JP2011528206A - コヒーレント受信機における適応非線形補償 - Google Patents

Abstract

本発明は、光通信に関し、詳細には、高ビットレート光通信システム内で受ける非線形ひずみの補償に関する。偏光分割多重化と定振幅を用いる変調方式とを使用して、光伝送システムの光受信機において自己位相変調を補償するための方法およびシステムが提案される。この方法は、受信された信号に対して位相変調を実行するステップを含み、受信された信号は、それぞれが同相下位成分と直交位相下位成分とを含む、２つの直交偏光に関連する２つの信号成分を含み、それによって４次元空間を補う。この位相変調は、位相変調後に受信された信号と、光伝送システムの目標コンステレーションポイントによって画定された４次元球面との間の４次元空間における距離に依存する誤差信号を評価することによって決定される。

Description

本発明は、光通信に関し、詳細には、高ビットレート光通信システム内で受ける非線形ひずみの補正に関する。

２つの独立した位相変調された信号、例えば、２つのＱＰＳＫ（４位相偏移変調）信号の偏光分割多重化（ＰＤＭ）を使用した最新の光伝送方式は、非偏光ダイバース伝送方式と比較して、より高いスペクトル効率を有する。コヒーレント受信機では、かかるＰＤＭ信号は、デジタル信号処理によって、偏光多重分離されて、ひずみ補償されることが可能である。４０Ｇｂ／ｓおよび１００Ｇｂ／ｓのビットレートを使用している地上波ネットワーク用の次世代トランスポンダは、偏光多重ＱＰＳＫ（ＰＤＭ−ＱＰＳＫ）変調方式とコヒーレント検出方式とに基づくことが期待される。この技術を使用すると、ＤＣＭのない伝送（すなわち、分散補償を伴わないファイバに基づく伝送）、非常に高いＰＭＤ耐性、および５０ＧＨｚ間隔のＲＯＡＤＭ（再構成可能な光挿入分岐多重化装置（ｒｅｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ ｏｐｔｉｃａｌ ａｄｄ−ｄｒｏｐ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ））の使用が、光受信機内のデジタル信号処理（ＤＳＰ）によって可能になるであろう。

ＰＤＭ−ＱＰＳＫ送信機は、通常、光搬送波信号を生成するレーザを備える。この光搬送波信号は、分岐されて、第１のＩＱ変調器と第２のＩＱ変調器とに供給される。第１のＩＱ変調器は、組み合わされた光出力信号の（多くの場合、「ｘ」として示される）第１の偏光成分、例えば、ＴＥ成分（ＴＥ、横向きの電界成分）を変調する位相に関して使用される。第２のＩＱ変調器は、組み合わされた光出力信号の（多くの場合、「ｙ」として示される）第２の直交偏光成分、例えば、ＴＭ成分（ＴＭ、横向きの磁界成分）を変調する位相に関して使用される。

ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号は、光ファイバ上で送信されて、波長分散（ＣＤ）および偏光モード分散（ＰＭＤ）など、光ファイバ内の線形ひずみ効果と非線形ひずみ効果とによって引き起こされたひずみを受ける。ＣＤは、波の位相速度がその周波数に依存する現象である。これらのひずみを補償する目的で、ＰＤＭ−ＱＰＳＫ受信機は、光伝送路チャネルのインパルス応答を形成するように調整かつ／または連続的に適応された等化器または補償器を一様に備える。ＣＤ補償および偏光多重分離化を備えた、かかる先行技術のＰＤＭ−ＱＰＳＫ受信機１００が図１に示される。ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号は、光ファイバ１０５上で受信されて、組み合わされたＰＤＭ信号の元の偏光成分を取得するために、光領域内または電気領域内で後処理され得る、組み合わされた信号の２つの偏光すなわち偏光成分を隔離するために、偏光スプリッタ１０６を通過する。両方の成分は、復調器１０７と光検出器１０８とを通過し、それによって、それぞれの偏光成分のＩ下位成分およびＱ下位成分、すなわち、それぞれの偏光成分の同相下位成分および直交位相下位成分を生み出す。次のステップにおいて、これらの信号は、デジタル領域での等化を可能にするために、アナログデジタル変換装置１０９のバンク内でデジタル化され得る。等化段階に対するこれらの入力信号は、ここでは、それぞれ、ｉ_ｘ＋ｊｑ_ｘおよびｉ_ｙ＋ｊｑ_ｙと呼ばれる。

波長分散の補償は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタバンク１１０、１１１のセットによって実行され得る。図１において、ＦＩＲフィルタ１１０、１１１は、５の次数を有するが、任意の次数の等化フィルタが使用され得る。通常、より高次フィルタは波長分散の補償に関してより良好な結果をもたらすはずである。代替として、波長分散の補償は、光領域内で実行され得る点に留意されたい。

次の等化段階は主に、送信された、組み合わされた信号の偏光に関し、偏光多重分離化１１２と呼ばれる、ひずみの補償に関する。「ｘ」信号と「ｙ」信号とを混合することによって、両方の偏光成分同士の間のある種の相互作用的影響を補償することが可能であり、特に、偏光の傾斜が補償され得る。実際、光受信機は受信されたＰＤＭ信号の偏光の方向性を知らないため、偏光多重分離装置が必要とされる場合がある。偏光多重分離化段階１１２の出力として、それぞれ、補償された信号Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘおよびＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙが取得される。

等化パラメータは、トレーニングデータの使用によって、かつ／または受信されたＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の知られている特性を利用する適応最適化方式によって決定されることが可能であり、後者の方式は、ブラインド等化とも呼ばれる。ブラインド等化器において等化パラメータを決定する目的で、ＣＤ補償ならびに偏光多重分離化タップａ_ｘｘ、ａ_ｘｙ、ａ_ｙｘ、およびａ_ｙｙに関するＦＩＲタップｃ_ｉを適応するために、いわゆる、一定モジュラスアルゴリズム（ＣＭＡ）がしばしば使用される。等化の目的は、所与の光入力パワーを使用して、より高い伝送距離を達成する可能性、または、所与の伝送距離に関する光入力パワーを低減し、それによって、光ファイバ上の非線形影響の範囲を低減することを可能にする可能性である。

ＣＭＡは、文献「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｅｑｕａｌｉｓａｔｉｏｎ ｏｆ ４０Ｇｂｉｔ／ｓ ｐｅｒ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ ２４８０ｋｍ ｏｆ Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｆｉｂｒｅ ｗｉｔｈｏｕｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ」、Ｓ．Ｊ．Ｓａｖｏｒｙ他、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＥＣＯＣ２００６、Ｃａｎｎｅｓ、Ｆｒａｎｃｅ、文献Ｔｈ２．５．５、２００６年９月において議論される。この文献におけるＣＭＡの記述は、参照により本明細書に組み込まれている。

単位振幅の信号の場合、ＣＭＡは誤差項ε_ｙ＝１−｜ｙ｜^２の大きさを最小限に抑えることを試み、｜ｙ｜^２は、等化段階の出力信号ｙの強度である。この場合、信号ｙは、ＣＤ等化器または偏光多重分離装置の出力信号、例えば、図１のＩ_ｘ＋ｊＱ_ｘおよびＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙであり得る。

ＣＭＡによれば、ｉ＝１，．．．，Ｎである、ＣＤ等化に関するタップ係数ｃ_ｉは、以下の形で演算される：
ｃ _ｉ’＝ｃ _ｉ＋με_ｙｙ・ｘ ^＊
この場合、「ｃ_ｉ’」という項は、ＣＤタップ係数ｃ_ｉ，ｉ＝１，．．．，Ｎの更新されたベクトルを示し、「ｃ_ｉ」という項は、ＣＤタップ係数の実際のベクトルを示し、μは収束パラメータであり、ｙは等化器の出力信号であり、「ｘ^＊」という項は、等化段階に対する入力サンプルｘ（ｋ＋１）からｘ（ｋ−Ｎ）の複素共役の実際のベクトルを示す。同様に、偏光多重分離化に関するタップ係数ａ_ｘｘ、ａ_ｘｙ、ａ_ｙｘ、およびａ_ｙｙは、ＣＭＡを使用して決定され得る。

光チャネル上のビットレートをさらに増大させるとき、光出射パワーは、確実な受信を達成するために増大される必要がある。これは、システムパフォーマンス全体を劣化させる追加の非線形効果を誘導する。特に、１００Ｇｂ／ｓのビットレードで、チャネル内非線形性、詳細には、自己位相変調（ＳＰＭ）は限定効果になることが予想される。ＳＰＭは、光カー効果に関する非線形光効果である。短いパルス光が光媒体内を移動するとき、これらの短いパルス光は、光媒体の様々な屈折率を誘導することになる。屈折率のこの変化は、パルスの周波数スペクトルの変化をもたらす、位相シフトをパルス内に生み出すことになる。

「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｅｑｕａｌｉｓａｔｉｏｎ ｏｆ ４０Ｇｂｉｔ／ｓ ｐｅｒ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ ２４８０ｋｍ ｏｆ Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｆｉｂｒｅ ｗｉｔｈｏｕｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ」、Ｓ．Ｊ．Ｓａｖｏｒｙ他、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＥＣＯＣ２００６、Ｃａｎｎｅｓ、Ｆｒａｎｃｅ、文献Ｔｈ２．５．５、２００６年９月

光伝送システム内、詳細には、光ＰＤＭ−ＱＰＳＫ伝送システム内にＳＰＭを補償するための効率的な方法およびシステムを提供することが本発明の目的である。提案されるＳＰＭ補償方法を使用することによって、受信機において信号対雑音比を高めることが可能になり、それによって、所与の光出射パワーにおいて、より高い伝送距離を可能にすること、または所与の伝送距離において、より低い光出射パワーを可能にすることが可能になる。ＤＳＰ内のフィルタパラメータを実際の非線形ひずみに対して自動的に適応することを可能にするデジタル信号プロセッサを使用して、コヒーレント受信機内にＳＰＭ補償のための効率的かつ高速な適応方式を提供することが本発明の特定の目的である。

本発明の一態様によれば、偏光分割多重化と定振幅を用いる変調方式とを使用して、光伝送システムの光受信機において自己位相変調を補償するための方法ならびにシステムが提案される。この方法は、受信された信号に対して位相変調を実行するステップを含み、この受信された信号は、それぞれが同相下位成分と直交位相下位成分とを含む、２つの直交偏光に関連する２つの信号成分を含み、それによって４次元空間を補う（ｓｐａｎｎｉｎｇ）。

例として、この受信された信号は、ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号であり得る。しかし、それぞれの偏光に関するコンステレーションポイント（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔｓ）の定振幅を使用するその他の変調方式、例えば、８−ＰＳＫも使用され得る点に留意されたい。ＰＤＭ信号の２つの偏光成分に対応し得る、受信された信号の２つの成分により、かつそれぞれのかかる信号成分の２つのＩ下位成分およびＱ下位成分により、４次元空間は補われる。この４次元空間は、２つのセットのＩ軸およびＱ軸によって画定される。位相変調された、この受信された信号は、光領域内の信号であってよいが、電気領域内の信号であることが好ましく、（すなわち、アナログデジタル変換の後）デジタル領域内の信号であることが最も好ましい。

この受信された信号は、光受信機内の異なる位置で位相変調されることが可能である。光受信機が、ＣＤ用の等化器および／または偏光多重分離装置など、追加の後処理手段を備える場合、ＣＤの等化前および／もしくは偏光多重分離前、ならびに／または光受信機の後処理内のその他の中間ステップにおいて、位相変調を実行することが有利な場合がある。位相変調はデジタル領域内で実行されることが好ましいが、光領域内で位相変調を実行することも可能であり得る。

位相変調は、組み合わされた、受信された信号に対して実行されることが可能であるか、または、受信された信号の１つまたは両方の信号成分に対して実行されることも可能である。例として、位相変調は、組み合わされた、受信された信号のジョイント位相オフセット（ｊｏｉｎｔ ｐｈａｓｅ ｏｆｆｓｅｔ）として実装されることが可能であり、または受信された信号のそれぞれの信号成分の位相オフセットとして実装されることも可能である。

位相変調は、位相変調後に受信された信号と、光伝送システムの目標コンステレーションポイントによって画定された４次元領域との間の４次元空間における距離に依存する誤差信号を評価することによって決定される。すなわち、誤差信号は、位相変調を通過した、受信された信号に基づいて画定され得る。光受信機が、ＣＤ用の等化器および／または偏光多重分離装置など、追加の後処理手段を備える場合、誤差信号は、位相変調を含めて、これらの後処理手段のすべてもしくは少なくとも一部を通過した、受信された信号に基づき得る。好ましくは、誤差信号は、光受信機の後処理手段の出力において受信された信号に基づいて決定される。

上で説明されたように、受信された信号は、偏光成分または信号成分に関して１セットである、その２つのセットのＩ下位成分およびＱ下位成分によって画定された４次元信号と見なされてよい。類似の様式では、光伝送システムの基礎となる変調方式の目標コンステレーションポイントは、４次元空間内に表されることが可能である。さらに、基礎となる変調方式が、ＰＳＫ変調方式におけるように定振幅を用いる場合、目標コンステレーションポイントは、４次元領域を画定する。この変調によって用いられる振幅の依存状態において、４次元領域の半径は変化し得る点に留意されたい。例として、この領域の半径は、変調方式の振幅に等しくてよい。

誤差信号は、受信された信号の（成分と成分ごとの下位成分の両方を含む）サンプルによって画定された４次元空間内のポイントと、基礎となる変調方式の目標コンステレーションポイントによって画定された４次元球面との間の距離として決定されることが好ましい。この距離は、例えば、サンプルポイントがその球面の外側にある場合、正であってよく、または、サンプルポイントがその球面の内側にある場合、負であってよい。好ましい実施形態では、誤差信号の評価は、誤差信号の最小化、例えば、平均二乗誤差の最小化を備える。

本発明のもう１つの態様によれば、位相変調は、受信された信号の強度に依存する。好ましくは、位相変調前に受信された信号の強度が使用されるが、位相変調後に受信された信号の強度が使用されてもよい。ＳＰＭによって引き起こされる位相ひずみは、光ファイバ内の光パルスの強度に比例するということにより、これは有益な場合がある。光伝送媒体の線形ひずみ効果および非線形ひずみ効果を可能な限り精密に形成する（ｍｏｄｅｌ）ことが後処理の目的であるため、光受信機におけるＳＰＭの緩和も、位相変調前に受信された信号の強度に依存することが好ましい。

例として、位相変調は、オフセットすることによって、すなわち、位相変調に対する入力において受信された信号の強度に比例することが好ましい位相補正器値によって、信号成分の信号位相を増大することまたは低減することによって実行され得る。ある実現の場合、強度の差に比例する位相をある強度値に増大することが有利な場合がある。かかる強度値は、例えば、平均強度、すなわち平均化強度であってよい。それを用いて位相が強度によって変調される係数は、誤差信号に依存する。強度は、両方の信号成分を含む信号に関して決定されることが好ましい。これは、２つのセットのＩ下位成分およびＱ下位成分の二乗振幅（ｓｑｕａｒｅｄ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を加算することによって決定され得る。

本発明の別の態様によれば、受信された信号の２つの信号成分は別々に提供される。これは、光受信機内のいずれかの時点で、例えば、偏光スプリッタの使用によって、受信された信号を２つの直交偏光に関連するその２つの信号成分、例えば、そのＴＥ成分およびＴＭ成分に分岐することによって実装され得る。かかるスプリッタは、光受信機の入力において光領域内に配置されることが好ましい。両方の信号成分が別々に利用可能である場合、それぞれの信号成分に対して位相変調を実行することが有利な場合がある。位相変調は、それぞれの信号成分に関して別々に決定されている位相補正器値を使用して実行されることが可能であり、または位相変調は、両方の信号成分に関して同じ位相補正器値を使用することも可能である。ジョイント位相補正器値は、例えば、２つの別個の信号成分に関して決定された２つの位相補正器値を平均化することによって取得され得る。

本発明の一態様によれば、ＳＰＭを補正するためのこの方法は反復方法である。この方法は、位相補正器値が、それぞれの信号サンプルに関して反復的に更新されて、適用され得るか、またはシンボルレートのサブレートに関して、すなわち、ある数の信号サンプルの後、例えば、６４サンプルごとに反復的に更新されて、適用され得るデジタル領域内で実装されることが好ましい。かかる反復位相変調方式では、受信された信号、特に信号成分に対する位相変調は、実際の誤差信号によってこれまでの反復のステップ係数を補正することによって、所与の反復において取得されるステップ係数に依存し得る。この実際の誤差信号は、位相変調前の信号成分と、位相変調後の対応する信号成分との間の相関関係に依存する値によって乗算され得る。例として、この相関関係は、位相変調器の入力における信号成分を位相変調器の出力における信号成分で乗算することによって決定され得る。この反復方法の収束パフォーマンスを改善するために、この相関項の虚部だけを考慮することが有利な場合がある。

本発明の別の態様によれば、光受信機は、受信された信号の波長分散用の等化器および／または受信された信号の偏光多重分離装置を備え得る。そのような場合、本発明による位相変調器を、波長分散用の等化器の上流および／または偏光多重分離装置の上流に配置することが有利な場合がある。そのような場合、位相変調器の下流で受信された信号として、すなわち、誤差信号を画定するために使用される信号として、波長分散用の等化器の下流および／または偏光多重分離装置の下流で受信された信号を使用することが好ましい。ＳＰＭ補償用の位相変調器は、受信機経路内の様々な位置の全体にわたって分散され得る点に留意されたい。

その代わりに、または加えて、位相変調器を波長分散用の等化器内の少なくとも１つの中間点に配置し、それによって、等化器を位相変調器の上流の部分等化器内および下流の部分等化器内に分割することが有利な場合がある。等化器内の中間点におけるＳＰＭ補償は、ＣＤなどの線形効果とＳＰＭなどの非線形効果の両方が光ファイバ上で連続的な形で発生するということをより良好に形成し得るため、これは有利な場合がある。その結果、線形効果の補償と非線形効果の緩和との間のより精密な混合は、よりよい後処理結果全体をもたらし得る。実際、ＳＰＭの補償用のいくつかの位相変調器をＣＤ等化器のいくつかの中間点に配置することが有利な場合がある。またこれらの場合、位相変調器の下流で受信された信号として、すなわち、誤差信号を画定するために使用される信号として、波長分散用の等化器の下流および／または偏光多重分離装置の下流で受信された信号を選択することが好ましい。

本発明による位相変調器がＣＤ等化器内の中間点に配置される場合、位相変調器の上流および下流の部分等化器の等化パラメータを決定するための好ましい方法は、中間位相変調は実行されないという仮定に基づいて、これらのパラメータを決定することであり得る。すなわち、仮想の組み合わされたＣＤ等化器によって、中断されないＣＤ等化が実行されることが仮定され得る。この仮定の下で、かかる仮想の組み合わされたＣＤ等化器のパラメータは、一定モジュラスアルゴリズムを使用して決定され得る。かかる仮想の組み合わされたＣＤ等化器は、それぞれの信号成分に関して決定されることが好ましい。

組み合わされた仮想ＣＤ等化器のパラメータが知られると、位相変調器の上流および下流の部分ＣＤ等化器の等化パラメータが決定される。この文脈において、好ましい制約は、部分ＣＤ等化器の連結は、仮想の組み合わされたＣＤ等化器よりも、同じディラックインパルス応答をもたらすということである。この制約は、部分ＣＤ等化器の等化パラメータを決定するための方程式系をもたらす。

別の制約は、位相変調器の上流の部分等化器の等化パラメータは、位相変調器の下流の部分等化器の等化パラメータに等しいということであってよい。

ＳＰＭ緩和に関して複数の中間位相変調器を使用するとき、部分ＣＤ等化器の等化パラメータは、同じように取得され得る点に留意されたい。まず、仮想の組み合わされたＣＤ等化器は、中間位相変調は実行されないという仮定に基づいて決定され得る。次いで、連結された部分ＣＤ等化器のディラックインパルス応答は組み合わされたＣＤ等化器のディラックインパルス応答に等しくあるべきであるという制約を使用して、部分ＣＤ等化パラメータが決定される。

本発明のもう１つの態様によれば、偏光分割多重化と定振幅を用いる変調方式とを使用して、光伝送システムの光受信機において自己位相変調を補償するための別の方法およびシステムが提案される。光受信機において、２つの直交偏光に関連する２つの信号成分を含む信号が受信される。受信された信号の２つの信号成分は、例えば、偏光スプリッタの使用によって、別個の信号として提供され得る。受信された信号は偏光多重分離される。この方法は、位相誤差信号を評価することに基づいて、偏光多重分離化の過程で、信号成分に対して位相変調を実行するステップを含む。

本発明の別の態様によれば、位相誤差信号は、位相変調後の信号成分の現在の搬送波位相とその信号成分の平均搬送波位相との間の差に依存する。

信号成分の搬送波位相は、信号成分の位相変調を除去することによって決定され得る。これは、基礎となる変調方式に応じて、異なる手段によって達成され得る。例として、ＱＰＳＫ変調された信号成分の搬送波位相は、信号成分に４の冪演算、例えば、（Ｉ＋ｊＱ）^４を応用することによって隔離され得る。搬送波位相は、結果として生じる複素数の引数として取得される。その結果、ＱＰＳＫ変調された信号成分の現在の搬送波位相は、Ｉ下位成分およびＱ下位成分の現在のサンプルに４の冪演算、例えば、（Ｉ＋ｊＱ）^４を応用することによって取得され得る。平均搬送波位相は、所定の数のサンプルに対して現在の搬送波位相を平均化することによって取得され得る。

以下で説明されるその好ましい実施形態を含めて、この別の方法およびシステムは、独立して使用されることが可能であり、または本明細書において開示されるその他の方法およびシステムと組み合わせて使用されることも可能である点に留意されたい。さらに、好ましい実施形態では、位相誤差信号の評価は、位相誤差信号の最小化、例えば、平均二乗誤差の最小化を備える点に留意されたい。これは、位相誤差信号を使用する反復的な一定モジュラスアルゴリズム（ＣＭＡ）を適用することによって達成され得る。

本発明のもう１つの態様によれば、偏光多重分離装置は、２つの重みづけされた信号成分を組み合わせることによって、偏光多重分離装置の下流の２つの信号成分を決定する。偏光多重分離化装置の上流の２つの信号成分は、それぞれ、重みによって乗算され、次いで、加算される。すなわち、偏光多重化前の２つの信号成分は、偏光多重化後の２つのその他の信号成分をもたらす目的で、異なるセットの重みによって組み合わされる。

かかる偏光多重分離装置の場合、本発明による方法およびシステムは、偏光多重分離装置のそれぞれの重みにおいて位相変調器を備え得る。この場合、位相誤差信号の基礎を形成している信号成分は、好ましくは、それぞれの重みに関連する、偏光多重分離装置の下流の信号成分である。すなわち、位相誤差信号は、それぞれの位相変調器を通過している信号成分が寄与している、偏光多重分離装置の下流の信号成分に基づいて決定される。

さらに、ＳＰＭによって引き起こされるひずみの範囲は、光パルスの強度に比例するということから、位相変調器のそれぞれの位相変調は、それぞれの重みに関連する、偏光多重分離装置の上流の信号成分の強度に依存することが有利な場合がある。

本発明は、以下に、添付の図面を参照して、例示的な形で説明される。

ＣＤ補償と偏光多重分離化とを用いた先行技術のＰＤＭ−ＱＰＳＫ受信機を例示する図である。 ＣＤ等化前に自己位相変調補償を用いる、本発明の一実施形態を例示する図である。 ＣＤ等化器の前、かつＣＤ等化器内に自己位相変調を用いる、本発明のもう１つの実施形態を例示する図である。 偏光多重分離装置内に自己位相変調を用いる、本発明のもう１つの実施形態を例示する図である。 図４の実施形態の位置補正器値を決定するために使用される位相誤差信号の生成を例示する図である。

図１は、本明細書の導入部分においてすでに議論された。

図２は、ＣＤ等化前に自己位相変調補償を用いる、本発明の一実施形態を例示する。示された例では、光受信機は、それぞれの信号成分に関する２つのＣＤ等化器２１０、２１１と、偏光多重分離装置２１２とを備える。加えて、光受信機は、それぞれの横断信号成分、それぞれ、ｉ_ｘ＋ｊｑ_ｘおよびｉ_ｙ＋ｊｑ_ｙに関する位相補償器すなわち位相変調器２０１、２０２を備える。位相補償器は、信号位相のオフセットを用いる。すなわち、位相補正器は、それぞれ、「ｘ」信号成分および「ｙ」信号成分に関する１つまたは複数の位相補正器の値ＤｐｈｉＸおよびＤｐｈｉＹによって、信号位相を増大または減少させる。

本発明の一態様によれば、位相補正器値は、以下の方程式を使用して、位相補正器決定ユニット２０５内で決定され得る：
ＤｐｈｉＸ＝ｋ_ｘ・（ｉ_ｘ ^２＋ｑ_ｘ ^２＋ｉ_ｙ ^２＋ｑ_ｙ ^２）
ＤｐｈｉＹ＝ｋ_ｙ・（ｉ_ｘ ^２＋ｑ_ｘ ^２＋ｉ_ｙ ^２＋ｑ_ｙ ^２）
式中、ｋ_ｘ、ｋ_ｙは、位相変調の変調深度を決定する、強度と位相変調との間の比例係数である。この係数は、ここでは、それぞれの位相補正器に関する反復ステップ係数と呼ばれ、（ｉ_ｘ ^２＋ｑ_ｘ ^２＋ｉ_ｙ ^２＋ｑ_ｙ ^２）という項は、自己位相変調補償器に対する、組み合わされたＰＤＭ入力信号の強度、すなわち、組み合わされた横断信号成分ｉ_ｘ＋ｊｑ_ｘおよびｉ_ｙ＋ｊｑ_ｙの強度を表す。

本発明のもう１つの態様によれば、反復ステップｋ_ｘ、ｋ_ｙは、以下の方程式を使用して、反復的な形で、反復ステップ係数決定ユニット２０４内で決定され得る：

式中、反復ｌにおいて、

は、現在の反復ステップ係数であり、

は、更新された反復ステップ係数であり、αは収束パラメータである。（Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘ）（ｉ_ｘ＋ｊｑ_ｘ）および（Ｉ_ｙ＋ｊＱ_ｙ）（ｉ_ｙ＋ｊｑ_ｙ）という項は、それぞれの入力信号成分とそれぞれの出力信号成分との間の相関関係、すなわち、「ｘ」横断成分に関するｉ_ｘ＋ｊｑ_ｘとＩ_ｘ＋ｊＱ_ｘとの間の相関関係、ならびに、「ｙ」横断成分に関するｉ_ｙ＋ｊｑ_ｙとＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙとの間の相関関係の方向性を示す項である。その正符号および負符号を有する誤差信号ｅは、補正の方向を示す。理想的な補正の場合、ｅは、少なくとも多くの事例の平均でゼロになる。この例において、反復ステップ係数は自然数であるということにより、これらの相関項の絶対値、その実部またはその虚部のどちらかが使用され得る。しかし、上の方程式に示すように、実際に評価されたｋが変調係数の指数ｅｘｐ（ｊｋ．．．）内に出現することから、ｋの増分変化（ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ ｖａｒｉａｔｉｏｎ）は、位相変調器出力において、光場の増分回転（ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ ｒｏｔａｔｉｏｎ）ｉ＋ｊｑを誘導するため、虚部が有利な場合がある。複素平面内の位相変調器に対する光入力フィールドのこの増分回転は、小虚数で乗算した増分フィールド成分を加算して近似され得る。さらに、良好な結果は、相関項の虚部を使用することによって達成されている。最終的に、この方程式は、光受信機の補償された出力信号に基づいて決定された誤差値すなわち誤差信号である項ｅを含む。

ステップ係数は複素数であってよい点にも留意されたい。その場合、複素相関項は、ステップ係数の決定のために維持されることになる。その結果、ＤｐｈｉＸおよびＤｐｈｉＹは、実際に複素数になり、自己位相変調２０１および２０２の補償は、位相と振幅補償成分とを含むことになる。実際の光ファイバ内の線形ひずみおよび非線形ひずみの連続的な重なりにより、自己位相変調は振幅ひずみ成分も含み得るため、これは有利な場合がある。

誤差値ｅは、横断成分Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘとＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙの両方を含む、補償された、組み合わされた出力信号に基づいて、誤差信号決定ユニット２０３内で決定される。出力信号は、自己位相変調の補償の下流の任意の信号であり得るが、後処理を通過し、補正されたコンステレーションを有する、光受信機の信号処理セクションの出力における出力信号であることが好ましい。

誤差信号ｅを決定するために、基礎となる変調方式のコンステレーションポイントの位置の知識を考慮することができる。例として、ＱＰＳＫ変調方式のコンステレーションポイントは、同相軸および横軸図の円上に配置される。同じことが、ＢＰＳＫ変調方式などその他のＰＳＫ変調方式、または８−ＰＳＫなどの高次ＰＳＫ変調方式にも当てはまる。その結果、ＰＳＫ変調の場合、両方の横断成分を含み、４次元信号Ｓ＝（Ｉ_ｘ，Ｑ_ｘ，Ｉ_ｙ，Ｑ_ｙ）を形成する、組み合わされたＰＤＭ信号のコンステレーションポイントは、４次元球面上に配置される。大まかに言えば、これは、考えられるコンステレーションポイント上の信号の強度が一定である、偏光分割多重信号に当てはまる。コンステレーションが正規化された場合、この球面は１の半径Ｒを有する。本実施形態では、誤差信号ｅは、組み合わされた、受信された４次元信号Ｓ＝（Ｉ_ｘ，Ｑ_ｘ，Ｉ_ｙ，Ｑ_ｙ）と、考えられるコンステレーションポイントによって画定された４次元球面との間の距離として画定される。

すなわち、図２の実施形態の自己位相変調補償は、以下のように説明され得る：誤差値、すなわち誤差信号ｅは、光受信機のＩ_ｘ＋ｊＱ_ｘ複素出力信号およびＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙ複素出力信号によって形成される。誤差信号ｅは、４次元信号Ｓ＝（Ｉ_ｘ，Ｑ_ｘ，Ｉ_ｙ，Ｑ_ｙ）と半径Ｒ（例えば、Ｒ＝１）を有する４次元球面との間の４次元の正差異または負差異である。ＳＰＭ緩和またはＳＰＭ補償の場合、それぞれのデジタル化された光ダイオード信号ｉ_ｘ＋ｊｑ_ｘおよびｉ_ｙ＋ｊｑ_ｙの位相は、その組み合わされた、デジタル化された光ダイオード信号の総強度に比例する値を用いて位相変調される。この値は、誤差信号ｅの平均二乗誤差を最小化する適応アルゴリズムによって適応された係数ｋ_ｘおよびｋ_ｙで総強度を乗算することによって取得される。ｋ_ｘはｋ_ｙに等しいという追加の制約を考慮することが有利な場合がある。この後者の制約は、結果として、両方の信号成分に対する自己位相変調の同一の緩和をもたらすことになる。

図３は、ＣＤ等化器の前面および内部で自己位相変調を用いる、本発明のもう１つの実施形態３００を例示する。実際の光ファイバ上で、波長分散などの線形ひずみ効果、および自己位相変調などの非線形効果は連続的な形で発生するということにより、これらの効果をむしろ連続的な形で形成することも有利な場合がある。したがって、ＣＤの等化とＳＰＭの緩和とを可能な限り併合させることが有利な場合がある。実際には、これは、ＣＤ等化とＳＰＭ緩和とを連続的に交番させることによって行われ得る。図３は、第１のＳＰＭ緩和ユニット３０１の後に第１のＣＤ等化ユニット３０２が続き、その後に第２のＳＰＭ緩和ユニット３０３および第２のＣＤ等化ユニット３０４が続く一実施形態を示す。例示された例では、信号処理は、偏光多重分離装置３０５によって仕上げられる。

ＣＤ等化器３０２および３０４の２つの段階のＣＤタップ係数ｃ_ｉは、光受信機の出力において誤差信号、例えば、Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘおよびＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙを最小化することによって決定され得る。偏光分割多重信号の「ｘ」成分と「ｙ」成分とを別々に処理するとき、それぞれの信号成分のコンステレーションポイントが半径１の正規化された円上にある場合、「ｘ」信号成分および「ｙ」信号成分に関して個別の誤差信号、例えば、
ｅ_ｘ＝１−｜Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘ｜^２
ｅ_ｙ＝１−｜Ｉ_ｙ＋ｊＱ_ｙ｜^２
を画定することが可能である。

実際の光ファイバ上の線形ひずみおよび非線形ひずみの絶え間ない連続により、かつ本実施形態においても、ＣＤ等化およびＳＰＭ緩和は互いに連続的に交番するということにより、ＣＤタップ係数を決定するために、図２の関連で画定された誤差信号ｅも使用することが有利な場合がある。基礎となる変調の考えられるコンステレーションポイントによって画定された４次元球面に対する、４次元の組み合わされた出力信号Ｓ＝（Ｉ_ｘ，Ｑ_ｘ，Ｉ_ｙ，Ｑ_ｙ）の距離に関するこの誤差信号ｅは、線形ひずみおよび非線形ひずみの絶え間ない連続によって受けるひずみによりよく整合し得る。これは、単に、それぞれの横断信号成分、すなわち偏光分割多重出力信号の「ｘ」成分または「ｙ」成分の誤差信号に関する、先の段落で説明されたＣＤタップ係数を決定するためのＣＭＡベースの方法と明らかに異なる。

誤差信号決定ユニット３０６内で決定された誤差信号ｅ、ｅ_ｘ、および／またはｅ_ｙのうちのどれか１つを使用して、仮想の組み合わされたＣＤ等化器のＣＤタップ係数ｂ_ｉが総ＦＩＲ決定ユニット３０７内で決定される。図３に示すように、それぞれの部分ＣＤ等化器３０２、３０４は、それぞれの横断信号成分に関するＮ個のタップ係数ｃ_ｉを含む。したがって、それぞれの信号成分は、２×Ｎ個のＣＤタップ係数を使用して等化される。これらの２つの連続的なＣＰ等化器は、２×Ｎ−１個のサンプルの長さの組み合わされた有限インパルス応答を有し、したがって、２×Ｎ−１個のタップ係数ｂ_ｉを有する仮想の組み合わされたＣＤ等化器を決定するに足る。これらのタップ係数ｂ_ｉは、一定モジュラスアルゴリズムによって決定されることが可能であり、誤差信号決定ユニット３０６内で決定された誤差信号ｅ、またはｅ_ｘおよびｅ_ｙが使用される。「ｘ」信号成分および「ｙ」信号成分のそれぞれのタップ係数を決定するために、ＣＭＡ内で、横断入力信号ｉ_ｘ＋ｊｑ_ｘおよびｉ_ｙ＋ｊｑ_ｙと、横断出力信号Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘおよびＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙとが使用される。すなわち、図３に示される上部ＣＤ等化器と下部ＣＤ等化器とに関する両方の信号成分のジョイントタップ係数を決定することが有利な場合もある。この場合、ジョイント一定モジュラス適応アルゴリズムにおいて、４次元入力信号ｓ＝（ｉ_ｘ，ｑ_ｘ，ｉ_ｙ，ｑ_ｙ）と４次元出力信号Ｓ＝（Ｉ_ｘ，Ｑ_ｘ，Ｉ_ｙ，Ｑ_ｙ）とを使用することが可能である。

以下のステップにおいて、Ｎ個のＣＤタップ係数ｃ_ｉは、仮想の組み合わされたＣＤ等化器の２×Ｎ−１個のタップ係数ｂ_ｉに基づいて決定される。２×Ｎ−１個のタップ係数ｂ_ｉを有する複素ＦＩＲフィルタＢを実際の波長分散にどのように適応するかは知られている。上で説明されたように、典型的な適応方式は、複素の振幅だけが知られている場合、ＣＭＡアルゴリズムであり、適応のためにこれらの決定が使用される場合、ＬＭＳ（最小二乗平均誤差）アルゴリズムである。以下の例では、２×Ｎ−１個のタップを有するフィルタＢが、それぞれがＮ個のタップｃ_ｉを有する２つの同一ＦＩＲフィルタＣのカスケードによってどのように置き換えられることが可能であるかが示される。これは、部分ＦＩＲ決定ユニット３０８内で実行され、方程式の反復セットを使用して実行され得る。このために、仮想の組み合わされたＣＤ等化器Ｂのディラックインパルス応答と、２つの連続的な部分ＣＤ等化器Ｃ３０２、３０４とを整合させることを目標とすることができる。すなわち、長いフィルタｂ_ｉおよびカスケードｃ_ｉは、同じインパルス応答を有するべきである。ｂ_ｉからｃ_ｉを計算するための考えられる方法は以下のとおりである。説明を簡単にするために、タップ指標は０から始まり、したがって、組み合わされたＣＤ等化器Ｂのタップは、ｂ_０，．．．，ｂ_２Ｎ−２であり、２つの部分ＣＤ等化器Ｃのタップは、ｃ_０，．．．，ｃ_Ｎ−１であることが仮定される。同一タップ間隔Ｔ_ｃを用いると、タップｂ_ｉによって生成されるインパルス応答は、領域ｃ_ｉのディラックインパルスにおいて、かつ時間ｉ×Ｔ_ｃにおいて出現する。その結果、ｔ＝０×Ｔ_ｃにおいて、組み合わされた等化器Ｂはｂ_０のパルスを生成し、２つのカスケードされた等化器Ｃは、組み合わされた等化器のパルス、すなわち、

に等しくなければならない

のパルスを生成する。したがって、これは、

である。

同じように、ｔ＝１×Ｔ_ｃにおいて、組み合わされた等化器Ｂはｂ_１のパルスを生成し、２つのカスケードされた等化器Ｃは、ｃ_０ｃ_１＋ｃ_１ｃ_０のパルスを生成する。したがって、

である。

一般に、ｔ＝ｒ×Ｔ_ｃにおいて、組み合わされた等化器Ｂはパルスｂ_ｒを提供し、カスケードされた等化器Ｃはパルス：

を提供する。

要約すると、タップｃ_ｎおよびｃ_ｍのすべての対が出現し、これは、時刻ｒ×Ｔ_ｃにおいて、寄与を生み出す。ｃ_ｒに関して、最終的に：

を取得する。

係数を推論するための代替案は、最後のタップから開始して、タップ計算プロセスの間に下方移動することである。その他の解決手順も適用可能である。

第１のＣＤ等化器３０２および第２のＣＤ等化器３０４のＣＤタップ係数ｃ_ｉが決定されていると、第１のＳＰＭ緩和ユニット３０１の位相補正器Ｄｐｈｉ１ＸおよびＤｐｈｉ１Ｙ、ならびに第２のＳＰＭ緩和ユニット３０３の位相補正器Ｄｐｈｉ２ＸおよびＤｐｈｉ２Ｙは、図２の関連で説明された適応アルゴリズムを使用して決定され得る。このために、出力信号成分Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘおよびＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙが使用され得る。説明されたアルゴリズムに関して使用される入力信号に関して、ＳＰＭ緩和ユニット３０１および３０３の両方に関する位相補正器を決定するために、入力信号ｉ_ｘ＋ｊｑ_ｘおよびｉ_ｙ＋ｊｑ_ｙが使用され得る。１つまたは複数の位相補正器の値を決定するために使用される入力信号として、この入力信号をそれぞれのＳＰＭ緩和ユニットに使用すること、すなわち、ＳＰＭ緩和ユニット３０１の位相補正器値を決定するために、ＳＰＭ緩和ユニット３０１に対する入力信号が使用され、ＳＰＭ緩和ユニット３０３の位相補正器値を決定するために、ＳＰＭ緩和ユニット３０３に対する入力信号が使用されることが好ましい。

すなわち、図３に例示された実施形態は、例えば、第２の非線形補償ユニット３０３を介して、中期段階でさらなるＳＰＭ緩和を応用することによって、図２に例示されたＳＰＭ緩和をさらに改善することとして説明され得る。このために、波長分散補償用の２×Ｎ−１個のタップを有する、必要とされる大型ＦＩＲフィルタは、ハーフサイズの、すなわち、Ｎ個のタップの、２つの、場合によっては、同一ＦＩＲフィルタに分岐される。加えて、２×Ｎ−１個のタップｂ_ｉを有する仮想大型ＦＩＲフィルタが、例えば、一定モジュラスアルゴリズムを使用することによって適応され、２つの小型ＦＩＲフィルタのタップｃ_ｉがタップｂ_ｉから計算される適応方式が提案される。この計算は、部分ＦＩＲ決定ユニット３０８内で実行される算術演算によって行われることが可能である。

図４は、偏光多重分離装置４０１内で自己位相変調を用いる、本発明のもう１つの実施形態４００を例示する。この実施形態は、独立して使用されることが可能であり、または図２および図３の関連で説明された実施形態と組み合わせて使用されることも可能である。図４では、ＳＰＭ緩和に関する４つの位相変調器４０５、４０６、４０７、４０８は、偏光多重分離化装置４０１内に配置される。それぞれの位相変調器は、偏光多重分離装置の上流の特定の横断入力信号成分と、偏光多重分離装置の下流の特定の横断出力信号成分とによって特徴付けられる。詳細には、位相変調器４０５は、入力信号成分Ｉ’_ｘ＋ｊＱ’_ｘと出力信号成分Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘとを有し、位相変調器４０６は、入力信号成分Ｉ’_ｙ＋ｊＱ’_ｙと出力信号成分Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘとを有し、位相変調器４０７は、入力信号成分Ｉ’_ｘ＋ｊＱ’_ｘと出力信号成分Ｉ_ｙ＋ｊＱ_ｙとを有し、位相変調器４０８は、入力信号成分Ｉ’_ｙ＋ｊＱ’_ｙと出力信号成分Ｉ_ｙ＋ｊＱ_ｙとを有する。

位相変調器４０５、４０６、４０７、４０８のそれぞれに関して、そのそれぞれの出力信号成分に基づいて、誤差信号が決定される。これは、誤差信号決定ユニット４０２内で行われる。誤差信号を決定するためのこの方法は、図５でさらに例示される。図５でＩ＋ｊＱとして参照される、それぞれの出力信号成分に関して、現在の搬送波位相が現在の位相決定ユニット５０１内で決定され、平均搬送波位相が平均位相決定ユニット５０２内で決定される。

非線形性と雑音とによって誘導されるひずみは、コンステレーションセンターポイントの周囲に平均して等しく分散される追加の位相変調をもたらす。４乗を計算することによって、ＱＰＳＫ信号の変調を除去することにより、１つの共通センターポイントの周囲に「新しい」コンステレーションポイントが分散される。位相内のこの点からの偏差は、非線形性と雑音とによって誘導された位相ひずみに比例する。したがって、複数の記号間隔またはサンプル間隔に対して搬送波位相を平均化することによって、搬送波位相の正確な位相推定を取得することが可能である。信号Ｉ＋ｊＱを４乗（Ｉ＋ｊＱ）^４に増やすことは、ＱＰＳＫ変調のために変調された位相を取り消す。その他の変調方式は、変調された位相を取り消すために、サンプルの異なる処理を必要とする場合がある。例えば、ＢＰＳＫは、信号サンプルの複素値に二乗関数が適用されることを必要とする場合がある。次いで、位相は、複素値（Ｉ＋ｊＱ）^４を合計することによって、Ｐ個のサンプルのブロックに対して平均化される。平均搬送波位相推定φ_ｍは、

によって取得される。

Ｉ＋ｊＱの特定サンプルに関する現在の搬送波位相推定φ_ｃは、
φ_ｃ＝ａｒｇ［（Ｉ＋ｊＱ）^４］
によって提示される。

誤差信号は、ｅ_φは、
ｅ_φ＝φ_ｃ−φ_ｍ
として位相差異決定ユニット５０３内で取得される。

図５は、矢印５０４によって表される現在の搬送波位相φ_ｃと、矢印５０５によって表される平均搬送波位相φ_ｍとの間の位相差としてこの誤差信号ｅ_φを例示する。

誤差信号ｅ_φを使用することによって、反復ステップ係数決定ユニット４０３内でステップ係数ｋが決定される。これは、一定モジュラスアルゴリズムを使用することによって行われることが可能であり、入力信号として、偏光多重分離装置の上流のそれぞれの位相変調器に対するそれぞれの横断入力信号、すなわち、Ｉ’_ｘ＋ｊＱ’_ｘまたはＩ’_ｙ＋ｊＱ’_ｙのどちらが使用され、出力信号として、偏光多重分離装置の下流のそれぞれの位相変調器のそれぞれの横断出力信号、すなわち、Ｉ_ｘ＋ｊＱ_ｘまたはＩ_ｙ＋ｊＱ_ｙが使用される。その結果、それぞれ、４つの位相変調器４０５、４０６、４０７、および４０８に関して、４つのステップ係数ｋ_ｘｘ、ｋ_ｘｙ、ｋ_ｙｘ、およびｋ_ｙｙが決定される。ステップ係数の注釈において、第１の指標文字は、位相変調器の横断入力信号成分を示し、第２の指標文字は、位相変調器に対する横断出力信号成分を示す。

次のステップでは、ＤｐｈｉＸＸ、ＤｐｈｉＹＸ、ＤｐｈｉＸＹ、およびＤｐｈｙＹＹと呼ばれる、４つの位相変調器の位相補正器値が位相補正器決定ユニット４０４内で決定される。これらの位相補正器値は、それぞれのステップ係数をそれぞれの位相変調器に対する横断入力信号成分の強度で乗算することによって、ユニット４０４内で取得され得る。すなわち、
ＤｐｈｉＸＸ＝ｋ_ｘｘ・（Ｉ’_ｘ ^２＋Ｑ’_ｘ ^２）
ＤｐｈｉＹＸ＝ｋ_ｙｘ・（Ｉ’_ｙ ^２＋Ｑ’_ｙ ^２）
ＤｐｈｉＸＹ＝ｋ_ｘｙ・（Ｉ’_ｘ ^２＋Ｑ’_ｘ ^２）
ＤｐｈｙＹＹ＝ｋ_ｙｙ・（Ｉ’_ｙ ^２＋Ｑ’_ｙ ^２）
である。

すなわち、図４に例示された本発明の実施形態は、さらなる位相変調によって、例えば、信号処理出力において、偏光多重分離装置４０１内の位相変調によって、ＳＰＭ緩和を改善することとして説明され得る。強度比例位相変調を適応するための別の誤差信号ｅ_φが提案される。この誤差信号ｅ_φは、（「ｘ」偏光内または「ｙ」偏光内のどちらかの）それぞれの出力信号成分の位相と、平均出力信号位相との間の位相差異に比例する。この信号位相は、変調を除去する４の冪演算によって取得され得る。

本明細書は、光伝送システム内で自己位相変調を緩和するための手段を開示する。詳細には、コヒーレント検出に基づく将来の１００Ｇｂ／ｓのイーサネット（登録商標）トランスポンダの場合、ファイバ出射パワーの低減は限定効果になることが予測される。本明細書で提案される要素は、関連するひずみ、特に、ＳＰＭの低減を可能にし、したがって、それぞれの光範囲のファイバ出射パワーを増大することを可能にする。この手段によって、光リンク予算は増大され得る。本発明は、例えば、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）技術またはＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）技術を使用して、ＤＳＰ上で実装されることが可能である。

Claims (15)

1. 偏光分割多重化と定振幅を用いる変調方式とを使用して、光伝送システムの光受信機（１００）において自己位相変調を補償するための方法であって、
   それぞれの成分が同相下位成分と直交位相下位成分とを含む、２つの直交偏光に関連する２つの信号成分を含み、それによって４次元空間を補う、信号を受信するステップを含む方法において、
   受信された信号に対して位相変調（２０１、２０２）を実行するステップをさらに備え、位相変調（２０１、２０２）が、位相変調後に受信された信号と、光伝送システムの目標コンステレーションポイントによって画定された４次元球面との間の４次元空間における距離に依存する誤差信号（２０３）を評価することによって決定されることを特徴とする、方法。
2. 位相変調（２０１、２０２）が、位相変調（２０１、２０２）前に受信された信号の強度に依存する、請求項１に記載の方法。
3. 受信された信号の２つの信号成分が別々に提供され、
   位相変調（２０１、２０２）がそれぞれの信号成分に対して実行される、
   請求項１に記載の方法。
4. 方法が反復方法であって、
   信号成分に対する位相変調（２０１、２０２）が、位相変調（２０１、２０２）前の信号成分と位相変調（２０１、２０２）後の対応する信号成分との間の乗算に依存する値によって乗算された実際の誤差信号によって、これまでの反復のステップ係数を補正することによって、所与の反復において取得されるステップ係数に依存する、
   請求項３に記載の方法。
5. 定振幅を用いる変調方式が４位相偏移変調である、
   請求項１に記載の方法。
6. 受信された信号の２つの信号成分が提供され、
   受信された信号が偏光多重分離され（４０１）
   方法が、
   位相変調後の信号成分の現在の搬送波位相とその信号成分の平均搬送波位相との間の差に依存する位相誤差信号（４０２）を評価することに基づいて、偏光多重分離化（４０１）の過程で、信号成分に対して位相変調（４０５、４０６、４０７、４０８）を実行するステップをさらに含む、
   請求項１に記載の方法。
7. 偏光分割多重化と定振幅を用いる変調方式とを使用して、光伝送システムの光受信機（１００）において自己位相変調を補償するためのシステムであって、
   受信された信号が、それぞれの成分が同相下位成分と直交位相下位成分とを含む、２つの直交偏光に関連する２つの信号成分を含み、それによって４次元空間を補い、
   受信された信号に対して位相変調を実行するように動作可能な位相変調器（２０１、２０２）を備え、位相変調が、位相変調器の下流で受信された信号と、光伝送システムの目標コンステレーションポイントによって画定された４次元球面との間の４次元空間内の距離に依存する誤差信号（２０３）を評価することによって決定されることを特徴とする、システム。
8. 光受信機（１００）が、
   受信された信号の波長分散用の等化器（２１０、２１１）と、
   偏光多重分離装置（２１２）とをさらに備える、請求項７に記載のシステム。
9. 位相変調器（２０１、２０２）が、波長分散用の等化器（２１０、２１１）の上流および偏光多重分離装置（２１２）の上流に配置され、
   位相変調器（２０１、２０２）の下流で受信された信号が、波長分散用の等化器（２１０，２１１）の下流および偏光多重分離装置（２１２）の下流で受信された信号である、
   請求項８に記載のシステム。
10. 等化器が位相変調器（３０３）の上流の部分等化器（３０２）と下流の部分等化器（３０４）とを備えた状態で、位相変調器（３０３）が波長分散用の等化器（３０２、３０４）内の中間点に配置され、
    位相変調器（３０３）の下流で受信された信号が、波長分散用の等化器（３０４）の下流および偏光多重分離装置（３０５）の下流で受信された信号である、
    請求項８に記載のシステム。
11. 位相変調器（３０３）の上流の部分等化器（３０２）および下流の部分等化器（３０４）の等化パラメータが、
    中間位相変調が実行されないことを仮定して、仮想の組み合わされた等化器の等化パラメータを決定することと、
    仮想の組み合わされた等化器として、同じ組み合わされたインパルス応答を有する部分等化器（３０２、３０４）の等化パラメータを決定することと
    によって決定される、請求項１０に記載のシステム。
12. 位相変調器（３０３）の上流の部分等化器（３０２）の等化パラメータが、位相変調器（３０３）の下流の部分等化器（３０４）の等化パラメータに等しい、
    請求項１０に記載のシステム。
13. 光受信機（１００）が、
    受信された信号の２つの信号成分を提供するように動作可能な分岐ユニット（１０６）と、
    受信された信号の偏光を多重分離するように動作可能な偏光多重分離装置（４０１）とを備え、システムが
    偏光多重分離装置（４０１）内の中間点に位相変調器（４０５、４０６、４０７、４０８）をさらに備え、位相変調器（４０５、４０６、４０７、４０８）が、位相変調器（４０５、４０６、４０７、４０８）の下流の信号成分の現在の搬送波位相と、その信号成分の平均搬送波位相との間の差に依存する位相誤差信号（４０２）を評価することに基づいて、信号成分に対して位相変調を実行するように動作可能である、請求項７に記載のシステム。
14. 偏光多重分離装置（４０１）が、偏光多重分離装置（４０１）の上流の２つの信号成分を加算することによって、偏光多重分離装置（４０１）の下流の２つの信号成分を決定し、それぞれの信号成分が重みによって乗算され、
    システムが、偏光多重分離装置（４０１）のそれぞれの重みにおいて、位相変調器（４０５、４０６、４０７、４０８）を備え、
    位相誤差信号が依存する信号成分が、それぞれの重みに関連する、偏光多重分離装置（４０１）の下流の信号成分である、
    請求項１３に記載のシステム。
15. 位相変調器（４０５、４０６、４０７、４０８）のそれぞれの位相変調が、それぞれの重みに関連する、偏光多重分離装置（４０１）の上流の信号成分の強度に依存する、
    請求項１４に記載の方法。

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