４信号を供給する。インバータ５３６はＶＣＯ信号を受信して、１８０°の位相シフトを有する第５信号を供給する。インバータ５２０ａは、２２５°の位相シフトを有する第６信号を供給する。バッファ５３８は、二番目のＲＣ回路５１０ｂから信号を受信して、２７０°の位相シフトを有する第７信号を供給する。インバータ５２０ｃは、３１５°の位相シフトを有する第８信号を供給する。

マルチプレクサ（ＭＵＸ）５４０は、８個の入力で第１乃至第８信号を受信する。マルチプレクサ５４０はまた、制御信号ＳＥＬを受信し、この制御信号に基づいて８個の信号の一つを選択し、選択した信号を位相調整信号として供給する。

図６は、位相調整回路４１０ｂの概念図を示し、これは図４の位相調整回路の別の設計である。位相調整回路４１０ｂは、４つのバッファ６２０ａ、６２０ｂ、６２０ｃ、及び６２０ｄに直列に結合された３つのＲＣ回路６１０ａ、６２０ｂ、及び６２０ｃからなるメイン信号経路を含む。バッファ６２０ａは、その入力でＶＣＯ信号を受信する。ＲＣ回路６１０ａは、バッファ６２０ａの出力に結合されたその入力と、バッファ６２０ｂの入力に結合されたその出力とを有する。ＲＣ回路６１０ｂは、バッファ６２０ｂの出力に結合されたその入力と、バッファ６２０ｃの入力に結合されたその出力とを有する。ＲＣ回路６１０ｃは、バッファ６２０ｃの出力に結合されたその入力と、バッファ６２０ｄの入力に結合されたその出力とを有する。バッファ６２０ｄは、位相調整信号を供給する。インバータ６２２はバッファ６２０ｃと並列に結合され、そして常にインバータ６２２またはバッファ６２０ｃのいずれかがイネーブルとされ得る。各ＲＣ回路６１０は、図５のＲＣ回路５１０に示したように結合され得る抵抗及びキャパシタで実装され得る。各ＲＣ回路６１０は、そのＲＣ回路の入力と出力間に結合されたスイッチ６１６を有する。

各ＲＣ回路６１０は４５°の位相シフトをもたらし、各バッファ６２０は０°の位相シフトをもたらし、そしてインバータ６２２は１８０°の位相シフトをもたらす。各ＲＣ回路６１０につき、関連づけられたスイッチ６１６は、０°の位相シフトをもたらすためにクローズされるか、または４５°の位相シフトをもたらすためにオープンされ得る。０°の位相シフトをもたらすためには、バッファ６２０ｃがイネーブルとされ、そしてインバータ６２２がディセーブルとされ得る。逆に、１８０°の位相シフトをもたらすためには、バッファ６２０ｃがディセーブルとされ、そしてインバータ６２２がイネーブルとされ得る。適切に各スイッチをクローズまたはオープンとし、そしてバッファ６２０ｃまたはインバータ６２２をイネーブルにすることにより、４５°の離散的なステップで、０°から３１５°の範囲内で所望の位相シフトが得られ得る。

図５及び６は、位相調整回路４１０の２つの具体的な設計を示している。位相の調整はまた、別の設計で実行されても良い。概して、位相の調整は設定可能（例えば図５及び６に示すように）であるか、または固定されていても良い（一定の位相シフトに設定されている）。位相調整が設定可能（configurable）な場合、その位相調整は離散的なステップで変化しても良いし（例えば図５及び６に示すように）、または連続的に可変であってもよい。

図７は、図４の振幅調整回路４２０の設計の概念図である。本設計では、振幅調整回路４２０は、可変増幅器７１０及びバイアス制御回路７３０を含む。増幅器７１０内で、Ｎチャネル金属・酸化物・半導体（ＮＭＯＳ）トランジスタ７２０は、回路のグランドに結合されたそのソース、バイアス電圧Ｖbiasを受信するそのゲート、及びノードＡに結合されたそのドレインを有する。ＮＭＯＳトランジスタ７２２及び７２４は差動対として結合され、そしてノードＡに結合されたそれらのソース、差動の位相調整信号を受信するそれらのゲート、及びノードＢ及びＣにそれぞれ結合されたそれらのドレインを有する。抵抗７２６及び７２８は、電源ＶDDに結合された一端と、ノードＢ及びＣにそれぞれ結合された他端とを有する。差動の発振器信号が、ノードＢ及びＣから供給される。

バイアス制御回路７３０では、Ｍ個のＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｍが並列に結合され、ノードＺに結合されたそれらのゲート及びドレインを有する。Ｍ個のＮＭＯＳトランジスタ７４２ａ乃至７４２ｍもまた並列に結合され、回路のグランドに結合されたそれらのソース、制御信号Ｃ1乃至ＣMを受信するそれらのゲート、及びＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｍのソースにそれぞれ結合されたそれらのドレインを有する。ＮＭＯＳトランジスタ７４０ｎは、ＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｍと並列に結合され、そして回路のグランドに結合されたそのソースと、ノードＺに結合されたそのゲートを有する。電流源７４４はＩrefの参照電流を供給し、電源とノードＺとの間に結合されている。

増幅器７１０は、位相調整信号を可変利得で増幅し、発振器信号を供給する。ＮＭＯＳトランジスタ７２０は、ＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｎと同じタイプのデバイスであるが、ＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｎの総サイズよりも大きくてよい。ＮＭＯＳトランジスタ７２２及び７２４は同じタイプのデバイスであり、ＶＣＯ周波数で動作するように設計されている。

増幅器７１０の利得は、ＮＭＯＳトランジスタ７２０を流れるバイアス電流Ｉbiasに依存する。この利得は、Ｉbias電流を調整することにより変化し得る。Ｉbias電流は、ＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｎのうちの選択されたものの合成サイズに対するＮＭＯＳトランジスタ７２０のサイズの比率のみならず、電流源７４４からのＩref電流に依存する。ＮＭＯＳトランジスタ７４０ｎは常時選択されている。ＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｍの各々は、それらの関連づけられた制御信号Ｃをアサートすることにより選択され得る。ＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｍは、ＮＭＯＳトランジスタ７４０の合成サイズを増加させるために選択され（または切り替えられ）、このことはＩbias電流を減少させ、そして増幅器７１０の利得を低下させるだろう。逆に、Ｉbias電流を増加させ、そして増幅器７１０の利得を高めるためには、ＮＭＯＳトランジスタ７４０ａ乃至７４０ｍは非選択とされ得る（スイッチを切られる）。

概して、多くのＮＭＯＳトランジスタ７４０が並列に結合され、Ｍは任意の数であってよい。より細かい利得分解能を得て、これにより発振信号のより細かい振幅調整を得るため、より多くのＮＭＯＳトランジスタを用いてもよい。

図７は、振幅調整回路４２０の具体的な設計を示す。振幅調整はまた、別の設計で実行されてもよい。概して、振幅の調整は設定可能（例えば図７に示すように）であるか、または固定されていても良い（一定の利得に設定されている）。振幅調整が設定可能な場合、その振幅調整は離散的なステップで変化しても良いし（例えば図７に示すように）、または連続的に可変であってもよい。

ＶＣＯプリングを軽減するためには、発振器信号の振幅及び／または位相の粗い調整だけで十分であり得る。よって、個別のＲＦＩＣの各々について振幅及び位相調整を行う必要はなくてよい。ある送信機の設計につき、よい性能を与え得る振幅及び位相の設定が、例えば実験に基づく測定、コンピュータシミュレーションなどにより決定され得る。すると、この送信機設計の全てのＲＦＩＣが、同じ振幅及び位相設定で構成されても良い。

図８は、図３のカップリング回路３３６の設計の概念図を示す。カップリング回路３３６では、ＮＭＯＳトランジスタ８１２及び８１４は差動対８１０として結合され、そして共に結合されたそれらのソース、アップコンバータ３３０からの差動のアップコンバート信号を受信するそれらのゲート、及びノードＸ及びＹにそれぞれ結合されたそれらのドレインを有する。ＮＭＯＳトランジスタ８１６は、回路のグランドに結合されたそのソース、第１バイアス電圧Ｖbias1を受信するそのゲート、及びＮＭＯＳトランジスタ８１２及び８１４のソースに結合されたそのドレインを有する。ＮＭＯＳトランジスタ８２２及び８２４は差動対８２０として結合され、そして共に結合されたそれらのソース、振幅及び位相調整ユニット３７０から差動の発振器信号を受信するそれらのゲート、及びノードＸ及びＹにそれぞれ結合されたそれらのドレインを有する。ＮＭＯＳトランジスタ８２６は、回路のグランドに結合されたそのソース、第２バイアス電圧Ｖbias2を受信するゲート、及びＮＭＯＳトランジスタ８２２及び８２４のソースに結合されたそのドレインを有する。インダクタ８３２及び８３４は、電源ＶDDとノードＸ及びＹとの間に結合される。ノード及びＹから、差動の送信信号が供給される。

Ｖbias1電圧は、アップコンバート信号につき所望の利得を供給するために生成され得る。Ｖbias2電圧は、発振器信号につき所望の利得を供給するために生成され得る。増幅されたアップコンバート信号及び増幅された発振器信号は、電流加算ノードＸ及びＹで加算される。

インダクタ８３２及び８３４は、差動対８１０及び８２０に誘導負荷を形成し、そしてＬＯ周波数または送信周波数で共振周波数を有する。インダクタ８３２及び８３４は、ＬＯ周波数の信号成分を通過させ、そしてＬＯ周波数のより高い高調波の信号成分を減衰させ得る。インダクタ８３２及び８３４は、抵抗または能動負荷に置き換えられてもよく、これは周波数に対してより均一な利得応答を可能にし得る。

図８は、図３のカップリング回路３３６の一設計を示す。カップリング回路３３６はまた、別の設計で実装されてもよい。別の設計では、アップコンバータ３３０内の加算器３３４は電流加算ノードであり、そしてカップリング回路３３６は、加算ノードで加算された電流を供給する。別の設計では、カップリング回路３３６は、送信機において別の信号トレース（signal trace）に極めて近接した信号トレースで実装される。更に別の設計では、カップリング回路３３６は、発振器信号を送信機に容量性結合する。カップリング回路３３６はまた、発振器信号を別の方法で送信機に入力してもよい。

図２Ｂは、ＶＣＯプリングを軽減するために送信機内に発振器信号を入力する図３のＲＦ出力信号の歪みを示す。グラフ２５０は、−ｆ1のシングルトーンを含むベースバンド信号でのＲＦ出力信号のスペクトル応答を示す。図２Ｂに示すように、ＲＦ出力信号は、ｆLO−３ｆ1及びｆLO＋ｆ1の周波数にプリングトーンを含む。しかしながら、これらのプリングトーンのレベルは、図２Ａに示すレベルに較べて低減されている。研究室における測定結果は、より低いレベルのプリングトーンが性能を向上し得ることを示している。

図９は、ＶＣＯプリングを軽減するための方法９００の図を示す。ＬＯ信号がＶＣＯからのＶＣＯ信号に基づいて生成され、そして送信機による周波数アップコンバートに使用され得る（ブロック９１２）。ＬＯ信号は、単一のＬＯ信号、または図１及び３に示すようにＩ及びＱ ＬＯ信号からなる直交ＬＯ信号であってよい。ＬＯ信号は、ＶＣＯ信号をＮ（例えばＮ＝２）で分周することによって生成され、そしてＶＣＯ信号の１／Ｎの周波数を有し得る。

発振器信号は、ＶＣＯ信号に基づいて、例えば図３に示すようにＶＣＯ信号で、またはＬＯ信号で、生成され得る（ブロック９１４）。ブロック９１４では、発振器信号の位相は離散的なステップで調整され得る。複数の離散的な位相シフトの一つが、例えば図５または６に示されるように、発振器信号につき供給され得る。発振器信号の振幅は、例えば図７に示すように調整可能な利得で調整され得る。発振器信号はまた、ＶＣＯ信号に基づいて別の方法で生成されてもよい。発振器信号はＶＣＯ信号のあるバージョンであり、ＶＣＯの周波数の成分を含んでいても良い。

発振器信号は、送信機からＶＣＯへの好ましくないカップリングによるＶＣＯの周波数プリングを軽減するため、送信機へ入力され得る（ブロック９１６）。送信成分とＶＣＯ成分は、送信機からＶＣＯへの好ましくないカップリングを介して、送信機から受信され得る（ブロック９１８）。送信成分は、ＶＣＯの周波数プリングを生じさせ、そして送信機における変調信号のＮ次高調波を備える。ＶＣＯ成分は、ＶＣＯの周波数プリングを軽減し、そしてＶＣＯ周波数の、入力された発振器信号の成分を備える。発振器信号の振幅は、ＶＣＯ成分がＶＣＯで送信成分よりも大きくなるように設定され得る。

本明細書で述べられたＶＣＯプリングを軽減する技術は、種々の無線通信システム及びネットワークで使用され得る。例えば本技術は、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システム、時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）システム、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）システム、シングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システム、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）などで使用され得る。本技術はまた、ＣＤＭＡについてのｃｄｍａ２０００（登録商標）及びUniversal Terrestrial Radio Access（ＵＴＲＡ）、ＴＤＭＡについてのGlobal System for Mobile Communications（ＧＳＭ（登録商標））、ＯＦＤＭＡについてのEvolved UTRA（Ｅ−ＵＴＲＡ）及びUltra Mobile Broadband（ＵＭＢ）、ＷＬＡＮについてのＩＥＥＥ８０２．１１、ＷＰＡＮについてのBluetooth等のような種々の無線技術に使用し得る。ＵＴＲＡは、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）及びＣＤＭＡの他の変形を含む。ｃｄｍａ２０００は、ＩＳ−２０００、ＩＳ−９５、及びＩＳ−８５６規格をカバーする。本技術はまた、携帯電話の帯域、Personal Communication Service（ＰＣＳ）帯域、ＩＭＴ−２０００帯域、ＵＭＴＳ帯域等のような、種々の周波数帯域で使用され得る。

本明細書で述べられた技術で使用される種々の回路（例えば、位相調整回路、振幅調整回路、及びカップリング回路）は、ＩＣ、アナログＩＣ、ＲＦＩＣ、mixed-signalＩＣ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、プリント回路基板（ＰＣＢ）、電子デバイス等の上で実装され得る。これらの回路はまた、相補型金属・酸化物・半導体（ＣＭＯＳ）、ＮチャネルＭＯＳ（ＮＭＯＳ）、ＰチャネルＭＯＳ（ＰＭＯＳ）、バイポーラ接合型トランジスタ（ＢＪＴ）、バイポーラＣＭＯＳ（ＢｉＣＭＯＳ）、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）等のような、種々のＩＣプロセス技術で製造され得る。

本明細書で述べられた技術及び回路を実装する装置は、スタンドアローン型のデバイスであってもよいし、またはより大きなデバイスの一部であっても良い。デバイスは、(i)スタンドアローンＩＣ、(ii)データ及び／または命令を記憶するためのメモリＩＣを含み得る一つまたはそれ以上のＩＣのセット、(iii)ＲＦ受信機（ＲＦＲ）またはＲＦ送信機／受信機（ＲＴＲ）のようなＲＦＩＣ、(iv)移動局モデム（ＭＳＭ）のようなＡＳＩＣ、(v)その他のデバイス内に組み込まれ得るモジュール、(vi)受信機、携帯電話、無線デバイス、ハンドセット、またはモバイルユニット、(vii)その他、であってよい。

１つまたはそれ以上の典型的な設計では、述べられた機能はハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはその任意の組合せで実装され得る。ソフトウェアで実装される場合、この機能は１つまたはそれ以上の命令またはコードとして、コンピュータ読み取り可能な媒体に記憶され、或いは伝送され得る。コンピュータ読み取り可能な媒体は、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの持ち運びを助ける任意の媒体を含むコンピュータ記憶媒体及び通信媒体の双方を含み得る。記録媒体は、コンピュータによってアクセスできる任意の利用可能な媒体であって良い。例として、これに限定するもので無いものとして、このようなコンピュータ読み取り可能な媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶装置または他の磁気記録デバイス、または命令またはデータ構造の形で所望のプログラムコードを搬送または保持するために使用され、そしてコンピュータによってアクセスできる他の任意の媒体を含むことが出来る。また、あらゆる接続が、適切にコンピュータ読み取り可能な媒体と呼ばれる。例えば、そのソフトウェアが同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、或いは赤外線、無線、及びマイクロ波といった無線技術を使用してウェブサイト、サーバ、または他の遠隔源から送信されるならば、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、或いは赤外線、無線、及びマイクロ波といった無線技術は、媒体の定義に含まれる。本明細書で使用されるディスク（disk and disc）は、コンパクトディスク（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）、光学ディスク、デジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク、及びブルーレイディスクを含み、ディスク（disk）は、一般的に、磁気によってデータを再生し、ディスク（disc）はレーザによって光学的にデータを再生する。上記の組合せもまたコンピュータ読み取り可能な媒体の範囲内に含まれるべきである。

本開示の先の記述は、当業者に本開示の製造または使用を可能とするために与えられる。本開示の種々の変形が当業者には容易に明白であろう。そして本明細書で定義された包括的な原理が、本開示の範囲から逸脱することなく、その他の変形に適用され得る。よって、本開示は、本明細書で述べられた例及び設計に限定されることを意図されず、しかし、本明細書に開示された原理及び新規な特徴に一致する最も広い範囲に合致されることを意図される。

特許請求の範囲は以下の通りである。

Claims (26)

1. ＶＣＯ信号を生成するように動作する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
   前記ＶＣＯ信号に基づいて生成された発振器信号を受信し、前記発振器信号を送信機に入力して、前記送信機から前記ＶＣＯへの好ましくないカップリングによる前記ＶＣＯの周波数プリング（pulling）を軽減するように動作するカップリング回路と
   を備える装置。
2. 前記発振器信号の位相を調整するように動作する位相調整回路を更に備える、請求項１の装置。
3. 前記位相調整回路は、前記発振器信号の位相を離散的なステップで調整し、前記発振器信号につき複数の離散的な位相シフトの一つを供給する、請求項２の装置。
4. 前記位相調整回路は、直列に結合された複数のＲＣ回路を備え、
   各ＲＣ回路は、前記ＶＣＯの周波数で位相シフトの目標となる量を供給する、請求項２の装置。
5. 前記発振器信号の振幅を調整するように動作する振幅調整回路を更に備える、請求項１の装置。
6. 前記振幅調整回路は、調整可能な利得で振幅を供給して、前記発振器信号の前記振幅を調整するように動作する可変増幅器を備える、請求項５の装置。
7. 前記振幅調整回路は、前記可変増幅器のバイアス制御を供給するように動作するバイアス制御回路を更に備え、
   前記バイアス制御は、前記可変増幅器の前記調整可能な利得を決定する、請求項６の装置。
8. 前記カップリング回路は、
   アップコンバート信号（upconverted signal）を増幅するように動作する第１増幅器と、
   前記発振器信号を増幅するように動作する第２増幅器と
   を備え、前記第１及び第２増幅器は、共に結合された出力を有し、前記入力された発振器信号を備える送信信号を供給する、請求項１の装置。
9. 前記ＶＣＯ信号を受信し、そして前記送信機での周波数アップコンバートのために使用されるＬＯ信号を生成するように動作する局部発振器（ＬＯ）生成器を更に備える、請求項１の装置。
10. 前記ＬＯ生成器は、前記ＶＣＯ信号を周波数において２で分割し、前記ＶＣＯ信号の周波数の１／２の周波数を有する前記ＬＯ信号を生成する、請求項９の装置。
11. 前記ＶＣＯは、前記送信機から前記ＶＣＯへの前記好ましくないカップリングを介して、前記送信機から送信成分及びＶＣＯ成分を受信し、
    前記送信成分は、前記ＶＣＯの前記周波数プリングを生じさせ、
    前記ＶＣＯ成分は、前記ＶＣＯの周波数で前記入力された発振器信号の成分を備え、前記ＶＣＯの前記周波数プリングを軽減する、請求項１の装置。
12. 前記ＶＣＯの前記周波数は、前記送信機の出力周波数のＮ倍（Ｎは１より大きい）であり、
    前記送信成分は、前記送信機における変調信号のＮ次高調波を備え、
    前記発振器信号の振幅は、前記ＶＣＯ成分が前記ＶＣＯで前記送信成分よりも大きくなるよう設定される、請求項１１の装置。
13. ＶＣＯ信号を生成するように動作する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
    前記ＶＣＯ信号に基づいて生成された発振器信号を受信し、前記発振器信号を送信機に入力して、前記送信機から前記ＶＣＯへの好ましくないカップリングによる前記ＶＣＯの周波数プリング（pulling）を軽減するように動作するカップリング回路と
    を備える集積回路。
14. 前記発振器信号の位相を調整するように動作する位相調整回路を更に備える、請求項１３の集積回路。
15. 前記発振器信号の振幅を調整するように動作する振幅調整回路を更に備える、請求項１３の集積回路。
16. 前記ＶＣＯ信号を受信し、そして前記送信機での周波数アップコンバートのために使用されるＬＯ信号を生成するように動作する局部発振器（ＬＯ）生成器を更に備える、請求項１３の集積回路。
17. 電圧制御発振器（ＶＣＯ）からのＶＣＯ信号に基づいて、送信機による周波数アップコンバートに用いられる局部発振器（ＬＯ）信号を生成することと、
    前記ＶＣＯ信号に基づいて発振器信号を生成することと、
    前記送信機から前記ＶＣＯへの好ましくないカップリングによる前記ＶＣＯの周波数プリング（pulling）を軽減するため、前記発振器信号を前記送信機に入力することと
    を備える方法。
18. 前記発振器信号を生成することは、前記発振器信号の位相を離散的なステップで調整することと、
    前記発振器信号につき複数の離散的な位相シフトの一つを供給することと
    を備える請求項１７の方法。
19. 前記発振器信号を生成することは、調整可能な利得により前記発振器信号の前記振幅を調整すること、を備える請求項１７の方法。
20. 前記ＬＯ信号を生成することは、前記ＶＣＯ信号の周波数の１／２の周波数を有する前記ＬＯ信号を生成するため、前記ＶＣＯ信号を周波数において２で分割すること、を備える請求項１７の方法。
21. 前記送信機から前記ＶＣＯへの前記好ましくないカップリングを介して、前記送信機から送信成分及びＶＣＯ成分を受信することを更に備え、
    前記送信成分は、前記ＶＣＯの前記周波数プリングを生じさせ、
    前記ＶＣＯ成分は、前記ＶＣＯの周波数で前記入力された発振器信号の成分を備え、前記ＶＣＯの前記周波数プリングを軽減する、請求項１７の方法。
22. 電圧制御発振器（ＶＣＯ）からのＶＣＯ信号に基づいて、送信機による周波数アップコンバートに用いられる局部発振器（ＬＯ）信号を生成する手段と、
    前記ＶＣＯ信号に基づいて発振器信号を生成する手段と、
    前記送信機から前記ＶＣＯへの好ましくないカップリングによる前記ＶＣＯの周波数プリング（pulling）を軽減するため、前記発振器信号を前記送信機に入力する手段と
    を備える装置。
23. 前記発振器信号を生成する手段は、前記発振器信号の位相を離散的なステップで調整し、前記発振器信号につき複数の離散的な位相シフトの一つを供給する手段、を備える請求項２２の装置。
24. 前記発振器信号を生成する手段は、調整可能な利得により前記発振器信号の前記振幅を調整する手段、を備える請求項２２の装置。
25. 前記ＬＯ信号を生成する手段は、前記ＶＣＯ信号の周波数の１／２の周波数を有する前記ＬＯ信号を生成するため、前記ＶＣＯ信号を周波数において２で分割する手段、を備える請求項２２の装置。
26. 前記送信機から前記ＶＣＯへの前記好ましくないカップリングを介して、前記送信機から送信成分及びＶＣＯ成分を受信する手段を更に備え、
    前記送信成分は、前記ＶＣＯの前記周波数プリングを生じさせ、
    前記ＶＣＯ成分は、前記ＶＣＯの周波数で前記入力された発振器信号の成分を備え、前記ＶＣＯの前記周波数プリングを軽減する、請求項２２の装置。

Images