CN101631095B - 相干接收机中的自适应非线性补偿 - Google Patents

Abstract

本发明涉及光通信，尤其涉及对高比特率光通信系统中产生的非线性失真的补偿。提出了一种相干接收机中的自适应非线性补偿的方法和系统，其中光传输系统使用偏振分割复用和等幅调制方案。所述方法包括对接收信号执行相位调制的步骤，其中所述接收信号包括与两个正交偏振相关联的两个信号分量，每个分量包括同相子分量和正交子分量，从而扩展为四维空间。通过评估误差信号确定相位调制，所述误差信号取决于在四维空间中，经相位调制后的接收信号与由光传输系统的目标星座点所定义的四维球体之间的距离。

Description

相干接收机中的自适应非线性补偿

技术领域

本发明涉及光通信，尤其涉及对在高比特率光通信系统中产生的非线性失真的补偿。

背景技术

现有技术中，使用两个独立相位调制信号(例如，两个QPSK(正交相移键控)信号)的偏振分割复用(PDM)的光传输方案，相比于非偏振分集传输方案具有更高的光谱效率。在相干接收机中，这种PDM信号可以借助于数字信号处理而进行偏振解复用和失真补偿。预期使用40Gb/s和100Gb/s比特率的用于陆地网络的下一代转发器将以偏振复用QPSK(PDM-QPSK)调制和相干检测方案为基础。使用此技术，通过光接收机中的数字信号处理(DSP)，将有可能实现无DCM传输(也即，基于无色散补偿光纤的传输)、非常高的PDM容限以及使用50GHz间隔ROADM(可重构光插/分复用器)。

PDM-QPSK发射机通常包括生成光载波信号的激光器。光载波信号被分路馈送到第一IQ调制器和第二IQ调制器。第一IQ调制器用于对组合光输出信号的第一偏振分量(通常表示为“x”)进行相位调制，此第一偏振分量例如是TE分量(TE-横电)。第二IQ调制器用于对组合光输出信号的第二正交偏振分量(通常表示为“y”)进行相位调制，此第二正交偏振分量例如是TM分量(TM-横磁)。

PDM-QPSK信号通过光纤传输并且经受光纤中的线性和非线性失真效应所导致的失真，诸如色散(CD)和偏振模色散(PMD)。CD是波的相速度取决于其频率的现象。为了补偿这些失真，PDM-QPSK接收机通常包括均衡器或补偿器，其被训练和/或连续调整以对光传输信道的脉冲响应进行建模。图1中示出了现有技术中这种具有CD补偿和偏振解复用的PDM-QPSK接收机100。接收光纤105上的PDM-QPSK信号，并且将其传送通过偏振分离器106，以便隔离组合信号的两个偏振面或分量，其可以在光域或电域中进行后处理以获得组合PDM信号的原始偏振分量。这两个分量传送通过解调器107和光检测器108，由此得到每个偏振分量的I子分量和Q子分量，也即每个偏振分量的同相子分量和正交子分量。在接下来的步骤中，这些信号可以在一组模数转换器109中数字化，以便允许在数字域进行均衡。此处将这些输入到均衡级的输入信号分别称为i_x+jq_x和i_y+jq_y。

色散补偿可以通过一套有限脉冲响应(FIR)滤波器组110、111来执行。在图1中，FIR滤波器110、111的阶数是五，不过可以使用任意阶数的均衡滤波器。通常，越高的滤波器阶数可以得到越好的色散补偿结果。应当注意，作为备选方案，色散补偿可以在光域中执行。

接下来的均衡级主要涉及与所传输的组合信号的偏振有关的失真补偿，其称为偏振解复用112。通过混合“x”信号和“y”信号，有可能补偿在两个偏振分量之间的某些交叉干扰效应，并且可以明显补偿偏振面的倾斜。事实上，由于光接收机并不知晓所接收PDM信号的偏振面取向，因此可能需要偏振解复用器。作为偏振解复用级112的输出，分别获得已补偿的信号I_x+jQ_x和I_y+jQ_y。

可以通过使用训练数据和/或通过采用所接收PDM-QPSK信号的已知特性的自适应优化方案来确定均衡参数，其中后一方案也称为盲均衡。为了在盲均衡器中确定均衡参数，常常使用所谓的恒模算法(CMA)来调整FIR抽头c_i以用于CD补偿和偏振解复用抽头a_xx、a_xy、a_yx和a_yy。均衡的意义在于有可能使用给定光输入功率实现较长的传输距离，或者对于给定光传输距离能够减少光输入功率，由此减少光纤上非线性效应的程度。

文献“Digital Equalisation of 40Gbit/s per WavelengthTransmission over 2480km of Standard Fibre without OpticalDispersion Compensation”，S.J.Savory et al.，Proceedings of ECOC2006，Cannes，France，paper Th2.5.5，2006年9月，讨论了CMA。此文献中有关CMA的描述在此通过引用而并入。

对于单位幅度的信号，CMA试图最小化误差项ε_y＝1-|y|²的量值，其中|y|²是均衡级的输出信号y的强度。在当前例子中，信号y可以是CD均衡器或偏振解复用器的输出信号，例如，图1中的I_x+jQ_x和I_y+jQ_y。

根据CMA，按照下列方式计算用于CD均衡的抽头系数c_i，其中i＝1，...，N：

c _i′＝c _i+με_yy·x ^*

此处，c _i′项表示CD抽头系数c_i，i＝1，...，N的更新向量，c _i项表示CD抽头系数的实际向量，μ是收敛参数，y是均衡器的输出信号，x ^*项表示输入到均衡级的输入样本x(k+1)到x(k-N)的复共轭的实际向量。通过类似的方式，使用CMA可以确定用于偏振解复用的抽头系数a_xx、a_xy、a_yx和a_yy。

当进一步增加光信道上的比特率时，需要增大光发射功率以便获得可靠的接收。这引入了附加的非线性效应，降低了整体系统性能。在100Gb/s的比特率时，明显可以预料到信道内的非线性，尤其是自相位调制(SPM)，成为限制作用。SPM是与光学克尔效应有关的非线性光学效应。当短的光脉冲在光介质中传播时，它们会引入变化的光介质折射系数。折射系数的这种变化会产生脉冲的相移，导致脉冲频谱的改变。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在光传输系统中，尤其是在光PDM-QPSK传输系统中补偿SPM的有效方法和系统。通过使用所提议的SPM补偿方法，有可能增大接收机处的信噪比，从而有可能在给定光发射功率的情况下允许更长的传输距离，或者在给定传输距离的情况下允许更低的光发射功率。本发明的一个特别目的在于提供一种在使用数字信号处理器的相干接收机中用于SPM补偿的快速有效的自适应方案，所述相干接收机允许在DSP内自动调整滤波器参数以适应实际的非线性失真。

根据本发明的一个方面，提出了一种用于在光传输系统的光接收机处对自相位调制进行补偿的方法和系统，所述光传输系统使用偏振分割复用和等幅调制方案。所述方法包括对接收信号执行相位调制的步骤，其中所述接收信号包括与两个正交偏振相关联的两个信号分量，每个分量包括同相子分量和正交子分量，从而扩展(span)为四维空间。

作为示例，所述接收信号可以是PDM-QPSK信号。然而，应当注意，也可以使用针对每个偏振使用等幅星座点的其他调制方案，例如8-PSK。所述接收信号的两个分量可以对应于PDM信号的两个偏振分量，由于所述接收信号的这两个分量并且由于每个这种信号分量的I和Q两个子分量，所以可以扩展为四维空间。此四维空间由两组I和Q轴来定义。所述接收信号是相位调制的，其可以是光域中的信号，不过优选地是电域中的信号，更优选地是数字域中的信号(也即，在模数变换之后)。

所述接收信号可以在光接收机内不同位置处进行相位调制。如果光接收机包括附加的后处理装置，诸如用于CD的均衡器和/或偏振解复用器，则在CD均衡之前和/或在偏振解复用之前和/或在光接收机中的后处理内的其他中间步骤处执行相位调制可能是有利的。也可以在光域内执行相位调制，不过优选地在数字域中执行相位调制。

可以对组合接收信号执行相位调制，或者可以对所述接收信号的一个或两个信号分量执行相位调制。作为示例，相位调制可以实现为组合接收信号的联合相位偏移，或者可以实现为所述接收信号的每个信号分量的相位偏移。

通过评估误差信号来确定相位调制，该误差信号取决于在四维空间中，相位调制后的接收信号与由光传输系统的目标星座点所定义的四维球体之间的距离。换言之，可以基于已经过相位调制的接收信号来定义误差信号。如果光接收机包括附加的后处理装置，诸如用于CD的均衡器和/或偏振解复用器，则误差信号可以基于已通过这些后处理装置中的全部或者至少部分装置(包括相位调制)的接收信号。优选地，基于在光接收机的后处理装置的输出处的接收信号来确定误差信号。

如上概述，接收信号可以视为由其两组I和Q子分量定义的四维信号，其中一组I和Q子分量用于一个偏振或信号分量。在模拟方式中，光传输系统的基本调制方案的目标星座点可以在四维空间中表示。而且，如果基本调制方案采用等幅调制，如PSK调制方案的情形，则目标星座点定义了四维球体。应当注意，取决于调制所采用的幅度，四维球体的半径可以变化。作为示例，球体半径可以等于调制方案的幅度。

优选地，误差信号可以确定为由接收信号的样本(包括两个分量以及每个分量的两个子分量)所定义的四维空间中的点与由基本调制方案的目标星座点所定义的四维球体的距离。例如当样本点在球体外部时，该距离可以是正数，或者当样本点在球体内部时，该距离是负数。在一种优选实施方式中，对误差信号的评估包括最小化误差信号，例如最小化均方误差。

根据本发明的另一方面，相位调制取决于接收信号的强度。优选地，使用相位调制之前的接收信号的强度，不过也可以使用相位调制之后的接收信号的强度。由于事实上SPM所导致的相位失真与光纤中光脉冲的强度成比例，因此这样做是有利的。因为后处理的目的是尽可能精确地对光传输介质的线性和非线性失真效应进行建模，因此优选地，光接收机处的SPM的缓解也取决于相位调制之前的接收信号的强度。

作为示例，相位调制可以通过偏移来执行，也即，通过将信号分量的信号相位增加或减少一个相位修正值，该相位修正值优选地与相位调制的输入处的接收信号强度成比例。对于某些实现，相对于强度与特定强度值的差值按比例增加相位可能是有利的。此类特定强度值例如可以是均值强度或平均强度(mean or averageintensity)。按强度对相位进行调制所使用的因子取决于误差信号。优选地，针对包括两个信号分量的信号来确定强度。可以通过将两组I和Q子分量的幅度的平方相加来进行确定。

根据本发明的又一方面，独立地提供接收信号的两个信号分量。这可以通过在光接收机内的任意点处，例如通过使用偏振分离器将接收信号划分为与两个正交偏振相关联的两个信号分量(例如，TE分量和TM分量)来实现。优选地，这种分离器位于光接收机的输入处的光域中。如果这两个信号分量各自都可用，则对每个信号分量执行相位调制可能是有利的。相位调制可以使用已针对每个信号分量分别确定的相位修正值来执行，或者相位调制可以针对这两个信号分量使用相同相位修正值。联合相位修正值例如可以通过将针对两个分离的信号分量而确定的两个相位修正值进行平均来获得。

根据本发明的一个方面，用于补偿SPM的方法是迭代方法。该方法优选地在数字域实现，其中相位修正值可以针对每个信号样本进行迭代式更新和应用，或者按照符号率的子速率(也即，在一定数量的信号样本之后，例如每64个样本之后)进行迭代式更新和应用。在这种迭代式相位调制方案中，对接收信号的相位调制，尤其是对信号分量的相位调制，可以取决于步长因子，在给定迭代中，通过利用实际误差信号修正前一次迭代的步长因子而获得该步长因子。此实际误差信号可以乘以一个值，该值取决于相位调制前的信号分量与相位调制后的相应信号分量之间的相关性。作为示例，可以通过将相位调制器的输入处的信号分量与相位调制器的输出处的信号分量相乘来确定该相关性。为了改进迭代方法的收敛性能，仅考虑此相关性项的虚数部分可能是有利的。

根据本发明的又一方面，光接收机可以包括针对接收信号的色散均衡器和/或针对接收信号的偏振解复用器。在这种情况下，将本发明的相位调制器放置在色散均衡器的上游和/或偏振解复用器的上游可能是有利的。这种情况下，其优选地将色散均衡器下游的和/或偏振解复用器下游的接收信号用作相位调制器下游的接收信号，也即用作用于定义误差信号的信号。应当注意，用于SPM补偿的相位调制器可以分布在接收机路径内的各个位置上。

备选地或者附加地，可能有利的是将相位调制器放置在色散均衡器内的至少一个中间点上，由此将均衡器划分为相位调制器上游的局部均衡器和下游的局部均衡器。这可能是有利的，因为事实上线性效应(诸如CD)和非线性效应(诸如SPM)二者在光纤上以连续方式发生，所以在均衡器内的中间点处的SPM补偿可以更好地对此进行建模。从而，在补偿线性效应和缓解非线性效应之间更紧密的混合可以得到更好的总体后处理结果。事实上，将多个用于补偿SPM的相位调制器放置在CD均衡器内的多个中间点处可能是有利的。而且在这些情形下，优选地选择色散均衡器下游的和/或偏振解复用器下游的接收信号作为相位调制器下游的接收信号，也即作为用于定义误差信号的信号。

如果本发明的相位调制器放置在CD均衡器内的中间点处，则优选的用于确定相位调制器上游和下游的局部均衡器的均衡参数的方法可以基于未执行中间相位调制的假设来确定参数。换言之，可以假设借助于虚拟组合CD均衡器来执行不间断CD均衡。在这种假设下，此类虚拟组合CD均衡器的参数可以使用恒模算法来确定。优选地，针对每个信号分量确定这种虚拟组合CD均衡器。

一旦组合虚拟CD均衡器的参数已知，那么就可以确定相位调制器上游和下游的局部CD均衡器的均衡参数。在此上下文中，优选的约束是局部CD均衡器的级联得到与虚拟组合CD均衡器相同的狄拉克脉冲响应。此约束导出用于确定局部CD均衡器的均衡参数的方程组。

另一约束可以是相位调制器上游的局部均衡器的均衡参数等于相位调制器下游的局部均衡器的均衡参数。

应当注意，当使用多个用于缓解SPM的中间相位调制器时，局部CD均衡器的均衡参数可以按类似的方式获得。首先，可以基于未执行中间相位调制的假设来确定虚拟组合CD均衡器。接着使用级联局部CD均衡器的狄拉克脉冲响应应当等于组合CD均衡器的狄拉克脉冲响应的约束来确定局部CD均衡参数。

根据本发明的另一方面，提出了另一种用于在光传输系统的光接收机处补偿自相位调制的方法和系统，其中光传输系统使用偏振分割复用和等幅调制方案。在光接收机处，接收包括与两个正交偏振相关联的两个信号分量的信号。所接收信号的这两个信号分量例如可以通过使用偏振分离器作为单独的信号来提供。接收信号被偏振解复用。所述方法包括在偏振解复用期间，基于对相位误差信号的评估而对信号分量执行相位调制的步骤。

根据本发明的又一方面，相位误差信号取决于相位调制后信号分量的当前载波相位与该信号分量的平均载波相位的差值。

可以通过去除信号分量的相位调制来确定信号分量的载波相位。这可以通过取决于基本调制方案的不同装置来实现。作为示例，通过对信号分量应用四次幂运算，例如(I+jQ)⁴，来分解出QPSK调制信号分量的载波相位。由得到的复数的辐角获得载波相位。因此，可以通过对I和Q子分量的当前样本应用四次幂运算，例如(I+jQ)⁴，来获得QPSK调制信号分量的当前载波相位。平均载波相位可以通过在预定数目的样本上对当前载波相位求平均来获得。

应当注意，所述另一种方法和系统，包括下文概述的其优选实施方式，可以单独使用或者结合此文献中公开的其他方法和系统一起使用。而且，应当注意，在一种优选实施方式中，对相位误差信号的评估包括最小化相位误差信号，例如最小化均方误差。这可以通过应用使用相位误差信号的迭代式恒模算法(CMA)来实现。

根据本发明的另一方面，偏振解复用器通过组合两个加权信号分量来确定偏振解复用器下游的两个信号分量。偏振解复用器上游的两个信号分量的每一个都乘以一个权重，然后相加。换言之，通过不同的权重组来组合偏振复用之前的两个信号分量，以便得到偏振复用后的另外两个信号分量。

对于这种偏振解复用器，本发明的方法和系统可以在偏振解复用器的每个权重处包括一个相位调制器。这种情况下，构成相位误差信号的基础的信号分量优选地是与相应权重相关联的偏振解复用器下游的信号分量。换言之，基于经过相应相位调制器的信号分量有所贡献的偏振解复用器下游的信号分量来确定相位误差信号。

此外，由于事实上SPM所导致的失真程度与光脉冲强度成比例，因此有利的是每个相位调制器的相位调制都取决于与相应权重相关联的偏振解复用器上游的信号分量的强度。

附图说明

下面将参考附图、以示例性方式来阐述本发明，其中：

图1示出了现有技术的具有CD补偿和偏振解复用的PDM-QPSK接收机；

图2示出了在CD均衡之前采用自相位调制补偿的本发明的实施方式；

图3示出了在CD均衡器之前以及在CD均衡器内采用自相位调制的本发明的另一实施方式；

图4示出了在偏振解复用器内采用自相位调制的本发明的另一实施方式；以及

图5示出了用于确定图4中的实施方式的相位修正值的相位误差信号的产生。

具体实施方式

图1已经在本文的背景技术部分进行了讨论。

图2示出了在CD均衡之前采用自相位调制补偿的本发明的实施方式。在所示示例中，光接收机包括用于每个信号分量的两个CD均衡器210、211以及一个偏振解复用器212。此外，光接收机包括分别用于每个横向信号分量i_x+jq_x和i_y+jq_y的相位补偿器或相位调制器201、202。相位补偿器利用信号相位的偏差，也即，相位补偿器将信号相位增加或减少相位修正量或相位修正值，对于“x”和“y”信号分量，其相位修正量或相位修正值分别为DphiX和DphiY。

根据本发明的一方面，可以使用如下公式，在相位修正量确定单元205中确定相位修正值：

DphiX＝k_x·(i_x ²+q_x ²+i_y ²+q_y ²)，

DphiY＝k_y·(i_x ²+q_x ²+i_y ²+q_y ²)，

其中，k_x和k_y是强度和相位调制之间的比例因子，其确定相位调制的调制深度。此处将该因子称为用于相应的相位修正器的迭代步长因子，并且其中(i_x ²+q_x ²+i_y ²+q_y ²)表示输入到自相位调制补偿器的组合PDM输入信号的强度，也即组合横向信号分量i_x+iq_x和i_y+iq_y的强度。

根据本发明的另一方面，可以在迭代步长因子确定单元204内使用下列公式以迭代方式来确定迭代步长因子k_x和k_y：

$k_x^{l+1}=k_x^l-\mathrm{\α}\·\mathrm{Im}\{(I_x+j{Q}_x)\·e\·(i_x+j{q}_x)\},$

$k_y^{l+1}=k_y^l-\mathrm{\α}\·\mathrm{Im}\{(I_y+j{Q}_y)\·e\·(i_y+j{q}_y)\},$

其中在迭代l中，k_x ^l和k_y ^l是当前的迭代步长因子，k_x ^l+1和k_y ^l+1是更新的迭代步长因子，α是收敛参数。(I_x+jQ_x)(i_x+jq_x)和(I_y+jQ_y)(i_y+iq_y)项是指示相应输入信号分量与相应输出信号分量之间的相关性的朝向的项，也即，对于“x”横向分量是i_x+jq_x与I_x+jQ_x之间的相关性，对于“y”横向分量是i_y+iq_y与I_y+iQ_y之间的相关性。具有正号或负号的误差信号e指示修正的方向。理想情况下，修正e变为零，至少在多次瞬时平均中是如此。由于事实上，在本示例中，迭代步长因子是自然数，因此可以使用这些相关性项的绝对值、它们的实部或它们的虚部。然而，如上面公式所示，虚部可能是有利的，因为递增变量k在相位调制器输出处引入了光场的递增旋转i+jq，这是因为实数k出现在调制因子exp(jk...)的指数中。在复平面中，输入到相位调制器的光输入场的此递增旋转可以通过加上一个乘以小虚数的递增场分量来逼近。而且，通过使用相关性项的虚部已经获得良好的结果。最后，公式包括项e，其是基于光接收机已补偿的输出信号而确定的误差值或误差信号。

还应当注意，步长因子可以是复数。这种情况下，为了确定步长因子，应当维持复数相关性项。因此，DphiX和DphiY实际上会是复数，并且自相位调制的补偿201和202会包括相位和幅度补偿分量。这样做是有益的，因为在实际光纤中线性失真和非线性失真连续重叠，所以自相位调制也可以包括幅度失真分量。

在误差信号确定单元203中，基于已补偿的组合输出信号(包括两个横向分量I_x+jQ_x和I_y+jQ_y)来确定误差值e。输出信号可以是自相位调制补偿下游的任何信号，不过优选地是光接收机的信号处理部分的输出处的输出信号，其已经过后处理并且具有修正的星座。

为了确定误差信号e，可以考虑基本调制方案的星座点的位置知识。作为示例，QPSK调制方案的星座点位于同相和正交轴图上的一个圆周上。这同样适用于其他PSK调制方案，诸如BPSK或更高阶PSK调制方案，诸如8-PSK。因此，在PSK调制的情况下，包括两个横向分量并且构成四维信号S＝(I_x，Q_x，I_y，Q_y)的组合PDM信号的星座点位于四维球体上。大体说来，这对于在可能的星座点上的信号强度为常数的偏正分割复用信号来说是真的。如果星座被归一化，那么此球体的半径R为1。在本实施方式中，误差信号e被定义为接收的组合四维信号S＝(I_x，Q_x，I_y，Q_y)与由可能的星座点所定义的四维球体之间的距离。

换言之，图2的实施方式的自相位调制补偿可以描述如下：误差值或误差信号e由光接收机的复输出信号I_x+jQ_x和I_y+jQ_y构成。误差信号e是四维信号S＝(I_x，Q_x，I_y，Q_y)与半径为R(例如R＝1)的四维球体之间的四维正差值或负差值。为了缓解或补偿SPM，每个数字化光电二极管信号i_x+jq_x和i_y+jq_y的相位利用一个与组合数字化光电二极管信号的总强度成比例的值进行相位调制。该值通过将总强度乘以因子k_x和k_y而获得，其中因子k_x和k_y通过最小化误差信号e的均方误差的自适应算法进行调整。考虑k_x等于k_y的附加约束可能是有利的。后一约束导致对于两个信号分量将获得相同的自相位调制缓解。

图3示出了在CD均衡器之前以及在CD均衡器内采用自相位调制的本发明的另一实施方式300。由于事实上，在实际光纤上，线性失真效应(诸如色散)以及非线性失真效应(诸如自相位调制)以连续方式发生，所以对这些效应也以连续方式建模可能是有利的。因此，有利的是尽可能多地合并CD均衡和SPM缓解。在实践中，这可以通过连续地交替CD均衡和SPM缓解来实现。图3示出了这样一种实施方式，其中第一SPM缓解单元301后面跟着第一CD均衡单元302，然后是第二SPM缓解单元303以及第二CD均衡单元304。在所示示例中，由偏振解复用器305结束信号处理。

两级CD均衡器302和304的CD抽头系数c_i可以通过最小化光接收机的输出处的误差信号(例如，I_x+jQ_x和I_y+jQ_y)来确定。当分别处理偏振分割复用信号的“x”和“y”分量时，可以针对“x”和“y”信号分量分别定义误差信号，如果每个信号分量的星座点在半径为1的归一化圆上，则误差信号例如定义为：

e_x＝1-|I_x+jQ_x|²，

e_y＝1-|I_y+jQ_y|²。

由于在实际光纤上线性和非线性失真连续接替，并且由于事实上在本实施方式中，CD均衡和SPM缓解也是相互连续交替，因此仍然使用图2的上下文中定义的误差信号e来确定CD抽头系数可能是有利的。此误差信号e与四维组合输出信号S＝(I_x，Q_x，I_y，Q_y)到由基本调制的可能的星座点所定义的四维球体的距离有关，其可以更好地匹配线性和非线性失真的连续接替带来的失真。这很明显区别于前面段落中描述的用于确定CD抽头系数的基于CMA的方法，其仅仅与相应的横向信号分量(偏振分割复用输出信号的“x”分量或“y”分量)的误差信号有关。

使用在误差信号确定单元306中确定的误差信号e、e_x和/或e_y中的任意一个，在总FIR确定单元307中确定虚拟组合CD均衡器的CD抽头系数b_i。如图3所示，每个局部CD均衡器302、304都包括用于每个横向信号分量的N个抽头系数c_i。因此，使用2×N个CD抽头系数对每个信号分量进行均衡。这两个连续的CD均衡器具有长度为2×N-1个样本的组合有限脉冲响应，因而足够用来确定具有2×N-1个抽头系数b_i的虚拟组合CD均衡器。这些抽头系数b_i可以借助于恒模算法来确定，其中使用在误差信号确定单元306中确定的误差信号e、e_x和/或e_y。在用于确定“x”和“y”信号分量各自的抽头系数的CMA中，使用横向输入信号i_x+jq_x和i_y+jq_y，以及横向输出信号I_x+jQ_x和I_y+jQ_y。也可能有利的是针对两个信号分量确定联合抽头系数，也即，针对图3所示的上部CD均衡器和下部CD均衡器。这种情况下，在联合恒模自适应算法中可以使用四维输入信号s＝(i_x，q_x，i_y，q_y)和四维输出信号S＝(I_x，Q_x，I_y，Q_y)。

在接下来的步骤中，基于虚拟组合CD均衡器的2×N-1个抽头系数b_i来确定N个CD抽头系数c_i。已知如何使具有2×N-1个抽头b_i的复FIR滤波器B与实际的色散相适应。如上概述，如果仅已知复数的幅值，则典型的自适应方案是CMA算法，或者如果使用判决来进行自适应，则典型的自适应方案是LMS(最小均方)算法。在下面的例子中，示出了如何将具有2×N-1个抽头的滤波器B替换为两个相同FIR滤波器C的级联，其中每个FIR滤波器C具有N个抽头c_i。这可以在局部FIR确定单元308中完成，并且可以通过使用迭代方程组来执行。

为此，目标可以设为将虚拟组合CD均衡器B的狄拉克脉冲响应与两个连续局部CD均衡器C 302、304的狄拉克脉冲响应相匹配。换言之，长滤波器b_i和级联c_i应当具有相同的脉冲响应。从b_i计算c_i的一种可能方式如下。为了简化，假设抽头索引从0开始，因此组合CD均衡器B的抽头为b₀，...，b_2N-2，而两个局部CD均衡器C的抽头为c₀，...，c_N-1。在相同的抽头间隔T_c的情况下，从抽头b_i生成的脉冲响应在i×T_c时刻出现在区域c_i的狄拉克脉冲处。因而，在t＝0×T_c处，组合均衡器B生成脉冲b₀，而两个级联均衡器C生成脉冲c₀ ²，其必须等于组合均衡器的脉冲，也即 $c_0^2=b_0.$ 从而，

$c_0=\sqrt{b_0}.$

按照类似方式，在t＝1×T_c处，组合均衡器B生成脉冲b₁，而两个级联均衡器C生成脉冲c₀c₁+c₁c₀。从而，

$\underset{n+m=1}{\mathrm{\Σ}}{c}_n{c}_m=c_0{c}_1+c_1{c}_0=b_1.$

一般性地，在t＝r×T_c处，组合均衡器B提供脉冲b_r，而级联均衡器C提供脉冲：

$\underset{n+m=r}{\mathrm{\Σ}}{c}_n{c}_m=2c_r{c}_0+2\underset{r>n\≥m>0}{\mathrm{\Σ}}{c}_n{c}_m=b_r.$

总之，出现抽头c_n和c_m所有配对，其生成在时刻r×T_c处的贡献。对于c_r，最后得到：

$c_r=\frac{b_r-2\underset{r>n\≥m>0}{\mathrm{\Σ}}{c}_n{c}_m}{2c_0}.$

推导系数的一种备选方式是在抽头计算过程中从最后的抽头开始往下走。也可以应用其他求解方法。

一旦已经确定了第一和第二CD均衡器302、304的CD抽头系数c_i，就可以使用在图2的上下文中描述的自适应算法来确定第一SPM缓解单元301的相位修正值Dphi1X和Dphi1Y以及第二SPM缓解单元303的相位修正值Dphi2X和Dphi2Y。为此，可以使用输出信号分量I_x+jQ_x和I_y+jQ_y。针对用于所述算法的输入信号，可以使用输入信号i_x+iq_x和i_y+jq_y来确定用于两个SPM缓解单元301和303的相位修正值。优选地，可以使用输入到相应的SPM缓解单元的输入信号作为用于确定相位修正量或相位修正值的输入信号，也即，输入到SPM缓解单元301的输入信号用于确定SPM缓解单元301的相位修正值，而输入到SPM缓解单元303的输入信号用于确定SPM缓解单元303的相位修正值。

换言之，图3示出的实施方式可以描述为通过在中间级应用进一步的SPM缓解(例如，通过第二非线性补偿单元303)来对图2示出的SPM缓解的进一步改进。为此，将所要求的用于色散补偿的具有2×N-1个抽头的大型FIR滤波器分割为两个可能相同的具有一半大小(也即，N个抽头)的FIR滤波器。此外，提出了一种自适应方案，其中例如通过使用恒模算法来调整虚拟的具有2×N-1个抽头b_i的大型FIR滤波器，并且根据抽头b_i计算两个小型FIR滤波器的抽头c_i。该计算可以通过局部FIR确定单元308中执行的数值运算来进行。

图4示出了在偏振解复用器401内采用自相位调制的本发明的另一实施方式400。此实施方式可以单独使用或者结合图2和图3的上下文中描述的实施方式一起使用。在图4中，用于SPM缓解的四个相位调制器405、406、407和408放置在偏振解复用器401内。每个相位调制器的特征在于偏振解复用器上游的特定横向输入信号分量和偏振解复用器下游的特定横向输出信号分量。具体地，相位调制器405具有输入信号分量I′_x+jQ′_x和输出信号分量I_x+jQ_x，相位调制器406具有输入信号分量I′_y+jQ′_y和输出信号分量I_x+jQ_x，相位调制器407具有输入信号分量I′_x+jQ′_x和输出信号分量I_y+jQ_y，以及相位调制器408具有输入信号分量I′_y+jQ′_y和输出信号分量I_y+jQ_y。

针对每个相位调制器405、406、407和408，基于其相应的输出信号分量来确定误差信号。这在误差信号确定单元402中进行。用于确定误差信号的方法在图5中进一步示出。在图5中，相应的输出信号分量指示为I+jQ，在当前相位确定单元501中确定当前的载波相位，在平均相位确定单元502中确定平均载波相位。

非线性和噪声引入的失真导致附加的相位调制，平均而言，其均等地分布在星座中心点周围。

通过计算四次幂来去除QPSK信号的调制，使得“新的”星座点分布在一个公共中心点周围。距该点的相位偏移与非线性和噪声引入的相位失真成比例。因此，通过在多个符号或样本间隔上对载波相位求平均，有可能获得对载波相位的精确相位估计。将信号I+jQ提高到四次幂(I+jQ)⁴，消除了对QPSK调制的调制相位。其他调制方案可能要求对样本的不同处理以消除调制相位。例如，BPSK可能要求对信号样本的复数值应用平方函数。继而通过对复数值(I+jQ)⁴求和，在P个样本的块上对相位求平均。通过下式获得平均载波相位估计

由下式给出用于特定样本I+jQ的当前载波相位估计

在相位差值确定单元503中获得误差信号

为：

图5示出了该误差信号

其为当前载波相位

(箭头504所示)与平均载波相位

(箭头505所示)之间的差值。

通过使用误差信号

在迭代步长因子确定单元403中确定步长因子k。这可以通过使用恒模算法来完成，其中到偏振解复用器上游的各个相位调制器的相应横向输入信号(也即I′_x+jQ′_x或I′_y+jQ′_y)用作输入信号，而偏振解复用器下游的各个相位调制器的相应横向输出信号(也即，I_x+jQ_x或I_y+jQ_y)用作输出信号。因此，针对四个相位调制器405、406、407和408分别确定四个步长因子k_xx、K_xy、k_yx和k_yy。在步长因子的下标中，第一个索引字母指示相位调制器的横向输入信号分量，第二索引字母指示相位调制器的横向输出信号分量。

在接下来的步骤中，在相位修正量确定单元404中确定四个相位调制器的相位修正值，分别表示为DphiXX、DphiYX、DphiXY和DphiYY。在单元404中，可以通过将相应步长因子与输入到相应相位调制器的横向输入信号分量的强度相乘来获得相位修正值，也即：

$\mathrm{DphiXX}=k_{\mathrm{xx}}\·(I_x^{\′2}+Q_x^{\′2}),$

$\mathrm{DphiYX}=k_{\mathrm{yx}}\·(I_y^{\′2}+Q_y^{\′2}),$

$\mathrm{DphiXY}=k_{\mathrm{xy}}\·(I_x^{\′2}+Q_x^{\′2}),$

$\mathrm{DphiYY}=k_{\mathrm{yy}}\·(I_y^{\′2}+Q_y^{\′2}).$

换言之，图4所示的本发明的实施方式可以描述为通过进一步的相位调制(例如，在信号处理输出处，通过偏振解复用器401内的相位调制)对SPM缓解的进一步改进。提供另一误差信号

来与相位调制成比例地调整强度。此误差信号与相应输出信号分量(“x”偏振或“y”偏振)的相位和平均输出信号相位之间的相位差值成比例。此信号相位可以通过用于消除调制的四次幂运算来获得。

本文公开了用于缓解光传输系统中的自相位调制的方式。特别地，对于未来的基于相干检测的100Gb/s以太网转发器，预期光纤发射功率的减小将起限制作用。本文中提供的单元使得能够减小相关失真，尤其是减小SPM失真，从而允许增大每个光纤跨距的光纤发射功率。通过这种方式，可以增加光链路预算。本发明可以在DSP上实现，例如使用ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)技术。

Claims (15)

1.一种用于在光传输系统的光接收机(100)处对自相位调制进行补偿的方法，其中所述光传输系统使用偏振分割复用和等幅调制方案，所述方法包括步骤：

-接收信号，所述信号包括与两个正交偏振相关联的两个信号分量，每个分量包括同相子分量和正交子分量，由此扩展为四维空间；

其特征在于，所述方法还包括步骤：

-对接收信号执行相位调制(201，202)，其中通过评估误差信号(203)来确定所述相位调制(201，202)，所述误差信号(203)取决于在四维空间中，经相位调制后的接收信号与由所述光传输系统的目标星座点所定义的四维球体之间的距离。

2.根据权利要求1的方法，其中所述相位调制(201，202)取决于在所述相位调制(201，202)之前所述接收信号的强度。

3.根据权利要求1的方法，其中

-独立地提供所述接收信号的两个信号分量；以及

-对每个信号分量执行相位调制(201，202)。

4.根据权利要求3的方法，其中

-所述方法是迭代方法；以及

-对信号分量的所述相位调制(201，202)取决于步长因子，在给定迭代中，通过将实际误差信号乘以取决于相位调制(201，202)前的信号分量与相位调制(201，202)后的相应信号分量之间的乘积的值，修正前一次迭代的步长因子而获得所述给定迭代的步长因子。

5.根据权利要求1的方法，其中

-所述等幅调制方案是四相相移键控调制。

6.根据权利要求1的方法，其中

-提供所述接收信号的两个信号分量；以及

-所述接收信号被偏振解复用(401)；以及

其中所述方法进一步包括步骤：

-在偏振解复用(401)期间，基于对相位误差信号的评估(402)，对信号分量执行相位调制(405，406，407，408)，所述相位误差信号(402)取决于相位调制后的信号分量的当前载波相位与所述信号分量的平均载波相位之间的差值。

7.一种用于在光传输系统的光接收机(100)处对自相位调制进行补偿的系统，其中所述光传输系统使用偏振分割复用和等幅调制方案，其中：

-接收信号包括与两个正交偏振相关联的两个信号分量，每个分量包括同相子分量和正交子分量，由此扩展为四维空间；以及

其中所述系统的特征在于：

-包括相位调制器(201，202)，其可操作以对所述接收信号执行相位调制，其中通过评估误差信号(203)来确定所述相位调制，所述误差信号(203)取决于在四维空间中，所述相位调制器下游的接收信号与由所述光传输系统的目标星座点所定义的四维球体之间的距离。

8.根据权利要求7的系统，其中所述光接收机(100)还包括：

-所述接收信号的色散均衡器(210，211)；以及

-偏振解复用器(212)。

9.根据权利要求8的系统，其中

-所述相位调制器(201，202)安排在所述色散均衡器(210，211)的上游以及所述偏振解复用器(212)的上游；以及

-所述相位调制器(201，202)下游的接收信号是所述色散均衡器(210，211)下游以及所述偏振解复用器(212)下游的接收信号。

10.根据权利要求8的系统，其中

-所述相位调制器(303)位于所述色散均衡器(302，304)内的中间点，其中所述均衡器包括所述相位调制器(303)上游的局部均衡器(302)和下游的局部均衡器(304)；以及

-所述相位调制器(303)下游的接收信号是所述色散均衡器(304)下游以及偏振解复用器(305)下游的接收信号。

11.根据权利要求10的系统，其中

-按下列方式确定所述相位调制器(303)上游的局部均衡器(302)和下游的局部均衡器(304)的均衡参数：

-假设未执行中间相位调制，确定虚拟组合均衡器的均衡参数；以及

-确定具有与所述虚拟组合均衡器相同的组合脉冲响应的局部均衡器(302，304)的均衡参数。

12.根据权利要求10的系统，其中

-所述相位调制器(303)上游的局部均衡器(302)的均衡参数等于所述相位调制器(303)下游的局部均衡器(304)的均衡参数。

13.根据权利要求7的系统，其中所述光接收机(100)包括：

-分路单元(106)，其可操作以提供所述接收信号的两个信号分量；

-偏振解复用器(401)，其可操作以对所述接收信号的偏振进行解复用；以及

其中所述系统还包括：

-位于所述偏振解复用器(401)内的中间点处的相位调制器(405，406，407，408)，所述相位调制器(405，406，407，408)可操作以基于对相位误差信号的评估(402)而对信号分量执行相位调制，所述相位误差信号(402)依赖于所述相位调制器(405，406，407，408)下游的信号分量的当前载波相位与所述信号分量的平均载波相位之间的差值。

14.根据权利要求13的系统，其中

-所述偏振解复用器(401)通过将所述偏振解复用器(401)上游的两个信号分量相加，确定所述偏振解复用器(401)下游的两个信号分量，其中每个信号分量乘以一个权重；

-所述系统在所述偏振解复用器(401)的每个权重处包括一个相位调制器(405，406，407，408)；以及

-所述相位误差信号所依赖的信号分量是与相应权重相关联的偏振解复用器(401)下游的信号分量。

15.根据权利要求14的系统，其中

-所述相位调制器(405，406，407，408)中每一个的相位调制取决于与相应权重相关联的偏振解复用器(401)上游的信号分量的强度。

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