WO2019043748A1 - 適応等化フィルタ及び信号処理装置 - Google Patents

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WO2019043748A1
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polarization
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polarization component
digital signal
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正嗣 備海
恵介 松田
怜典 松本
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三菱電機株式会社
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    • H04L2025/03484—Tapped delay lines time-recursive
    • H04L2025/03503—Tapped delay lines time-recursive as a combination of feedback and prediction filters

Definitions

  • the present invention relates to an adaptive equalizing filter and a signal processing apparatus that output polarization compensated for waveform distortion.
  • a passive optical network (PON: Passive Optical Network) system of 100 Gb / s grade is being studied.
  • PON Passive Optical Network
  • a coherent transmission system is known as a transmission system for realizing the wide band.
  • DP-QPSK dual-polarization quadrature phase shift keying
  • the coherent transmission method when an optical signal is received, the optical signal in which the first polarization e x and the second polarization e y are multiplexed and the local oscillation light are mixed and interfered, thereby making the optical signal coherent. Perform detection. Thus, to extract from each of the optical signal of the first polarization e x and second polarization e y.
  • the coherent transmission system converts the extracted first polarization e x and second polarization e y from an analog signal into a digital signal, and performs a compensation process of waveform distortion in the converted digital signal.
  • Waveform distortion of digital signal waveform distortion such as wavelength dispersion can be considered, and wavelength dispersion refers to the pulse width of the optical signal transmitted from the device on the transmission side and the pulse width of the optical signal received on the device on the reception side Are waveform distortions that do not match.
  • Patent Document 1 below discloses a signal processing apparatus that performs compensation processing of waveform distortion in a digital signal using an adaptive equalization filter.
  • the signal processing apparatus performs the following processing to perform compensation processing of waveform distortion in the digital signal indicating the first polarization e x and compensation processing of waveform distortion in the digital signal indicating the second polarization e y :
  • An adaptive equalization filter including the four filters shown in FIG.
  • the second filter (3) extracts the polarization component in the vertical direction from the digital signal shown and compensates the polarization component in the vertical direction (3)
  • the polarization component in the horizontal direction from the digital signal showing the second polarization e y
  • the third filter (4) which extracts and compensates for the horizontal polarization component
  • the vertical polarization component is extracted by extracting the vertical polarization component from the digital signal indicating the second polarization e y Fourth filter to compensate
  • this signal processing apparatus adds the horizontal polarization component compensated by the first filter and the horizontal polarization component compensated by the third filter, thereby compensating for waveform distortion.
  • An adder that outputs the addition result of two horizontal polarization components as the polarization e ' x of x .
  • this signal processing apparatus adds the vertical polarization component compensated by the second filter and the vertical polarization component compensated by the fourth filter, thereby compensating for waveform distortion.
  • An adder is provided which outputs the result of addition of two vertical polarization components as polarization e ' y of y .
  • the conventional signal processing apparatus is provided with the first to fourth filter, and compensation processing of the waveform distortion in the first polarization e x, and a compensation process of the waveform distortion in the second polarization e y It can be implemented.
  • bit error rate Bit Error Rate
  • FEC Forward Error Correction
  • the input power is and small first polarization e x that: (finite impulse response FIR) filter is a need to use each configured to be applied to the second polarization e y as the first to fourth filter, a finite impulse response having a number of taps
  • the limit value of the FEC is, when a BER of 2.0 ⁇ 10 -2, the input power can be applied to the first polarization e x and second polarization e y of about -34 (dBm)
  • each of the first to fourth filters needs to use, for example, an FIR filter having 24 taps.
  • the power consumption is increased by using each of the FIR filters having many taps as the first to fourth filters. For this reason, there are cases where the signal processing device can not be applied to a PON system whose power consumption is strictly limited.
  • the present invention has been made to solve the problems as described above, and it is possible to use total taps rather than adaptive equalization filters that use finite impulse response filters each having 24 taps as the first to fourth filters.
  • the object is to obtain a small number of adaptive equalization filters.
  • the present invention can reduce the power consumption as compared with a signal processing apparatus provided with an adaptive equalization filter using each of finite impulse response filters having 24 taps as the first to fourth filters. The purpose is to obtain a device.
  • An adaptive equalization filter comprises a first filter for extracting a polarization component in the horizontal direction from a first polarization, and a second filter for extracting a polarization component in the vertical direction from the first polarization.
  • a third filter that extracts a horizontal polarization component from the second polarization, a fourth filter that extracts a vertical polarization component from the second polarization, and the first filter A fifth filter for inputting the horizontal polarization component extracted in the horizontal direction and the horizontal polarization component extracted by the third filter and outputting the horizontal polarization component compensated for waveform distortion;
  • the vertical polarization component extracted by the second filter and the vertical polarization component extracted by the fourth filter are input, and the vertical polarization component compensated for waveform distortion is output.
  • each of the first to fourth filters A finite impulse response filter having one tap, each of the fifth and sixth filters, but a finite impulse response filter having taps of less than 46 pieces.
  • each of the first to fourth filters is a finite impulse response filter having one tap
  • each of the fifth and sixth filters has a finite impulse response having less than 46 taps. Since the filters are configured, there is an effect that the total number of taps can be reduced as compared with the adaptive equalization filter using the finite impulse response filter having 24 taps as the first to fourth filters, respectively. .
  • FIG. 3A is a block diagram showing the first filter 11
  • FIG. 3B is a block diagram showing the second filter 12
  • FIG. 3C is a block diagram showing the third filter 13
  • FIG. 3D is a fourth filter 14 is a block diagram showing FIG.
  • FIG. 4A is a block diagram showing the fifth filter 15, and
  • FIG. 4B is a block diagram showing the sixth filter 16. Is an explanatory view showing a first polarization E H multiplexed in the optical signal, in and second polarization E V, the simulation results of the relationship between the input power and the BER of the in.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a signal processing apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the coherent receiver 1 performs coherent detection of an optical signal in which the first polarization E H, in and the second polarization E V, in are multiplexed, using locally oscillated light. Then, each of the first polarization E H, in and the second polarization E V, in is extracted from the optical signal.
  • the local oscillation light is light of the same wavelength as the optical signal in which the first polarization E H, in and the second polarization E V, in are multiplexed.
  • the first polarization E H in extracted by the coherent receiver 1
  • the vertical polarization component is included.
  • the second polarization EV in extracted by the coherent receiver 1 also includes the horizontal polarization component.
  • the coherent receiver 1 outputs each of the extracted first polarization E H, in and the second polarization E V, in to the analog-digital converter 2.
  • the analog-to-digital converter 2 converts each of the first polarization and the second polarization output from the coherent receiver 1 from an analog signal to a digital signal, and indicates a first polarization E H, in A signal and a digital signal indicating the second polarization EV , in are output to the adaptive equalizer 3.
  • the adaptive equalizer 3 includes an adaptive equalization filter 4 and a coefficient updating unit 5.
  • the adaptive equalization filter 4 is a digital filter provided with a first filter 11 to a sixth filter 16 as shown in FIG.
  • the adaptive equalization filter 4 includes waveform distortion in the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2 and a second polarization E V output from the analog-to-digital converter 2. , In , and compensate for waveform distortion in the digital signal.
  • the adaptive equalization filter 4 outputs the polarization component E X, out of the horizontal component compensated for the waveform distortion and the polarization component E Y, out of the vertical component compensated for the waveform distortion.
  • the coefficient update unit 5 is realized by, for example, an arithmetic processing circuit.
  • the coefficient updating unit 5 performs a process of updating each of the first to sixth filter coefficients in the adaptive equalization filter 4 based on a constant envelope reference algorithm (CMA: Constant Modulus Algorithm).
  • CMA Constant Modulus Algorithm
  • FIG. 2 is a block diagram showing an adaptive equalization filter 4 according to a first embodiment of the present invention.
  • the first filter 11 is a finite impulse response (FIR) filter having one tap.
  • the first filter 11 extracts the horizontal polarization component contained in the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2 and extracts the extracted horizontal polarization.
  • the wave component is output to the fifth filter 15.
  • the first filter 11 is described as "1-tap m XH ".
  • the second filter 12 is an FIR filter having one tap.
  • the second filter 12 extracts the vertical polarization component contained in the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2 and extracts the extracted vertical polarization.
  • the wave component is output to the sixth filter 16.
  • the second filter 12 is described as "1-tap m YH ".
  • the third filter 13 is an FIR filter having one tap.
  • the third filter 13 extracts the horizontal polarization component contained in the digital signal indicating the second polarization EV , in output from the analog-to-digital converter 2 and extracts the extracted horizontal polarization.
  • the wave component is output to the fifth filter 15.
  • the third filter 13 is described as “1 ⁇ tap m XV ”.
  • the fourth filter 14 is an FIR filter having one tap.
  • the fourth filter 14 extracts the vertical polarization component contained in the digital signal indicating the second polarization EV , in output from the analog-to-digital converter 2 and extracts the extracted vertical polarization.
  • the wave component is output to the sixth filter 16.
  • the fourth filter 14 is described as "1-tap m YV ".
  • the fifth filter 15 is an FIR filter having a plurality of taps. In the first embodiment, the fifth filter 15 has 24 taps. The fifth filter 15 receives the horizontal polarization component output from the first filter 11 and the horizontal polarization component output from the third filter 13 to compensate for waveform distortion. The horizontal polarization components EX and out are output. In FIG. 2, the fifth filter 15 is described as "24-tap h X ".
  • the sixth filter 16 is an FIR filter having a plurality of taps. In the first embodiment, the sixth filter 16 has 24 taps. The sixth filter 16 compensates for waveform distortion by inputting the vertical polarization component output from the second filter 12 and the vertical polarization component output from the fourth filter 14. The polarization component EY, out of the vertical component is output. In FIG. 2, the sixth filter 16 is described as "24-tap h Y ".
  • FIG. 3 is a block diagram showing an FIR filter having one tap.
  • FIG. 3A is a block diagram showing the first filter 11, and FIG. 3B is a block diagram showing the second filter 12.
  • FIG. 3C is a block diagram showing the third filter 13, and
  • FIG. 3D is a block diagram showing the fourth filter 14.
  • the multiplier 21a converts the filter coefficient m of the first filter 11 output from the coefficient updating unit 5 into the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2.
  • a digital signal E H, in ⁇ m XH multiplied by XH and multiplied by the filter coefficient m XH is output to the delay element 22a.
  • the delay element 22a delays the digital signal E H, in ⁇ m XH output from the multiplier 21a by one sampling time , and includes in the digital signal representing the first polarization E H, in in the horizontal direction.
  • the delayed digital signal E H, in ⁇ m XH is output to the fifth filter 15 as a polarization component.
  • the multiplier 21b converts the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2 into the filter m YH of the second filter 12 output from the coefficient updating unit 5.
  • the filter coefficient m YH is multiplied and the digital signal E H, in ⁇ m Y H is output to the delay element 22 b.
  • the delay element 22b delays the digital signal E H, in ⁇ m YH output from the multiplier 21b by one sampling time, and is included in the digital signal representing the first polarization E H, in in the vertical direction.
  • the delayed digital signal E H, in ⁇ m YH is output to the sixth filter 16 as a polarization component.
  • the multiplier 21c converts the filter coefficient m of the third filter 13 output from the coefficient update unit 5 into a digital signal indicating the second polarization EV , in output from the analog-to-digital converter 2.
  • a digital signal E V, in ⁇ m XV obtained by multiplying XV and multiplying the filter coefficient m XV is output to the delay element 22c.
  • the delay element 22c delays the digital signal EV , in ⁇ m XV output from the multiplier 21c by one sampling time, and is included in the digital signal representing the second polarization EV , in, in the horizontal direction.
  • the delayed digital signal EV , in ⁇ m XV is output to the fifth filter 15 as the polarization component.
  • the multiplier 21d converts the filter coefficient m of the fourth filter 14 output from the coefficient update unit 5 into a digital signal indicating the second polarization EV , in output from the analog-to-digital converter 2.
  • a digital signal EV in ⁇ m YV obtained by multiplying YV and multiplying the filter coefficient m YV is output to the delay element 22 d.
  • the delay element 22d delays the digital signal E V, in ⁇ m YV output from the multiplier 21 d by one sampling time, and is included in the digital signal representing the second polarization E V, in in the vertical direction.
  • the delayed digital signal EV in ⁇ m YV is output to the sixth filter 16 as the polarization component.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an FIR filter having 24 taps.
  • FIG. 4A is a block diagram showing the fifth filter 15, and
  • FIG. 4B is a block diagram showing the sixth filter 16.
  • the multiplier 31-1 outputs the digital signal E H, in ⁇ m XH output from the delay element 22 a of the first filter 11 and the digital signal E output from the delay element 22 c of the third filter 13.
  • Input V, in ⁇ m XV .
  • the multiplier 31-1 is an addition signal (E H, in ⁇ m XH + E V, in corresponding to a signal of the sum of the input digital signal E H, in ⁇ m XH and the digital signal E V, in ⁇ m XV ⁇ the m XV), multiplied by the filter coefficients h X1 output from the coefficient update unit 5, and outputs the addition signal obtained by multiplying the filter coefficients h X1.
  • the delay element 32-1 outputs the digital signal E H, in ⁇ m XH output from the delay element 22a of the first filter 11 and the delay element 22c of the third filter 13 digital signal E V, inputs the in ⁇ m XV.
  • the delay element 32-1 is an addition signal (E H, in ⁇ m XH + E V, in corresponding to a signal of the sum of the input digital signal E H, in ⁇ m XH and the digital signal E V, in ⁇ m XV Delay xm XV ) by one sampling time.
  • the total sum of the output signals of the multipliers 31-1 to 31-24 is output as the horizontal polarization component Ex , out compensated for the waveform distortion.
  • the multiplier 41-1 outputs the digital signal E H, in ⁇ m YH output from the delay element 22 b of the second filter 12 and the digital signal E output from the delay element 22 d of the fourth filter 14. Input V, in ⁇ m YV .
  • the multiplier 41-1 is an addition signal (E H, in ⁇ m YH + E V, in) corresponding to a signal of the sum of the input digital signal E H, in ⁇ m YH and the digital signal E V, in ⁇ m YV.
  • the filter coefficient h Y1 output from the coefficient updating unit 5 is multiplied by ⁇ m YV , and an addition signal obtained by multiplying the filter coefficient h Y1 is output.
  • the delay element 42-1 outputs the digital signal E H, in ⁇ m YH output from the delay element 22b of the second filter 12 and the delay element 22d of the fourth filter 14 Input the digital signal EV , in ⁇ m YV .
  • the delay element 42-1 is an addition signal (E H, in ⁇ m YH + E V, in) corresponding to a signal of the sum of the input digital signal E H, in ⁇ m YH and the digital signal E V, in ⁇ m YV. Delay xm YV ) by one sampling time.
  • the addition signal multiplied by the coefficient h Yn is output.
  • the sum of the output signals of the multipliers 41-1 to 41-24 is output as the polarization component E Y, out of the vertical component compensated for waveform distortion.
  • the coherent receiver 1 When the coherent receiver 1 receives an optical signal in which the first polarization E H, in and the second polarization E V, in are multiplexed, it performs coherent detection of the optical signal using the local oscillation light. By doing this, each of the first polarization E H, in and the second polarization E V, in is extracted from the optical signal.
  • the local oscillation light is light of the same wavelength as the light signal.
  • the coherent receiver 1 outputs each of the extracted first polarization E H, in and the second polarization E V, in to the analog-digital converter 2.
  • the analog-to-digital converter 2 converts each of the first polarization E H, in and the second polarization E V, in output from the coherent receiver 1 from an analog signal to a digital signal.
  • the analog-to-digital converter 2 outputs, to the adaptive equalizer 3, the digital signal indicating the converted first polarization E H, in and the digital signal indicating the converted second polarization E V, in .
  • the adaptive equalization filter 4 of the adaptive equalizer 3 includes waveform distortion in the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2 and a second distortion output from the analog-to-digital converter 2. Compensate for waveform distortion in the digital signal indicating polarization Ev , in of 2.
  • the adaptive equalization filter 4 outputs the polarization component E X, out of the horizontal component compensated for the waveform distortion and the polarization component E Y, out of the vertical component compensated for the waveform distortion.
  • the operation of the adaptive equalizer 3 will be specifically described below.
  • the first filter 11 in the adaptive equalization filter 4 of the adaptive equalizer 3 is a horizontal polarization included in the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2. Extract the wave component.
  • the first filter 11 outputs the extracted horizontal polarization component to the fifth filter 15.
  • the multiplier 21 a of the first filter 11 converts the filter coefficient output from the coefficient update unit 5 into a digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2.
  • a digital signal E H, in ⁇ m XH multiplied by m XH and multiplied by the filter coefficient m XH is output to the delay element 22a.
  • the delay element 22a of the first filter 11 delays the digital signal E H, in ⁇ m XH output from the multiplier 21a by one sampling time , and includes it in the digital signal representing the first polarization E H, in The delayed digital signal E H, in ⁇ m XH is output to the fifth filter 15 as the horizontal polarization component that has been read .
  • the second filter 12 in the adaptive equalization filter 4 of the adaptive equalizer 3 is a vertical polarization included in the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2. Extract the wave component. The second filter 12 outputs the extracted vertical polarization component to the sixth filter 16. Specifically, the multiplier 21b of the second filter 12 converts the digital signal indicating the first polarization E H, in output from the analog-to-digital converter 2 into the filter coefficient output from the coefficient update unit 5 multiplied by m YH, and outputs the filter coefficient m YH multiplying the digital signals E H, the in ⁇ m YH to a delay element 22b.
  • the delay element 22b of the second filter 12 delays the digital signal E H, in ⁇ m YH output from the multiplier 21b by one sampling time , and includes it in the digital signal indicating the first polarization E H, in The delayed digital signal E H, in ⁇ m YH is output to the sixth filter 16 as the vertical polarization component.
  • the third filter 13 in the adaptive equalization filter 4 of the adaptive equalizer 3 is a horizontal polarization included in the digital signal indicating the second polarization EV , in output from the analog-to-digital converter 2. Extract the wave component. The third filter 13 outputs the extracted horizontal polarization component to the fifth filter 15. Specifically, the multiplier 21 c of the third filter 13 converts the filter coefficient output from the coefficient update unit 5 into a digital signal indicating the second polarization EV , in output from the analog-to-digital converter 2. A digital signal E V, in ⁇ m XV multiplied by m XV and multiplied by the filter coefficient m XV is output to the delay element 22c.
  • the delay element 22c of the third filter 13 delays the digital signal EV , in ⁇ m XV output from the multiplier 21c by one sampling time , and includes it in the digital signal representing the second polarization EV , in.
  • the delayed digital signal EV , in ⁇ m XV is output to the fifth filter 15 as the horizontal polarization component.
  • the fourth filter 14 in the adaptive equalization filter 4 of the adaptive equalizer 3 is a vertical polarization included in the digital signal indicating the second polarization EV , in output from the analog-to-digital converter 2. Extract the wave component. The fourth filter 14 outputs the extracted vertical polarization component to the sixth filter 16. Specifically, the multiplier 21 d of the fourth filter 14 converts the filter coefficient output from the coefficient update unit 5 into a digital signal indicating the second polarization EV , in output from the analog-to-digital converter 2. A digital signal EV , in ⁇ m YV obtained by multiplying m YV and multiplying the filter coefficient m YV is output to the delay element 22 d.
  • the delay element 22 d of the fourth filter 14 delays the digital signal EV , in ⁇ m YV output from the multiplier 21 d by one sampling time , and includes it in the digital signal representing the second polarization EV , in.
  • the delayed digital signal EV , in ⁇ m YV is output to the sixth filter 16 as the vertical polarization component.
  • the fifth filter 15 receives the horizontal polarization component output from the first filter 11 and the horizontal polarization component output from the third filter 13 to compensate for waveform distortion.
  • the horizontal polarization components EX and out are output.
  • the fifth filter 15, a first polarization E H, is compensated waveform distortion in a digital signal indicating in, polarization components E X of the horizontal component waveform distortion is compensated, from out the fifth filter 15 It is output.
  • the operation of the fifth filter 15 will be specifically described below.
  • the multiplier 31-1 of the fifth filter 15 is an addition signal of the output signal of the first filter 11 and the output signal of the third filter 13 (E H, in ⁇ m XH + E V, in ⁇ m
  • the input sum signal is multiplied by the filter coefficients h X1 output from the coefficient update unit 5, and outputs the addition signal obtained by multiplying the filter coefficients h X1.
  • the delay element 32-1 of the fifth filter 15 delays the addition signal of the output signal of the first filter 11 and the output signal of the third filter 13 by one sampling time.
  • the filter coefficient h Xn output from 5 is multiplied, and the addition signal multiplied by the filter coefficient h X n is output.
  • the sum of the output signals of the multipliers 31-1 to 31-24 is output from the fifth filter 15 as the horizontal polarization component E X, out compensated for waveform distortion.
  • the sixth filter 16 compensates for waveform distortion by inputting the vertical polarization component output from the second filter 12 and the vertical polarization component output from the fourth filter 14.
  • the polarization component EY, out of the vertical component is output.
  • the sixth filter 16 compensates for waveform distortion in the digital signal representing the second polarization EV , in , and the waveform distortion is compensated for by the vertical component of polarization component E Y, out from the sixth filter 16 It is output.
  • the operation of the sixth filter 16 will be specifically described below.
  • the multiplier 41-1 of the sixth filter 16 is an addition signal of the output signal of the second filter 12 and the output signal of the fourth filter 14 (E H, in ⁇ m YH + E V, in ⁇ m
  • E H in ⁇ m YH + E V, in ⁇ m
  • the input sum signal is multiplied by the filter coefficients h Y1 output from the coefficient update unit 5, and outputs the addition signal obtained by multiplying the filter coefficients h Y1.
  • the delay element 42-1 of the sixth filter 16 delays the addition signal of the output signal of the second filter 12 and the output signal of the fourth filter 14 by one sampling time.
  • the filter coefficient h Yn output from 5 is multiplied, and the addition signal multiplied by the filter coefficient h Y n is output.
  • the sum of the output signals of the multipliers 41-1 to 41-24 is output from the sixth filter 16 as the polarization component E Y, out of the vertical component compensated for waveform distortion.
  • the coefficient updating unit 5 of the adaptive equalizer 3 updates each of the filter coefficients in the first filter 11 to the sixth filter 16 based on CMA.
  • the filter coefficient updating process by the coefficient updating unit 5 will be specifically described below.
  • the coefficient updating unit 5 calculates the filter coefficient m XH in the first filter 11, the filter coefficient m YH in the second filter 12, the filter coefficient m XV in the third filter 13, and the filter coefficient m in the fourth filter 14.
  • YV is updated according to the following equations (1) to (4).
  • ⁇ is the update step size.
  • the update step size ⁇ is determined by, for example, the laser line width of the local oscillation light, and a time such as 0.5 seconds is set.
  • the symbol * represents a complex conjugate.
  • E bar H, in is an average value of the first polarization E H, in at a time corresponding to the update step size ⁇ .
  • E-bar V in is an average value of the second polarization EV , in at a time corresponding to the update step size ⁇ .
  • the adaptive equalization filter 4 includes first to fourth filters 11 to 14 each having one tap, and fifth and sixth filters 15 and 16 each having 24 taps. Is equipped. Therefore, the total number of taps of the adaptive equalization filter 4 is 52.
  • the adaptive equalization filter described in Patent Document 1 includes first to fourth filters having 24 taps. Therefore, the total number of taps of the adaptive equalization filter described in Patent Document 1 is 96. Therefore, the total number of taps in the adaptive equalization filter 4 of the first embodiment is smaller than that of the adaptive equalization filter described in Patent Document 1.
  • the fifth filter 15 and the sixth filter 16 each have 24 taps. However, the fifth filter 15 and the sixth filter are illustrated. If the number of taps included in each of the 16 is less than 46, the total number of taps is reduced compared to the adaptive equalization filter described in Patent Document 1.
  • FIG. 5 is an explanatory view showing the simulation result of the relationship between the input power of the first polarization E H, in and the second polarization E V, in multiplexed with the optical signal and the BER. is there.
  • a DP-QPSK signal with a transmission rate of 100 Gb / s is transmitted, and the minimum reception sensitivity of the DP-QPSK signal after 80 km transmission. Is measured.
  • the horizontal axis is optical power per channel (input power) input to the coherent receiver 1, and the vertical axis is BER before error correction.
  • the limit value of the forward error correction FEC is a BER of 2.0 ⁇ 10 ⁇ 2 .
  • the minimum reception sensitivity satisfying the limit value of FEC is about -34 dBm.
  • the minimum reception sensitivity satisfying the FEC limit value is approximately -33.9 dBm. Therefore, the adaptive equalization filter 4 according to the first embodiment has the FEC limit value in spite of the reduction in the total number of taps compared to the adaptive equalization filter described in Patent Document 1.
  • each of the first filter 11 to the fourth filter 14 is an FIR filter having one tap
  • the fifth filter 15 and the sixth filter Since each of the filters 16 is configured to be an FIR filter having less than 46 taps, an adaptive equalization filter using FIR filters having 24 taps as first to fourth filters, respectively An adaptive equalization filter with a small number of total taps is obtained. Therefore, this embodiment 1 can reduce the power consumption as compared with a signal processing apparatus provided with an adaptive equalization filter using an FIR filter having 24 taps as the first to fourth filters, respectively. A processing device is obtained.
  • the present invention is suitable for an adaptive equalization filter and a signal processing apparatus that outputs a polarization compensated for waveform distortion.

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Abstract

第１のフィルタ（１１）～第４のフィルタ（１４）のそれぞれが、１つのタップを有するＦＩＲフィルタであり、第５のフィルタ（１５）及び第６のフィルタ（１６）のそれぞれが、４６個未満のタップを有するＦＩＲフィルタであるように構成している。これにより、第１のフィルタ～第４のフィルタとして、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が少ない適応等化フィルタが得られる。

Description

適応等化フィルタ及び信号処理装置
　この発明は、波形歪みを補償した偏波を出力する適応等化フィルタ及び信号処理装置に関するものである。
　次世代の光アクセスシステムとして、１００Ｇｂ／ｓ級の受動光ネットワーク（ＰＯＮ：Ｐａｓｓｉｖｅ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムが検討されている。
　ＰＯＮシステムにおいて、１波長で１００Ｇｂ／ｓ級の伝送容量を実現するためには、広帯域化を図る必要があり、広帯域化を実現する伝送方式として、コヒーレント伝送方式が知られている。
　コヒーレント伝送方式は、変調方式として、偏波多重４値位相変調方式（ＤＰ－ＱＰＳＫ：Ｄｕａｌ－Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）が適用される。
　コヒーレント伝送方式は、光信号を受信する際、第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙが多重されている光信号と局部発振光とを混合干渉させることで、光信号のコヒーレント検波を実施する。これにより、光信号から第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙのそれぞれを抽出する。
　次に、コヒーレント伝送方式は、抽出した第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙをアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号における波形歪の補償処理を実施する。
　デジタル信号の波形歪として、波長分散などの波形歪が考えられ、波長分散は、送信側の装置から送信された光信号のパルス幅と、受信側の装置で受信された光信号のパルス幅とが不一致になる波形歪である。
　以下の特許文献１には、適応等化フィルタを用いて、デジタル信号における波形歪の補償処理を実施する信号処理装置が開示されている。
　この信号処理装置は、第１の偏波ｅｘを示すデジタル信号における波形歪の補償処理と、第２の偏波ｅｙを示すデジタル信号における波形歪の補償処理とを実施するために、以下の示す４つのフィルタを含む適応等化フィルタを備えている。
（１）第１の偏波ｅｘを示すデジタル信号から水平方向の偏波成分を抽出して、水平方向の偏波成分を補償する第１のフィルタ
（２）第１の偏波ｅｘを示すデジタル信号から垂直方向の偏波成分を抽出して、垂直方向の偏波成分を補償する第２のフィルタ
（３）第２の偏波ｅｙを示すデジタル信号から水平方向の偏波成分を抽出して、水平方向の偏波成分を補償する第３のフィルタ
（４）第２の偏波ｅｙを示すデジタル信号から垂直方向の偏波成分を抽出して、垂直方向の偏波成分を補償する第４のフィルタ
　また、この信号処理装置は、第１のフィルタにより補償された水平方向の偏波成分と、第３のフィルタにより補償された水平方向の偏波成分とを加算し、波形歪を補償した水平成分の偏波ｅ’ｘとして、２つの水平方向の偏波成分の加算結果を出力する加算器を備えている。
　また、この信号処理装置は、第２のフィルタにより補償された垂直方向の偏波成分と、第４のフィルタにより補償された垂直方向の偏波成分とを加算し、波形歪を補償した垂直成分の偏波ｅ’ｙとして、２つの垂直方向の偏波成分の加算結果を出力する加算器を備えている。
特開２０１６－１１９６４１号公報
　従来の信号処理装置は、第１～第４のフィルタを備えているので、第１の偏波ｅｘにおける波形歪の補償処理と、第２の偏波ｅｙにおける波形歪の補償処理とを実施することができる。
　しかし、符号誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ）が、所望の前方誤り訂正（ＦＥＣ：Ｆｏｒｗａｒｄ　Ｅｒｒｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の限界値よりも小さくなる条件の下で、入力電力が小さな第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙにも適用できるように構成するには、第１～第４のフィルタとして、多くのタップを有する有限インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタをそれぞれ用いる必要があるという課題があった。
　例えば、ＦＥＣの限界値が、２．０×１０－２のＢＥＲであるとき、入力電力が－３４（ｄＢｍ）程度の第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙにも適用できるように構成するには、第１～第４のフィルタのそれぞれは、例えば、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタを用いる必要がある。
　第１～第４のフィルタのそれぞれが、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタを用いる場合には、第１～第４のフィルタにおける全体のタップ数が９６個（＝２４×４個）となる。
　第１～第４のフィルタとして、多くのタップを有するＦＩＲフィルタをそれぞれ用いることで、消費電力が増加する。このため、消費電力の制限が厳しいＰＯＮシステムには、信号処理装置を適用することができないことがある。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、第１～第４のフィルタとして、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が少ない適応等化フィルタを得ることを目的とする。
　また、この発明は、第１～第４のフィルタとして、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタを備える信号処理装置よりも、消費電力を低減することができる信号処理装置を得ることを目的とする。
　この発明に係る適応等化フィルタは、第１の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第１のフィルタと、第１の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第２のフィルタと、第２の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第３のフィルタと、第２の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第４のフィルタと、第１のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分と第３のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平方向の偏波成分を出力する第５のフィルタと、第２のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分と第４のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直方向の偏波成分を出力する第６のフィルタとを備え、第１から第４のフィルタのそれぞれが、１つのタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、第５及び第６のフィルタのそれぞれが、４６個未満のタップを有する有限インパルス応答フィルタであるものである。
　この発明によれば、第１から第４のフィルタのそれぞれが、１つのタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、第５及び第６のフィルタのそれぞれが、４６個未満のタップを有する有限インパルス応答フィルタであるように構成したので、第１から第４のフィルタとして、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタよりも、全体のタップ数を減らすことができる効果がある。
この発明の実施の形態１による信号処理装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による適応等化フィルタ４を示す構成図である。 図３Ａは、第１のフィルタ１１を示す構成図、図３Ｂは、第２のフィルタ１２を示す構成図、図３Ｃは、第３のフィルタ１３を示す構成図、図３Ｄは、第４のフィルタ１４を示す構成図である。 図４Ａは、第５のフィルタ１５を示す構成図、図４Ｂは、第６のフィルタ１６を示す構成図である。 光信号に多重されている第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎの入力電力とＢＥＲとの関係をシミュレーションした結果を示す説明図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１による信号処理装置を示す構成図である。
　図１において、コヒーレント受信器１は、局部発振光を用いて、第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎが多重されている光信号のコヒーレント検波を実施することで、光信号から第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれを抽出する。
　局部発振光は、第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎが多重されている光信号と同一波長の光である。
　コヒーレント受信器１において、水平方向の偏波成分と、垂直方向の偏波成分とに完全に分離することは困難であるため、コヒーレント受信器１により抽出される第１の偏波ＥＨ，ｉｎは、水平方向の偏波成分のほかに、垂直方向の偏波成分を含んでいる。
　また、コヒーレント受信器１により抽出される第２の偏波ＥＶ，ｉｎは、垂直方向の偏波成分のほかに、水平方向の偏波成分も含んでいる。
　コヒーレント受信器１は、抽出した第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれをアナログデジタル変換器２に出力する。
　アナログデジタル変換器２は、コヒーレント受信器１から出力された第１の偏波及び第２の偏波のそれぞれをアナログ信号からデジタル信号に変換し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号と、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号とを適応等化器３に出力する。
　適応等化器３は、適応等化フィルタ４及び係数更新部５を備えている。
　適応等化フィルタ４は、図２示すように、第１のフィルタ１１～第６のフィルタ１６を備えているデジタルフィルタである。
　適応等化フィルタ４は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みと、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みとを補償する。
　適応等化フィルタ４は、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔ及び波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔのそれぞれを出力する。
　係数更新部５は、例えば、演算処理回路で実現される。
　係数更新部５は、適応等化フィルタ４における第１～第６のフィルタ係数のそれぞれを定包絡線基準アルゴリズム（ＣＭＡ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｍｏｄｕｌｕｓ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）に基づいて更新する処理を実施する。
　図２は、この発明の実施の形態１による適応等化フィルタ４を示す構成図である。
　図２において、第１のフィルタ１１は、１つのタップを有する有限インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタである。
　第１のフィルタ１１は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分を抽出し、抽出した水平方向の偏波成分を第５のフィルタ１５に出力する。図２では、第１のフィルタ１１を「１－ｔａｐ　ｍＸＨ」のように表記している。
　第２のフィルタ１２は、１つのタップを有するＦＩＲフィルタである。
　第２のフィルタ１２は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分を抽出し、抽出した垂直方向の偏波成分を第６のフィルタ１６に出力する。図２では、第２のフィルタ１２を「１－ｔａｐ　ｍＹＨ」のように表記している。
　第３のフィルタ１３は、１つのタップを有するＦＩＲフィルタである。
　第３のフィルタ１３は、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分を抽出し、抽出した水平方向の偏波成分を第５のフィルタ１５に出力する。図２では、第３のフィルタ１３を「１－ｔａｐ　ｍＸＶ」のように表記している。
　第４のフィルタ１４は、１つのタップを有するＦＩＲフィルタである。
　第４のフィルタ１４は、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分を抽出し、抽出した垂直方向の偏波成分を第６のフィルタ１６に出力する。図２では、第４のフィルタ１４を「１－ｔａｐ　ｍＹＶ」のように表記している。
　第５のフィルタ１５は、複数のタップを有するＦＩＲフィルタである。この実施の形態１では、第５のフィルタ１５は、２４個のタップを有している。
　第５のフィルタ１５は、第１のフィルタ１１から出力された水平方向の偏波成分と、第３のフィルタ１３から出力された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔを出力する。
　図２では、第５のフィルタ１５を「２４－ｔａｐ　ｈＸ」のように表記している。
　第６のフィルタ１６は、複数のタップを有するＦＩＲフィルタである。この実施の形態１では、第６のフィルタ１６は、２４個のタップを有している。
　第６のフィルタ１６は、第２のフィルタ１２から出力された垂直方向の偏波成分と、第４のフィルタ１４から出力された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔを出力する。
　図２では、第６のフィルタ１６を「２４－ｔａｐ　ｈＹ」のように表記している。
　図３は、１つのタップを有するＦＩＲフィルタを示す構成図である。
　図３Ａは、第１のフィルタ１１を示す構成図であり、図３Ｂは、第２のフィルタ１２を示す構成図である。
　また、図３Ｃは、第３のフィルタ１３を示す構成図であり、図３Ｄは、第４のフィルタ１４を示す構成図である。
　図３Ａにおいて、乗算器２１ａは、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力された第１のフィルタ１１のフィルタ係数ｍＸＨを乗算し、フィルタ係数ｍＸＨを乗算したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを遅延素子２２ａに出力する。
　遅延素子２２ａは、乗算器２１ａから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを１サンプリング時間だけ遅延し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを第５のフィルタ１５に出力する。
　図３Ｂにおいて、乗算器２１ｂは、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力された第２のフィルタ１２のフィルタｍＹＨを乗算し、フィルタ係数ｍＹＨを乗算したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを遅延素子２２ｂに出力する。
　遅延素子２２ｂは、乗算器２１ｂから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを１サンプリング時間だけ遅延し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを第６のフィルタ１６に出力する。
　図３Ｃにおいて、乗算器２１ｃは、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力された第３のフィルタ１３のフィルタ係数ｍＸＶを乗算し、フィルタ係数ｍＸＶを乗算したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを遅延素子２２ｃに出力する。
　遅延素子２２ｃは、乗算器２１ｃから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを１サンプリング時間だけ遅延し、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを第５のフィルタ１５に出力する。
　図３Ｄにおいて、乗算器２１ｄは、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力された第４のフィルタ１４のフィルタ係数ｍＹＶを乗算し、フィルタ係数ｍＹＶを乗算したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを遅延素子２２ｄに出力する。
　遅延素子２２ｄは、乗算器２１ｄから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを１サンプリング時間だけ遅延し、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを第６のフィルタ１６に出力する。
　図４は、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタを示す構成図である。
　図４Ａは、第５のフィルタ１５を示す構成図であり、図４Ｂは、第６のフィルタ１６を示す構成図である。
　図４Ａにおいて、乗算器３１－１は、第１のフィルタ１１の遅延素子２２ａから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨと第３のフィルタ１３の遅延素子２２ｃから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶとを入力する。
　乗算器３１－１は、入力したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨとデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶとの和の信号に相当する加算信号（ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶ）に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＸ１を乗算し、フィルタ係数ｈＸ１を乗算した加算信号を出力する。
　遅延素子３２－１は、乗算器３１－１と同様に、第１のフィルタ１１の遅延素子２２ａから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨと第３のフィルタ１３の遅延素子２２ｃから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶとを入力する。
　遅延素子３２－１は、入力したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨとデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶとの和の信号に相当する加算信号（ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶ）を１サンプリング時間だけ遅延する。
　乗算器３１－ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２４）は、遅延素子３２－（ｎ－１）により１サンプリング時間だけ遅延された加算信号に、フィルタ係数ｈＸｎを乗算し、フィルタ係数ｈＸｎを乗算した加算信号を出力する。
　遅延素子３２－ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２３）は、遅延素子３２－（ｎ－１）の出力信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
　乗算器３１－１～３１－２４の出力信号の総和が、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔとして出力される。
　図４Ｂにおいて、乗算器４１－１は、第２のフィルタ１２の遅延素子２２ｂから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨと第４のフィルタ１４の遅延素子２２ｄから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶとを入力する。
　乗算器４１－１は、入力したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨとデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶとの和の信号に相当する加算信号（ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶ）に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＹ１を乗算し、フィルタ係数ｈＹ１を乗算した加算信号を出力する。
　遅延素子４２－１は、乗算器４１－１と同様に、第２のフィルタ１２の遅延素子２２ｂから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨと第４のフィルタ１４の遅延素子２２ｄから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶとを入力する。
　遅延素子４２－１は、入力したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨとデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶとの和の信号に相当する加算信号（ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶ）を１サンプリング時間だけ遅延する。
　乗算器４１－ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２４）は、遅延素子４２－（ｎ－１）により１サンプリング時間だけ遅延された加算信号に、フィルタ係数ｈＹｎを乗算し、フィルタ係数ｈＹｎを乗算した加算信号を出力する。
　遅延素子４２－ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２３）は、遅延素子４２－（ｎ－１）の出力信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
　乗算器４１－１～４１－２４の出力信号の総和が、波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔとして出力される。
　次に動作について説明する。
　コヒーレント受信器１は、第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎが多重されている光信号を受けると、局部発振光を用いて、光信号のコヒーレント検波を実施することで、光信号から第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれを抽出する。局部発振光は、光信号と同一波長の光である。
　コヒーレント受信器１は、抽出した第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれをアナログデジタル変換器２に出力する。
　アナログデジタル変換器２は、コヒーレント受信器１から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれをアナログ信号からデジタル信号に変換する。
　アナログデジタル変換器２は、変換した第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号と、変換した第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号とを適応等化器３に出力する。
　適応等化器３の適応等化フィルタ４は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みと、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みとを補償する。
　適応等化フィルタ４は、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔ及び波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔのそれぞれを出力する。
　以下、適応等化器３の動作を具体的に説明する。
　適応等化器３の適応等化フィルタ４における第１のフィルタ１１は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分を抽出する。第１のフィルタ１１は、抽出した水平方向の偏波成分を第５のフィルタ１５に出力する。
　具体的には、第１のフィルタ１１の乗算器２１ａは、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｍＸＨを乗算し、フィルタ係数ｍＸＨを乗算したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを遅延素子２２ａに出力する。
　第１のフィルタ１１の遅延素子２２ａは、乗算器２１ａから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを１サンプリング時間だけ遅延し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを第５のフィルタ１５に出力する。
　適応等化器３の適応等化フィルタ４における第２のフィルタ１２は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分を抽出する。第２のフィルタ１２は、抽出した垂直方向の偏波成分を第６のフィルタ１６に出力する。
　具体的には、第２のフィルタ１２の乗算器２１ｂは、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｍＹＨを乗算し、フィルタ係数ｍＹＨを乗算したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを遅延素子２２ｂに出力する。
　第２のフィルタ１２の遅延素子２２ｂは、乗算器２１ｂから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを１サンプリング時間だけ遅延し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを第６のフィルタ１６に出力する。
　適応等化器３の適応等化フィルタ４における第３のフィルタ１３は、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分を抽出する。第３のフィルタ１３は、抽出した水平方向の偏波成分を第５のフィルタ１５に出力する。
　具体的には、第３のフィルタ１３の乗算器２１ｃは、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｍＸＶを乗算し、フィルタ係数ｍＸＶを乗算したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを遅延素子２２ｃに出力する。
　第３のフィルタ１３の遅延素子２２ｃは、乗算器２１ｃから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを１サンプリング時間だけ遅延し、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを第５のフィルタ１５に出力する。
　適応等化器３の適応等化フィルタ４における第４のフィルタ１４は、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分を抽出する。第４のフィルタ１４は、抽出した垂直方向の偏波成分を第６のフィルタ１６に出力する。
　具体的には、第４のフィルタ１４の乗算器２１ｄは、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｍＹＶを乗算し、フィルタ係数ｍＹＶを乗算したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを遅延素子２２ｄに出力する。
　第４のフィルタ１４の遅延素子２２ｄは、乗算器２１ｄから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを１サンプリング時間だけ遅延し、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを第６のフィルタ１６に出力する。
　第５のフィルタ１５は、第１のフィルタ１１から出力された水平方向の偏波成分と、第３のフィルタ１３から出力された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔを出力する。
　第５のフィルタ１５によって、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みが補償され、波形歪みが補償された水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔが第５のフィルタ１５から出力される。
　以下、第５のフィルタ１５の動作を具体的に説明する。
　第５のフィルタ１５の乗算器３１－１は、第１のフィルタ１１の出力信号と第３のフィルタ１３の出力信号との加算信号として、（ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶ）が入力されると、入力された加算信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＸ１を乗算し、フィルタ係数ｈＸ１を乗算した加算信号を出力する。
　第５のフィルタ１５の遅延素子３２－１は、第１のフィルタ１１の出力信号と第３のフィルタ１３の出力信号との加算信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
　第５のフィルタ１５の乗算器３１－ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２４）は、遅延素子３２－（ｎ－１）により１サンプリング時間だけ遅延された加算信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＸｎを乗算し、フィルタ係数ｈＸｎを乗算した加算信号を出力する。
　第５のフィルタ１５の遅延素子３２－ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２３）は、遅延素子３２－（ｎ－１）の出力信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
　乗算器３１－１～３１－２４の出力信号の総和が、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔとして、第５のフィルタ１５から出力される。
　第６のフィルタ１６は、第２のフィルタ１２から出力された垂直方向の偏波成分と、第４のフィルタ１４から出力された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔを出力する。
　第６のフィルタ１６によって、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みが補償され、波形歪みが補償された垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔが第６のフィルタ１６から出力される。
　以下、第６のフィルタ１６の動作を具体的に説明する。
　第６のフィルタ１６の乗算器４１－１は、第２のフィルタ１２の出力信号と第４のフィルタ１４の出力信号との加算信号として、（ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶ）が入力されると、入力された加算信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＹ１を乗算し、フィルタ係数ｈＹ１を乗算した加算信号を出力する。
　第６のフィルタ１６の遅延素子４２－１は、第２のフィルタ１２の出力信号と第４のフィルタ１４の出力信号との加算信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
　第６のフィルタ１６の乗算器４１－ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２４）は、遅延素子４２－（ｎ－１）により１サンプリング時間だけ遅延された加算信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＹｎを乗算し、フィルタ係数ｈＹｎを乗算した加算信号を出力する。
　第６のフィルタ１６の遅延素子４２－ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２３）は、遅延素子４２－（ｎ－１）の出力信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
　乗算器４１－１～４１－２４の出力信号の総和が、波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔとして、第６のフィルタ１６から出力される。
　適応等化器３の係数更新部５は、第１のフィルタ１１～第６のフィルタ１６におけるフィルタ係数のそれぞれをＣＭＡに基づいて更新する。
　以下、係数更新部５によるフィルタ係数の更新処理を具体的に説明する。
　まず、係数更新部５は、第１のフィルタ１１におけるフィルタ係数ｍＸＨ、第２のフィルタ１２におけるフィルタ係数ｍＹＨ、第３のフィルタ１３におけるフィルタ係数ｍＸＶ及び第４のフィルタ１４におけるフィルタ係数ｍＹＶを以下の式（１）～（４）に従って更新する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　式（１）～（４）において、
　μは、更新ステップサイズである。更新ステップサイズμは、例えば、局部発振光のレーザ線幅によって決定され、０．５秒などの時間が設定される。
　ｅＸ，ｏｕｔは、二乗振幅の誤差であり、ｅＸ，ｏｕｔ＝（１－｜ＥＸ，ｏｕｔ｜）２のように表される。
　ｅＹ，ｏｕｔは、二乗振幅の誤差であり、ｅＹ，ｏｕｔ＝（１－｜ＥＹ，ｏｕｔ｜）２のように表される。
　＊は、複素共役を示す記号である。
　ＥバーＨ，ｉｎは、更新ステップサイズμに相当する時間における第１の偏波ＥＨ，ｉｎの平均値である。
　ＥバーＶ，ｉｎは、更新ステップサイズμに相当する時間における第２の偏波ＥＶ，ｉｎの平均値である。
　なお、明細書の文章中では、電子出願の都合上、“Ｅ”の文字の上に“－”の記号を付することができないので、“Ｅバー”のように表記している。
　次に、係数更新部５は、第５のフィルタ１５におけるフィルタ係数ｈＸｎ（ｎ＝１，２，・・・，２４）及び第６のフィルタ１６におけるフィルタ係数ｈＹｎ（ｎ＝１，２，・・・，２４）を以下の式（７）～（８）に従って更新する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　この実施の形態１では、適応等化フィルタ４が、１つのタップを有する第１のフィルタ１１～第４のフィルタ１４と、２４個のタップを有する第５のフィルタ１５及び第６のフィルタ１６とを備えている。このため、適応等化フィルタ４の全体のタップ数は、５２である。
　特許文献１に記載されている適応等化フィルタは、２４個のタップを有する第１～第４のフィルタを備えている。このため、特許文献１に記載されている適応等化フィルタの全体のタップ数は、９６である。
　したがって、この実施の形態１の適応等化フィルタ４は、特許文献１に記載されている適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が減少している。
　この実施の形態１では、第５のフィルタ１５及び第６のフィルタ１６のそれぞれが有しているタップの数が２４個である例を示しているが、第５のフィルタ１５及び第６のフィルタ１６のそれぞれが有しているタップの数が４６個未満であれば、特許文献１に記載されている適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が減少する。
　ここで、図５は、光信号に多重されている第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎの入力電力とＢＥＲとの関係をシミュレーションした結果を示す説明図である。
　図５におけるシミュレーションでは、アクセス系光通信にコヒーレント技術を適用することを仮定して、伝送速度が１００Ｇｂ／ｓであるＤＰ－ＱＰＳＫ信号を伝送し、８０ｋｍ伝送後のＤＰ－ＱＰＳＫ信号の最小受信感度を測定している。
　図５において、横軸は、コヒーレント受信器１に入力される１チャネル当りの光パワー（入力電力）であり、縦軸は、誤り訂正前のＢＥＲである。
　図５では、前方誤り訂正であるＦＥＣの限界値が、２．０×１０－２のＢＥＲである。
　２４個のタップを有する第１～第４のフィルタを備えている特許文献１の信号処理装置では、ＦＥＣの限界値を満足する最小受信感度が、約－３４ｄＢｍである。
　適応等化フィルタ４を備えている実施の形態１の信号処理装置では、ＦＥＣの限界値を満足する最小受信感度が、約－３３．９ｄＢｍである。
　したがって、この実施の形態１の適応等化フィルタ４は、特許文献１に記載されている適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が減少しているのにもかかわらず、ＦＥＣの限界値を満足する最小受信感度の差分が０．１ｄＢｍ（＝|３４－３３．９｜）であり、概ね、特許文献１に記載されている適応等化フィルタと同様の受信性能が得られる。
　以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、第１のフィルタ１１～第４のフィルタ１４のそれぞれが、１つのタップを有するＦＩＲフィルタであり、第５のフィルタ１５及び第６のフィルタ１６のそれぞれが、４６個未満のタップを有するＦＩＲフィルタであるように構成したので、第１～第４のフィルタとして、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が少ない適応等化フィルタが得られる。
　したがって、この実施の形態１は、第１～第４のフィルタとして、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタを備える信号処理装置よりも、消費電力を低減することができる信号処理装置が得られる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明は、波形歪みを補償した偏波を出力する適応等化フィルタ及び信号処理装置に適している。
　１　コヒーレント受信器、２　アナログデジタル変換器、３　適応等化器、４　適応等化フィルタ、５　係数更新部、１１　第１のフィルタ、１２　第２のフィルタ、１３　第３のフィルタ、１４　第４のフィルタ、１５　第５のフィルタ、１６　第６のフィルタ、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ　乗算器、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ　遅延素子、３１－１～３１－２４　乗算器、３２－１～３２－２３　遅延素子、４１－１～４１－２４　乗算器、４２－１～４２－２３　遅延素子。

Claims (6)

  1. 　第１の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第１のフィルタと、
    　前記第１の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第２のフィルタと、
    　第２の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第３のフィルタと、
    　前記第２の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第４のフィルタと、
    　前記第１のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分と前記第３のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平方向の偏波成分を出力する第５のフィルタと、
    　前記第２のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分と前記第４のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直方向の偏波成分を出力する第６のフィルタとを備え、
    　前記第１から第４のフィルタのそれぞれは、１つのタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、
    　前記第５及び第６のフィルタのそれぞれは、４６個未満のタップを有する有限インパルス応答フィルタであることを特徴とする適応等化フィルタ。
  2. 　前記第５及び第６のフィルタのそれぞれは、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタであることを特徴とする請求項１記載の適応等化フィルタ。
  3. 　前記第１から第６のフィルタにおけるフィルタ係数のそれぞれが、定包絡線基準アルゴリズムに基づいて更新されることを特徴とする請求項１記載の適応等化フィルタ。
  4. 　局部発振光を用いて、第１の偏波及び第２の偏波が多重されている光信号のコヒーレント検波を実施することで、前記光信号から前記第１の偏波及び前記第２の偏波のそれぞれを抽出するコヒーレント受信器と、
    　前記コヒーレント受信器により抽出された第１の偏波及び第２の偏波におけるそれぞれの波形歪みを補償する適応等化フィルタとを備え、
    　前記適応等化フィルタは、
    　前記第１の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第１のフィルタと、
    　前記第１の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第２のフィルタと、
    　前記第２の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第３のフィルタと、
    　前記第２の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第４のフィルタと、
    　前記第１のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分と前記第３のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平方向の偏波成分を出力する第５のフィルタと、
    　前記第２のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分と前記第４のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直方向の偏波成分を出力する第６のフィルタとを備え、
    　前記第１から第４のフィルタのそれぞれは、１つのタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、
    　前記第５及び第６のフィルタのそれぞれは、４６個未満のタップを有する有限インパルス応答フィルタであることを特徴とする信号処理装置。
  5. 　前記第５及び第６のフィルタのそれぞれは、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタであることを特徴とする請求項４記載の信号処理装置。
  6. 　前記第１から第６のフィルタにおけるフィルタ係数のそれぞれを定包絡線基準アルゴリズムに基づいて更新する係数更新部を備えたことを特徴とする請求項４記載の信号処理装置。
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