WO2020235078A1 - 光伝送システム及び補償方法 - Google Patents

光伝送システム及び補償方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2020235078A1
WO2020235078A1 PCT/JP2019/020441 JP2019020441W WO2020235078A1 WO 2020235078 A1 WO2020235078 A1 WO 2020235078A1 JP 2019020441 W JP2019020441 W JP 2019020441W WO 2020235078 A1 WO2020235078 A1 WO 2020235078A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
optical
receiver
signal
transfer function
unit
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/020441
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
明日香 松下
政則 中村
建吾 堀越
桑原　昭一郎
木坂　由明
Original Assignee
日本電信電話株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電信電話株式会社 filed Critical 日本電信電話株式会社
Priority to US17/595,161 priority Critical patent/US11711151B2/en
Priority to PCT/JP2019/020441 priority patent/WO2020235078A1/ja
Priority to JP2021520004A priority patent/JP7252489B2/ja
Publication of WO2020235078A1 publication Critical patent/WO2020235078A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6163—Compensation of non-linear effects in the fiber optic link, e.g. self-phase modulation [SPM], cross-phase modulation [XPM], four wave mixing [FWM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
    • H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
    • H04B10/077—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using a supervisory or additional signal

Definitions

  • the present invention relates to a technique for estimating or compensating the transmission characteristics of an optical transmitter / receiver in an optical transmission system.
  • Optical transmitters and receivers which have been introduced in recent years, use digital coherent technology that combines digital signal processing (DSP) and coherent detection.
  • DSP digital signal processing
  • the Baud rate and the modulation method are, for example, 32 Gbaud PDM-QPSK (polarization multiplex-4 phase shift keying).
  • the optical transmitter generates a PDM-QPSK optical signal by modulating orthogonal linearly polarized light (X-polarized light and Y-polarized light) with a QPSK baseband signal, respectively.
  • the optical receiver converts the optical signal into a baseband signal by coherently detecting the received optical signal and the station emission, demodulates the QPSK by digital signal processing (DSP), and reproduces the transmitted data.
  • DSP digital signal processing
  • the Baud rate and modulation method are, for example, 64 Gbaud PDM-16QAM (polarization multiplexing-16 Quadrature amplitude modulation) or 43 Gbaud PDM-64QAM.
  • 64 Gbaud PDM-16QAM polarization multiplexing-16 Quadrature amplitude modulation
  • 43 Gbaud PDM-64QAM 43 Gbaud PDM-64QAM.
  • optical transmitters and receivers are required to have good transmission characteristics over a wide band.
  • the transmission characteristics of the transmission signal in the optical transmitter / receiver are expressed by a transfer function.
  • the optical transmitter / receiver has a plurality of lanes (X-polarized light in-phase component XI, X-polarized light orthogonal component XQ, Y-polarized light in-phase component YI, Since it has an orthogonal component YQ) of Y polarization and the difference in transfer function between lanes causes deterioration of the overall transmission characteristics of the system, it is also required to sufficiently suppress the difference in transfer function between lanes.
  • an optical receiver that requires real-time performance in a DSP has a configuration that combines a 90-degree optical hybrid, BPD (Balanced Photo Diode) and TIA (Trans-impedance Amplifier), and the photoelectrically converted signal is an ADC (Analog to). Entered in digital converter).
  • BPD Band-Polar Photo Diode
  • TIA Trans-impedance Amplifier
  • ADC Analog to
  • the present invention provides a technique capable of estimating a non-linear response caused by the internal configuration of an optical receiver or compensating for distortion of transmission characteristics caused by the non-linear response.
  • the purpose is.
  • One aspect of the present invention includes an optical transmission unit that modulates and transmits an optical signal into which a known signal is inserted, and an optical reception unit that receives the optical signal from the optical transmission unit. Transmission of non-linear response of the optical receiver based on the optical receiver that coherently detects the received signal of the optical signal received from the optical transmitter and the known signal included in the received signal after detection by the optical receiver.
  • a receiver transmission function estimation unit that estimates the function and a receiver compensation unit that compensates for the nonlinear distortion of the optical signal after detection based on the transmission function of the nonlinear response estimated by the receiver transmission function estimation unit. It is an optical transmission system equipped.
  • the receiver transmission function estimation unit is the first of the optical receivers based on the output signal of the optical receiver with respect to the input of the ASE (Amplified Spontaneous Emission) signal.
  • the optical transmitter estimates the transmission function of the optical transmitter that modulates the optical signal based on the received signal including the known signal and the first transmission function.
  • the receiver transmission function estimation unit further includes an estimation unit, and the receiver transmission function estimation unit includes a reception signal including the known signal and compensated for distortion caused by the optical transmitter, and a transmission function of the optical transmitter. Based on this, the second transmission function of the optical receiver is estimated, and the receiver compensation unit compensates for the non-linear distortion of the optical signal after the detection based on the second transmission function.
  • One aspect of the present invention is the above-mentioned optical transmission system, and the receiver transfer function estimation unit further estimates the transfer function of the linear response of the optical receiver based on the optical signal after detection by the optical receiver. Then, in addition to the compensation for the non-linear distortion, the receiver compensating unit compensates for the linear distortion of the optical signal after the detection based on the transfer function of the linear response estimated by the receiver transfer function estimation unit.
  • One aspect of the present invention is the optical transmission system, wherein the receiver compensator receives the received signal in the reverse order of receiving the linear distortion and the non-linear distortion in the optical receiver. Compensates for the linear distortion and the non-linear distortion of the signal.
  • One aspect of the present invention is the above-mentioned optical transmission system, in which the receiver compensating unit compensates for the non-linear distortion of the received signal by using a Volterra filter.
  • One aspect of the present invention is the above-mentioned optical transmission system, in which the receiver compensator compensates for the non-linear distortion of the received signal by using a part of the coefficients of the Volterra filter.
  • One aspect of the present invention is the above-mentioned optical transmission system, in which the receiver transfer function estimation unit depends on the band dependence of the non-linear response or the intensity of the pattern effect among the reference signal components constituting the Volterra filter.
  • the first transfer function and the second transfer function are estimated using the components.
  • One aspect of the present invention is an optical transmission system including an optical transmission unit that modulates and transmits an optical signal into which a known signal is inserted, and an optical reception unit that receives the optical signal from the optical transmission unit.
  • the optical receiving unit coherently detects the optical signal received from the optical transmitting unit by the optical receiver, and the known signal included in the received signal after the detection by the optical receiver.
  • a compensation method including a step of estimating the transmission function of the non-linear response of the optical receiver based on the above, and a step of compensating for the non-linear distortion of the optical signal after detection based on the estimated transmission function of the non-linear response. is there.
  • the present invention it is possible to estimate the non-linear response caused by the internal configuration of the optical receiver, or to compensate for the distortion of the transmission characteristic caused by the non-linear response.
  • FIG. 1 is a diagram showing a specific example of the system configuration of the optical transmission system 100 of the present embodiment.
  • the optical transmission system 100 includes an optical transmission unit 1 and an optical reception unit 3 that receives an optical signal from the optical transmission unit 1 via a transmission line 2.
  • the transmission line 2 is configured by using, for example, an optical fiber and an optical amplifier.
  • the optical transmission unit 1 includes a transmission signal processing unit 4, a known signal insertion unit 5, a transmitter compensation unit 6, and an optical transmitter 7.
  • a part or all of the transmission signal processing unit 4, the known signal insertion unit 5, and the transmitter compensation unit 6 are configured by using hardware such as ASIC (Application Specific Integrated Circuit) or FPGA (Field-Programmable Gate Array).
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • FPGA Field-Programmable Gate Array
  • some or all of these functions may be configured as software that functions by a processor such as a CPU (Central Processing Unit) executing a program stored in a storage unit.
  • CPU Central Processing Unit
  • the known signal insertion unit 5 inserts a sequence of known signals into the modulation target signal sequence of the XI lane, XQ lane, YI lane, and YQ lane generated by the transmission signal processing unit 4, respectively.
  • the sequence of known signals may be any pattern of signal sequences as long as they are known signal sequences shared in advance between the optical transmission unit 1 and the optical reception unit 3.
  • the transmission signal processing unit 4 generates frame data based on the transmission data series.
  • the frame data is a signal sequence (modulation target signal sequence) for performing modulation processing in the optical transmitter 7.
  • the transmission signal processing unit 4 transmits the frame data in which the known signal sequence is inserted to the transmitter compensation unit 6.
  • the transmitter compensation unit 6 acquires the estimation result of the transfer function of the optical transmitter 7 from the transmitter transfer function estimation unit 8 of the optical receiver unit 3, which will be described later.
  • the transmitter compensating unit 6 compensates for the transfer functions of the XI lane, the XQ lane, the YI lane, and the YQ lane of the optical transmitter 7 and the difference between the lanes based on the estimation result.
  • the transmitter compensation unit 6 may be configured by using a digital filter such as an FIR (Finite Impulse Response) filter, or may be configured by using an analog filter. Further, the transmitter compensation unit 6 may have a function of guaranteeing a delay time difference between the four lanes.
  • the optical transmitter 7 generates an optical signal of a modulation target signal series by modulating orthogonal linear polarization with the compensated frame data.
  • the optical transmitter 7 includes a driver amplifier 7a, a laser module 7b (signal LD), a 90 ° synthesizer 7c, and a polarization synthesizer 7d.
  • the driver amplifier 7a amplifies the electric signal of the compensated frame data so as to have an appropriate amplitude and transmits it to the 90 ° synthesizer 7c.
  • the 90 ° synthesizer 7c is a Machzenda type vector modulator that separates linearly polarized CW (Continuous Wave) light transmitted from the laser module 7b into orthogonal linear polarization, and uses frame data for each linear polarization. By performing modulation, an optical signal of a modulation target signal series is generated.
  • the horizontally polarized light signal and the vertically polarized light signal are combined by the polarization synthesizer 7d and supplied to the light receiving unit 3
  • the optical receiver 3 includes an optical receiver 9, a data buffer 10, a receiver compensation unit 11, a reception signal processing unit 12, a receiver transfer function estimation unit 13, and a transmitter transfer function estimation unit 8.
  • the transmitter compensation unit 6 and the receiver compensation unit 11 are represented by separate blocks in FIG. 1, the transmitter compensation unit 6 may be a part of the transmission signal processing unit 4 or the receiver.
  • the compensation unit 11 may be a part of the received signal processing unit 12.
  • the optical receiver 9 is generally called an optical coherent receiver, and has a function of detecting an I component and a Q component for each of X-polarized light and Y-polarized light polarized lightly multiplexed with an optical signal input from a transmission line 2.
  • the optical receiver 9 includes a polarization separator 9a, a laser module 9b (local LD), a polarization diversity 90 ° hybrid 9c, a photodiode (PD: Photo Diode) (not shown), and a TIA 9d (not shown). It is equipped with a Trans-impedance Amplifier) and an A / D converter 9e.
  • the laser module 9b sends linearly polarized CW light to the polarization diversity 90 ° hybrid 9c.
  • the polarization diversity 90 ° hybrid 9c causes the received optical signal to interfere with the CW light, and the photodiode performs photoelectric conversion of the interference light.
  • the TIA 9d converts the current signal into a voltage signal
  • the A / D converter 9e A / D converts the voltage signal. As a result, the received optical signal is converted into a baseband digital signal.
  • Part or all of the A / D converter 9e of the optical receiver 9, the data buffer 10, the receiver compensation unit 11, the reception signal processing unit 12, the receiver transfer function estimation unit 13, and the transmitter transfer function estimation unit 8 For example, configured using hardware such as ASIC or FPGA. In addition, some or all of these functions may be configured as software that functions by a processor such as a CPU executing a program stored in the storage unit.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 and the transmitter transfer function estimation unit 8 may be configured as a part of an external device independent of the optical transmitter / receiver, for example, a PC or a device corresponding thereto. Further, the reception signal processing unit 12 may also have the same function as the receiver transfer function estimation unit 13 and the transmitter transfer function estimation unit 8. In this case, the receiver transfer function estimation unit 13 and the transmitter transmission The function estimation unit 8 may be configured as a part of the received signal processing unit 12.
  • the data buffer 10 can generally be configured by a memory circuit (RAM), and temporarily stores A / D-converted data of the signal received by the optical receiver 9.
  • the data stored in the data buffer 10 is sequentially sent to the receiver compensation unit 11 and the reception signal processing unit 12 in the subsequent stage. It is also possible for the receiver transfer function estimation unit 13 and the transmitter transfer function estimation unit 8 to acquire such data.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 and the transmitter transfer function estimation unit 8 may directly acquire the A / D converted data in real time without using the data buffer 10.
  • all the examples described using the digital data of the data buffer 10 include a method of directly acquiring the received data in real time.
  • the receiver compensation unit 11 acquires the estimation result of the true transfer function of the optical receiver 9 from the receiver transfer function estimation unit 13, and based on the estimation result, the XI lane, the XQ lane, and the YI lane of the optical receiver 9. , The transfer function of the YQ lane and the difference between the lanes are compensated.
  • the receiver compensation unit 11 can be configured by a digital filter such as a Volterra filter. Further, the receiver compensation unit 11 may individually have a function of guaranteeing a delay time difference between the four lanes.
  • a digital signal is input from the receiver compensation unit 11 to the reception signal processing unit 12.
  • waveform distortion occurs in the optical signal due to, for example, wavelength dispersion, polarization mode dispersion, polarization variation, or nonlinear optical effect.
  • the reception signal processing unit 12 compensates for the waveform distortion generated in the transmission line 2. Further, the reception signal processing unit 12 compensates for the difference between the light frequency of the laser module 7b of the optical transmitter 7 and the station emission frequency of the laser module 9b of the optical receiver 9. Further, the reception signal processing unit 12 compensates for the phase noise according to the line width of the light of the laser module 7b of the optical transmitter 7 and the line width of the local emission of the laser module 9b of the optical receiver 9.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 has a first estimation function for estimating a temporary transfer function (first transfer function) or an inverse transfer function of the optical receiver 9, and a true transfer function (first) of the optical receiver 9. It has a second transfer function) or a second estimation function for estimating the inverse transfer function.
  • first estimation function for estimating a temporary transfer function
  • first inverse transfer function of the optical receiver 9
  • first true transfer function
  • second second estimation function for estimating the inverse transfer function.
  • the estimation result by the first estimation function is referred to as the first estimation result
  • the estimation result by the second estimation function is referred to as the second estimation result.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 of the optical receiver 9 receives digital data acquired by the optical receiver 3 when an ASE (Amplified Spontaneous Emission) signal corresponding to white noise is input to the input terminal of the optical receiver 9. Estimate a tentative transfer function or inverse transfer function.
  • the ASE signal can be generated from an optical amplifier. When outputting only ASE, an optical amplifier is used without inputting anything. This optical amplifier may be prepared separately, but an optical amplifier of the transmission line 2 may also be used. Since the spectrum (frequency characteristic) of the ASE signal is uniform, the frequency characteristic can be acquired by passing it through. Therefore, the frequency characteristics can be estimated by the receiver transfer function estimation unit 13 acquiring the data stored in the data buffer 10 with the ASE signal input. These can be estimated for each lane.
  • the frequency characteristics can be estimated by Fourier transforming the digital data, and the transfer function can be obtained as a concrete estimation result. Furthermore, as a method for finding the inverse transfer function, there is a method for finding the solution of the adaptive filter in addition to calculating the reciprocal. In general, as a method of obtaining a solution of an adaptive filter, there are a method of obtaining a winner solution and a method of obtaining by an LMS (least mean square) algorithm, an RLS (recursive least square) algorithm, or the like.
  • LMS least mean square
  • RLS recursive least square
  • the transfer function does not change relatively in time, so "adaptation” does not mean a time correspondence.
  • adaptive means adaptation to a feedback circuit for obtaining a convergent solution.
  • the ASE signal is used in the above description, the signal is not limited to the ASE signal, and any test signal having a known spectrum can be used.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 transfers the transfer function of the optical transmitter 7 with the first digital data acquired by the optical receiver 3 when the first known signal is transmitted from the optical transmitter 1 to the optical receiver 3.
  • the true transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 is estimated from the inverse transfer function.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 estimates the inverse transfer function of the optical receiver 9 using an adaptive filter.
  • the adaptive filter is a filter based on the LMS algorithm or a filter based on the RLS algorithm. In this case as well, it can be estimated for each lane.
  • the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 is estimated by the transmitter transfer function estimation unit 8.
  • the transmitter transfer function estimation unit 8 temporarily transmits the second digital data acquired by the optical receiver 3 when the second known signal is transmitted from the optical transmitter 1 to the optical receiver 3 and the optical receiver 9.
  • the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 is estimated from the function or the inverse transfer function.
  • the transmitter transfer function estimation unit 8 estimates the transfer function of the optical transmitter 7 using an adaptive filter.
  • the adaptive filter is, for example, a filter based on the LMS algorithm or a filter based on the RMS algorithm.
  • FIG. 2 is a flowchart showing a specific example of a method of estimating the optical transmission characteristics of the optical transmitter 7 and the optical receiver 9 in the optical transmission system 100 of the present embodiment.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 estimates the temporary transfer function or the inverse transfer function of the optical receiver 9 by the first estimation function (step S1).
  • the transmitter transfer function estimation unit 8 estimates the transfer function or the inverse transfer function of the optical transmitter 7 (step S2).
  • the receiver transfer function estimation unit 13 estimates the true transfer function or the inverse transfer function of the optical receiver 9 by the second estimation function (step S3). The detailed operation of each step will be described below.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a specific example of a method of estimating a temporary transfer function of the optical receiver 9 in the optical transmission system 100 of the present embodiment.
  • an ASE signal is inserted into the input of the optical receiver 9 (step S101). Since the spectrum of the ASE signal is known to be uniform, the frequency characteristics can be obtained by passing it through.
  • the data buffer 10 acquires the received data (step S102).
  • the receiver transfer function estimation unit 13 acquires digital data from the data buffer 10 and performs FFT processing to acquire a temporary transfer function (step S103).
  • a temporary inverse transfer function is calculated from the acquired temporary transfer function (step S104).
  • the calculated temporary reverse transfer function is set in the receiver compensation unit 11 (step S105).
  • FIG. 4 is a flowchart showing a specific example of a method of estimating the transfer function or the inverse transfer function of the optical transmitter 7 in the optical transmission system 100 of the present embodiment.
  • a known signal is input to the input of the transmission signal processing unit 4, and an optical modulation signal is transmitted from the optical transmitter 7 (step S201).
  • the transmitter compensation unit 6 bypasses.
  • the received data is acquired in the data buffer 10 on the receiving side (step S202).
  • the transmitter transfer function estimation unit 8 acquires digital data from the data buffer 10.
  • the transmitter transfer function estimation unit 8 extracts a known signal from the acquired digital data. Compensation for various transmission characteristics and optical receiver compensation are performed on the extracted known signal.
  • the optical receiver compensation is performed by using the temporary inverse transfer function of the optical receiver 9 estimated in step S1. Since the influence of the transfer function of the optical transmitter 7 remains on the known signal that has been compensated for various transmission characteristics and the optical receiver compensation, the transfer function of the optical transmitter 7 is estimated from this known signal. Can be done (step S203).
  • an FIR filter having the opposite characteristics set is applied as an adaptive filter to the known signal to which the above-mentioned various compensations have been processed, and again so that the square of the difference between the output and the known signal is minimized. Correct the inverse characteristic.
  • the filter coefficient of the FIR filter constituting the adaptive filter can be obtained as the time response of the inverse transfer function (step S204). Since it is also possible to directly obtain the inverse transfer function of the optical transmitter 7 by the adaptive equalization circuit, in such a case, step S203 and step S204 can be processed as one.
  • the estimated inverse transfer function of the optical transmitter 7 is set in the transmitter compensation unit 6 (step S205).
  • the setting method is the same as the method shown in step S105.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a specific example of a method of estimating the true transfer function or the inverse transfer function of the optical receiver 9 in the optical transmission system 100 of the present embodiment.
  • a known signal is input to the input of the transmission signal processing unit 4, and the optical modulation signal is transmitted from the optical transmitter 7 of the optical transmission unit 1 to the optical reception unit 3 (S301).
  • the inverse transfer function of the optical transmitter 7 estimated in step S2 of FIG. 2 is set in the transmitter compensation unit 6 to compensate the transmission characteristics of the optical transmitter 7.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 acquires digital data from the data buffer 10.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 extracts a known signal from the acquired digital data.
  • the extracted known signal is supplied to the Volterra filter as an adaptive filter.
  • wavelength dispersion, frequency offset, polarization dispersion / polarization rotation, clock phase, and phase noise estimated as transmission path distortion are added to the known signal and compared with the output of the adaptive filter.
  • the wavelength dispersion, frequency offset, polarization dispersion / polarization rotation, clock phase, and phase noise addition amount are estimated from the state of known signals by various estimation blocks (not shown).
  • the transfer function of the optical transmitter 7 is considered to be compensated by the transmitter compensating unit 6 at the output of the adaptive filter, if the transfer function of the optical receiver 9 is further compensated by the adaptive filter at this output. , Only the influence of transmission line distortion remains on the output of the adaptive filter. Therefore, the true transfer function of the optical receiver 9 can be estimated by comparing this signal with the known signal to which the transmission line distortion is added (step S303).
  • step S304 the filter coefficient of the Volterra filter, which is the adaptive filter, is reversed of that of the optical receiver 9. It can be obtained as the time response of the transfer function (step S304). Since it is also possible to directly obtain the true inverse transfer function of the optical transmitter 7 by the adaptive equalization circuit, in such a case, step S303 and step S304 can be processed as one.
  • the estimated true inverse transfer function of the optical receiver 9 is set in the receiver compensation unit 11 (step S305).
  • the setting method is the same as the method shown in step S105.
  • FIGS. 1 to 5 have described the case where the receiver compensating unit 11 compensates for the non-linear distortion caused by the optical receiver 9 in the optical receiving unit 3, but the receiver compensation in the present embodiment has been described.
  • the unit 11 does not necessarily have to compensate only for the non-linear distortion as long as it has a configuration for compensating for the non-linear distortion of the received signal.
  • the receiver compensation unit 11 may be configured to include a filter that compensates for linear distortion such as an FIR filter and a filter that compensates for non-linear distortion such as a Volterra filter. Further, for example, the receiver compensation unit 11 may be configured to include a filter that simultaneously compensates for linear distortion and non-linear distortion.
  • FIG. 6 is a diagram showing a specific example of the configuration of the receiver compensating unit 11 in the optical receiving unit 3 of the present embodiment.
  • the configuration (A) shows a configuration in which the receiver compensation unit 11 includes a distortion compensation filter that simultaneously compensates for linear distortion and non-linear distortion.
  • the configurations (B) to (C) show configurations in which the receiver compensating unit 11 individually includes a linear filter that compensates for linear distortion and a non-linear filter that compensates for non-linear distortion.
  • the configuration (B) is a configuration in which signal compensation processing is performed in the order of a linear filter and a non-linear filter.
  • the configuration (B) is suitable for compensating the signal distorted in the order of non-linear distortion and linear distortion, which is the opposite of this.
  • the configuration (C) is a configuration in which signal compensation processing is performed in the order of the nonlinear filter and the linear filter, contrary to the configuration (B).
  • the configuration (C) is suitable for compensating the signal distorted in the order of linear distortion and non-linear distortion, which is the opposite of this.
  • the configuration (D) is a configuration in which the configurations (B) and (C) are combined and signal compensation processing is performed in the order of the first linear filter, the non-linear filter, and the second linear filter.
  • the configuration (D) is suitable for compensating the signal distorted in the same order of linear distortion, non-linear distortion, and linear distortion. It becomes a composition.
  • the optical receiver 9 in the present embodiment signals in the order of polarization diversity 90 ° hybrid 9c, PD (for example, Balanced PhotoDiode) (not shown), and TIA9d (Trans-impedance Amplifier).
  • the received signal undergoes linear distortion due to BPD and then non-linear distortion due to TIA9d. Therefore, in order to compensate for the distortion caused by the optical receiver 9 in the present embodiment, among the above configurations (A) to (D), the configuration (A) for simultaneously compensating for non-linear distortion and linear distortion, or non-linearity.
  • a configuration (C) that compensates for distortion and linear distortion in this order is desirable.
  • the four filter configurations shown in FIG. 6 show an example of a method for configuring the receiver compensation unit 11, and the configuration of the receiver compensation unit 11 is not limited to any of these.
  • the filter configuration of the receiver compensation unit 11 may be arbitrarily changed according to the type of distortion received inside the optical receiver 9 and the order in which the received signal is received.
  • the receiver compensating unit 11 can compensate for the linear distortion and the non-linear distortion of the received signal, but in order to accurately compensate for these distortions, the receiver It is necessary to set a more accurate filter coefficient for the compensation unit 11.
  • a conventional compensation method using a linear filter such as an FIR filter can be used (see, for example, Patent Document 1).
  • the estimation accuracy of the transfer function by the nonlinear filter such as the Volterra filter can be improved by adjusting the known signal included in the reference signal used when estimating the transfer function.
  • the estimation accuracy of the nonlinear filter can be improved by adjusting the order of the reference signal or the memory.
  • the order of the reference signal is the power of the known signal used as the reference signal.
  • the reference signal at each time is represented only by the known signal at the corresponding time, and does not depend on the known signal past or future from that time.
  • S3, 1 (t) represents a reference signal sequence having a third-order and one memory (hereinafter, referred to as "third-order + 1 memory").
  • the case where the memory of the reference signal is two or more is a case where the reference signal at a certain time includes a known signal at two or more times past or future from that time.
  • the reference signal sequence of the cubic +1 memory based on the above known signal sequence S (t), as an example, S3,2 (t) s 1 ⁇ s 2 2, s 2 ⁇ s 3 2, s 3 ⁇ s 4 2, s 4 ⁇ s 5 2, can be defined ... as.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a specific example of the reference signal generation method in the present embodiment.
  • FIG. 7A is a matrix of images of a Volterra filter with a secondary +5 memory. This matrix represents the use of known signals received at each time from time t-2 to time t + 2 to estimate the transfer function of a reference time t with a Volterra filter.
  • the time t-1 represents the time one unit time before the time t
  • the time t + 1 represents the time one unit time after the time t.
  • time t-2 represents a time 2 unit hours before time t
  • t + 2 represents a time 2 unit hours after time t.
  • the multiplication of 2 hours described in each cell in the matrix represents the square value of the known signal corresponding to 2 hours.
  • the description of "(t-1) x (t + 1)" in the cell represents a multiplication value of the value of the known signal at time t-1 and the value of the known signal at time t + 1.
  • taking the multiplication value of two known signals corresponding to two times as a reference signal corresponds to the order of the Volterra filter shown in FIG. 7 being quadratic.
  • the matrix is symmetric with respect to the diagonal components, the calculation of the overlapping portion can be omitted in the calculation of each element.
  • the Volterra filter can estimate the non-linear response of the optical receiver 9 at time t by expressing the transfer function at time t using the value of the known signal at a time other than time t.
  • FIG. 7 (A) an image diagram of the second-order Volterra filter is shown for simplicity. However, if the illustrated two-dimensional matrix is extended to the three-dimensional matrix shown in FIG. 7 (B), the third-order Volterra is shown. It is also possible to configure a filter. A similar extension can also be applied to 4th and higher order Volterra filters. Equation (1) shows a Volterra filter having a cubic + M (integer of 1 or more) memory as an example of such a cubic Volterra filter.
  • x represents the input signal to the Volterra filter.
  • f volterra (x) represents the output signal of the Volterra filter, and represents the input signal x after the non-linear distortion is compensated.
  • c 0 is a constant
  • c p1, p2, and p3 represent a filter coefficient (also referred to as a tap coefficient).
  • each reference signal value in the compensation of nonlinear distortion may differ depending on the nature of the distortion to be compensated. Therefore, in such a case, instead of using all the reference signal values included in the matrix, some of them with a high degree of contribution may be selected and used.
  • the following equation (2) shows an n-th order Volterra filter using only the central component
  • the equation (3) shows an n-th order Volterra filter using only the diagonal component.
  • a Volterra filter that uses only the central component corresponds to approximating the compensated signal by the Taylor expansion of the input signal, and such a Volterra filter is sometimes called a linearizer in particular.
  • a Volterra filter that uses only diagonal components can express frequency characteristics (which can also be called time delay characteristics) according to the number of taps in each term of x of the first order or higher, like an FIR filter.
  • a Volterra filter that uses only diagonal components is sometimes called a Generalized Memory Polynomial Model.
  • FIG. 8 shows a specific example of the configuration of the Volterra filter using only such diagonal components.
  • the equation 8 is not an adaptive filter that adaptively changes the coefficient according to changes in response characteristics over time, but a coefficient. Is a static filter with a fixed value.
  • the equation (3) capable of expressing the frequency characteristics can compensate the nonlinear distortion more accurately than the equation (2). ..
  • a Volterra filter that handles more memory is configured, and a strong band dependency (that is, time delay) is constructed.
  • a strong band dependency that is, time delay
  • the reference signal may be generated to include a known signal handled by the Volterra filter.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the effect of the optical transmission system 100 of the present embodiment.
  • series A shows the experimental results in which the received signal is compensated by the Volterra filter using only the central component
  • series B shows the experimental results in which the received signal is compensated by the Volterra filter using only the diagonal component
  • the series C shows the experimental result in which the received signal is compensated only by the linear filter.
  • the horizontal axis of the figure represents the input strength of the received signal
  • the vertical axis represents the strength of the Q value restored from the output signal of the filter.
  • the conditions common to the experiments of each series were 64 GBd for Baud rate and PDM-64QAM (Polarization Division Multiplexing-64 Quadrature Amplitude Modulation) for the modulation method, and it was assumed that there was no load due to noise.
  • PDM-64QAM Polarization Division Multiplexing-64 Quadrature Amplitude Modulation
  • the non-linear response due to the internal configuration is estimated, or the distortion of the transmission characteristic caused by the non-linear response is estimated. Since it is possible to compensate, it is possible to realize good transmission characteristics in a wide band in the optical transmission system 100.
  • the receiver compensation unit 11 may be configured to compensate the received signal using a look-up table generated based on the transfer function of the optical receiver 9 estimated by the receiver transfer function estimation unit 13.
  • This lookup table is information showing the correspondence between the input and output of the transfer function. Specifically, the lookup table associates the discrete values of the input signal with the discrete values of the output signal of the transfer function with respect to the input signal. By creating such a look-up table in advance, it is possible to reduce the amount of calculation of the receiver compensation unit 11. For example, the look-up table may be generated based on a transfer function that applies filter coefficients estimated using a linearizer.
  • the optical transmission system 100 of the embodiment may be configured as a system dedicated to adjustment for adjusting the optical transmitter 7 or the optical receiver 9 before starting the service provision to the user, or provides the service to the user. However, it may be configured as a system for adjusting the optical transmitter 7 or the optical receiver 9.
  • the optical transmitter 1 is made to periodically transmit a reference signal sequence (also referred to as a training signal sequence), and the optical receiver 3 is made to estimate the transmission function in response to the reception of the reference signal sequence.
  • the optical transmitter 7 or the optical receiver 9 can be adjusted even during the operation of the transmission system 100.
  • the timing at which the service is not provided in the optical transmission system 100 hereinafter, "" "During non-operation".
  • the optical transmitter 1 and the optical receiver 3 may be configured to transmit and receive the reference signal sequence during non-operation, not during operation.
  • the receiver The transfer function estimation unit 13 may be configured to estimate the transfer function when the above-mentioned predetermined event is observed. For example, in this case, the receiver transfer function estimation unit 13 estimates various error amounts caused by factors other than the non-linear response of the optical receiver 9 based on each compensation amount other than the non-linear distortion, and calculates each estimated error amount. By superimposing on the reference signal, a temporary signal including an error other than the non-linear distortion is generated.
  • the receiver transfer function estimation unit 13 can estimate the coefficient of the non-linear filter by comparing the temporary signal generated in this way with the received signal containing the non-linear distortion. According to such a configuration, it is not necessary to transmit a reference signal sequence for the purpose of compensating for non-linear distortion, so that it is possible to avoid a band reduction due to transmission of the reference signal sequence.
  • a part or all of the optical transmission unit 1 and the optical reception unit 3 in the above-described embodiment may be realized by a computer.
  • the program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium may be read by the computer system and executed.
  • the term "computer system” as used herein includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the "computer-readable recording medium” refers to a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, or a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in a computer system.
  • a "computer-readable recording medium” is a communication line for transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line, and dynamically holds the program for a short period of time. It may also include a program that holds a program for a certain period of time, such as a volatile memory inside a computer system that serves as a server or a client in that case. Further, the above program may be for realizing a part of the above-mentioned functions, and may be further realized for realizing the above-mentioned functions in combination with a program already recorded in the computer system. It may be realized by using a programmable logic device such as FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • the present invention is applicable to an apparatus for estimating the transmission characteristics of an optical receiver in an optical transmission system.
  • Optical transmission system 1 ... Optical transmitter, 2 ... Transmission line, 3 ... Optical receiver, 4 ... Transmission signal processing unit, 5 ... Known signal insertion unit, 6 ... Transmitter compensation unit, 7 ... Optical transmitter, 7a ... driver amplifier, 7b ... laser module, 7c ... synthesizer, 7d ... polarization synthesizer, 8 ... transmitter transmission function estimator, 9 ... optical receiver, 9a ... polarization separator, 9b ... laser module, 9c ... Polarization diversity 90 ° hybrid, 9e... converter, 10... data buffer, 11... receiver compensation unit, 12... received signal processing unit, 13... receiver transmission function estimation unit

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

実施形態の光伝送システムは、既知信号を挿入した光信号を変調して送信する光送信部と、前記光送信部から前記光信号を受信する光受信部と、を備え、前記光受信部は、前記光送信部から受信した前記光信号の受信信号をコヒーレント検波する光受信機と、前記光受信機による検波後の受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記光受信機の非線形応答の伝達関数を推定する受信機伝達関数推定部と、前記受信機伝達関数推定部が推定した前記非線形応答の伝達関数に基づいて前記検波後の受信信号の非線形歪を補償する受信機補償部と、を備える。

Description

光伝送システム及び補償方法
　本発明は、光伝送システムにおける光送受信機の伝送特性を推定又は補償する技術に関する。
　通信トラヒックの増大に対応するために、光送受信機の高速・大容量化が求められている。近年、導入が進む光送受信機は、デジタル信号処理（ＤＳＰ）とコヒーレント検波を組み合わせたデジタルコヒーレント技術を用いている。
　１チャネルあたり１００Ｇｂ／ｓの光送受信機では、Ｂａｕｄ　ｒａｔｅと変調方式は例えば３２Ｇｂａｕｄ　ＰＤＭ－ＱＰＳＫ（偏波多重－４位相偏移変調）である。光送信機は直交した直線偏光（Ｘ偏波とＹ偏波）を、それぞれＱＰＳＫのベースバンド信号で変調することでＰＤＭ－ＱＰＳＫ光信号を生成する。光受信機は受信した光信号と局発光をコヒーレント検波することで光信号をベースバンド信号に変換し、デジタル信号処理（ＤＳＰ）によってＱＰＳＫを復調し送信データを再生する。
　１チャンネルあたりの伝送容量を増やすために、４００Ｇｂ／ｓの光送受信機では、Ｂａｕｄ　ｒａｔｅと変調方式は例えば６４Ｇｂａｕｄ　ＰＤＭ－１６ＱＡＭ（偏波多重－16 Quadrature amplitude modulation）、又は４３Ｇｂａｕｄ　ＰＤＭ－６４ＱＡＭである。このように、今後の光送受信機では、１チャネルあたりの伝送容量を拡大させるためにＢａｕｄ　ｒａｔｅの増加と変調方式の多値化が進む。
　Ｂａｕｄ　ｒａｔｅの増加と多値化に伴い、光送受信機には広帯域に良好な伝送特性が求められる。この光送受信機内の伝送信号の伝送特性は伝達関数で表現され、一般に光送受信機は複数のレーン（Ｘ偏波の同相成分ＸＩ、Ｘ偏波の直交成分ＸＱ、Ｙ偏波の同相成分ＹＩ、Ｙ偏波の直交成分ＹＱ）を有し、レーン間の伝達関数の差はシステムの総合伝送特性劣化を引き起こすため、レーン間の伝達関数の差を十分抑えることも求められる。光送受信機の伝達関数の周波数特性が不十分な場合又はレーン間に差がある場合は、例えばＤＳＰによって伝送特性又はそのレーン間差を補償する必要がある。これに対して、従来、光送受信機の伝送特性を推定又は補償する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許第６３１９４８７号公報
　特にＤＳＰにリアルタイム性が求められる光受信機は、光９０度ハイブリッド、ＢＰＤ（Balanced Photo Diode）とＴＩＡ（Trans-impedance Amplifier）を組み合わせた構成を有し、光電変換された信号がＡＤＣ(Analog to digital converter)に入力される。このような光受信機において、ＴＩＡやＡＤＣに起因する非線形的応答は信号品質を劣化させる要因となる。しかしながら、従来の方法では、光受信機内で生じる伝送特性の歪みに関して、内部構成の線形的応答に起因した歪みを補償することができても、内部構成の非線形的応答に起因した歪みを補償することはできないという課題があった。
　上記事情に鑑み、本発明は、光受信機の内部構成に起因する非線形的応答を推定すること、又はその非線形的応答に起因して生じる伝送特性の歪みを補償することができる技術を提供することを目的としている。
　本発明の一態様は、既知信号を挿入した光信号を変調して送信する光送信部と、前記光送信部から前記光信号を受信する光受信部と、を備え、前記光受信部は、前記光送信部から受信した前記光信号の受信信号をコヒーレント検波する光受信機と、前記光受信機による検波後の受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記光受信機の非線形応答の伝達関数を推定する受信機伝達関数推定部と、前記受信機伝達関数推定部が推定した前記非線形応答の伝達関数に基づいて前記検波後の光信号の非線形歪を補償する受信機補償部と、を備える光伝送システムである。
　本発明の一態様は上記の光伝送システムであって、前記受信機伝達関数推定部は、ＡＳＥ（Amplified Spontaneous Emission）信号の入力に対する光受信機の出力信号に基づいて前記光受信機の第１の伝達関数を推定し、前記光送信部は、既知信号を含む受信信号と前記第１の伝達関数とに基づいて、前記光信号を変調した光送信機の伝達関数を推定する送信機伝達関数推定部をさらに備え、前記受信機伝達関数推定部は、前記既知信号を含む受信信号であって前記光送信機に起因する歪が補償された受信信号と、前記光送信機の伝達関数とに基づいて前記光受信機の第２の伝達関数を推定し、前記受信機補償部は、前記第２の伝達関数に基づいて前記検波後の光信号の非線形歪を補償する。
　本発明の一態様は上記の光伝送システムであって、前記受信機伝達関数推定部は、前記光受信機による検波後の光信号に基づいて前記光受信機の線形応答の伝達関数をさらに推定し、前記受信機補償部は、前記非線形歪の補償に加え、前記受信機伝達関数推定部が推定した前記線形応答の伝達関数に基づいて前記検波後の光信号の線形歪を補償する。
　本発明の一態様は上記の光伝送システムであって、前記受信機補償部は、前記受信信号が前記光受信機において前記線形歪及び前記非線形歪を受けた順序とは逆の順序で前記受信信号の前記線形歪及び前記非線形歪を補償する。
　本発明の一態様は上記の光伝送システムであって、前記受信機補償部は、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタを用いて前記受信信号の非線形歪を補償する。
　本発明の一態様は上記の光伝送システムであって、前記受信機補償部は、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタの係数の一部を用いて前記受信信号の非線形歪を補償する。
　本発明の一態様は上記の光伝送システムであって、前記受信機伝達関数推定部は、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタを構成する参照信号成分のうち、前記非線形応答の帯域依存性又はパターン効果の強度に応じた成分を用いて前記第１の伝達関数及び前記第２の伝達関数を推定する。
　本発明の一態様は、既知信号を挿入した光信号を変調して送信する光送信部と、前記光送信部から前記光信号を受信する光受信部と、を備える光伝送システムにおける受信信号の補償方法であって、前記光受信部が、前記光送信部から受信した前記光信号を光受信機によってコヒーレント検波するステップと、前記光受信機による検波後の受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記光受信機の非線形応答の伝達関数を推定するステップと、推定された前記非線形応答の伝達関数に基づいて前記検波後の光信号の非線形歪を補償するステップと、を有する補償方法である。
　本発明により、光受信機の内部構成に起因する非線形的応答を推定すること、又はその非線形的応答に起因して生じる伝送特性の歪みを補償することが可能となる。
本実施形態の光伝送システムのシステム構成の具体例を示す図である。 本実施形態の光伝送システムにおいて光送信機及び光受信機の光伝送特性を推定する方法の具体例を示すフローチャートである。 本実施形態の光伝送システムにおいて光受信機の仮の伝達関数を推定する方法の具体例を示すフローチャートである。 本実施形態の光伝送システムにおいて光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する方法の具体例を示すフローチャートである。 本実施形態の光伝送システムにおいて光受信機の真の伝達関数又は逆伝達関数を推定する方法の具体例を示すフローチャートである。 本実施形態の受信部における受信機補償部の構成の具体例を示す図である。 本実施形態における参照信号の生成方法を説明する図である。 本実施形態において対角成分のみを用いるＶｏｌｔｅｒｒａフィルタの構成の具体例を示す図である。 本実施形態の光伝送システムによる効果の一例を示す図である。
　図１は、本実施形態の光伝送システム１００のシステム構成の具体例を示す図である。光伝送システム１００は、光送信部１と、伝送路２を介して光送信部１から光信号を受信する光受信部３と、を備える。伝送路２は例えば光ファイバと光増幅器とを用いて構成される。
　光送信部１は、送信信号処理部４、既知信号挿入部５、送信機補償部６、及び光送信機７を備える。送信信号処理部４と既知信号挿入部５と送信機補償部６の一部又は全部は、例えばＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit)又はＦＰＧＡ(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアを用いて構成される。また、これらの機能の一部又は全部は、ＣＰＵ(Central Processing Unit)等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアとして構成されてもよい。
　既知信号挿入部５は、送信信号処理部４が生成したＸＩレーン、ＸＱレーン、ＹＩレーン、ＹＱレーンの変調対象信号系列に、それぞれ既知信号の系列を挿入する。既知信号の系列は、予め光送信部１と光受信部３との間で共有された既知の信号系列であれば、どのようなパターンの信号系列であってもよい。
　送信信号処理部４は、送信データ系列に基づいてフレームデータを生成する。フレームデータは、光送信機７において変調処理を施すための信号系列（変調対象信号系列）である。送信信号処理部４は、既知信号系列が挿入されたフレームデータを送信機補償部６に送信する。
　送信機補償部６は、光送信機７の伝達関数の推定結果を後述する光受信部３の送信機伝達関数推定部８から取得する。送信機補償部６は、その推定結果に基づいて光送信機７のＸＩレーン、ＸＱレーン、ＹＩレーン、及びＹＱレーンの伝達関数と、そのレーン間差を補償する。例えば、送信機補償部６はＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等のデジタルフィルタを用いて構成されてもよいし、アナログフィルタを用いて構成されてもよい。また、送信機補償部６は４レーン間の遅延時間差を保証する機能を有してもよい。
　光送信機７は、補償されたフレームデータで直交した直線偏光を変調することで、変調対象信号系列の光信号を生成する。光送信機７はドライバアンプ７ａ、レーザモジュール７ｂ（信号ＬＤ）、９０°合成器７ｃ、及び偏波合成器７ｄを備える。ドライバアンプ７ａは、補償されたフレームデータの電気信号を適切な振幅になるように増幅して９０°合成器７ｃに送信する。９０°合成器７ｃは、マッハツェンダ型ベクトル変調器であり、レーザモジュール７ｂから送信された直線偏光のＣＷ(Continuous Wave)光を直交した直線偏光に分離し、それぞれの直線偏光に対してフレームデータによる変調を行うことで、変調対象信号系列の光信号を生成する。水平偏波による光信号と垂直偏波による光信号が、偏波合成器７ｄで合成され、伝送路２を介して光受信部３に供給される。
　光受信部３は、光受信機９、データバッファ１０、受信機補償部１１、受信信号処理部１２、受信機伝達関数推定部１３、及び送信機伝達関数推定部８を備える。なお、図１では送信機補償部６と受信機補償部１１を個別のブロックで表現しているが、送信機補償部６は送信信号処理部４の一部であってもよいし、受信機補償部１１は受信信号処理部１２の一部であってもよい。
　光受信機９は、一般に光コヒーレントレシーバと呼ばれ、伝送路２から入力する光信号に偏波多重されたＸ偏波及びＹ偏波のそれぞれについてＩ成分及びＱ成分を検出する機能を有する。具体的には、光受信機９は、偏波分離器９ａ、レーザモジュール９ｂ（局発ＬＤ）、偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド９ｃ、フォトダイオード (ＰＤ：Photo Diode)（図示せず）、ＴＩＡ９ｄ(Trans-impedance Amplifier)、及びＡ／Ｄ変換器９ｅを備える。
　レーザモジュール９ｂは、直線偏光のＣＷ光を偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド９ｃに送る。偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド９ｃは受信した光信号とＣＷ光を干渉させ、フォトダイオードがその干渉光を光電変換する。また、ＴＩＡ９ｄがその電流信号を電圧信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器９ｅがその電圧信号をＡ／Ｄ変換する。これらにより、受信した光信号がベースバンドのデジタル信号に変換される。
　光受信機９のＡ／Ｄ変換器９ｅ、データバッファ１０、受信機補償部１１、受信信号処理部１２、受信機伝達関数推定部１３、及び送信機伝達関数推定部８の一部又は全部は、例えばＡＳＩＣ又はＦＰＧＡ等のハードウェアを用いて構成される。また、これらの機能の一部又は全部は、ＣＰＵ等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアとして構成されてもよい。
　また、受信機伝達関数推定部１３、及び送信機伝達関数推定部８は、光送受信機とは独立した外部装置、例えばＰＣ又はそれに相当する装置の一部として構成されてもよい。また、受信信号処理部１２も、受信機伝達関数推定部１３、及び送信機伝達関数推定部８と同様の機能を有する場合があり、この場合、受信機伝達関数推定部１３、及び送信機伝達関数推定部８は受信信号処理部１２の一部として構成されてもよい。
　データバッファ１０は、一般的にはメモリ回路（ＲＡＭ）で構成でき、光受信機９で受信した信号をＡ／Ｄ変換したデータを一時的に蓄えておく。データバッファ１０に蓄えられたデータは、順次的に後段の受信機補償部１１と受信信号処理部１２へ送られる。それらのデータを受信機伝達関数推定部１３、及び送信機伝達関数推定部８が取得することも可能である。なお、データバッファ１０を使用せず、受信機伝達関数推定部１３、及び送信機伝達関数推定部８がＡ／Ｄ変換されたデータをリアルタイムで直接的に取得してもよい。以後、データバッファ１０のデジタルデータを用いて説明する全ての例は、受信データをリアルタイムで直接的に取得する方法も含むものとする。
　受信機補償部１１は、光受信機９の真の伝達関数の推定結果を受信機伝達関数推定部１３から取得し、その推定結果に基づいて光受信機９のＸＩレーン、ＸＱレーン、ＹＩレーン、ＹＱレーンの伝達関数とそのレーン間差を補償する。受信機補償部１１は、例えばＶｏｌｔｅｒｒａフィルタ等のデジタルフィルタにより構成できる。また、受信機補償部１１は、個別に４レーン間の遅延時間差を保証する機能を有してもよい。
　受信信号処理部１２には、受信機補償部１１からデジタル信号が入力される。伝送路２では例えば波長分散、偏波モード分散、偏波変動又は非線形光学効果によって光信号に波形歪が生じる。受信信号処理部１２は伝送路２において生じた波形歪を補償する。また、受信信号処理部１２は、光送信機７のレーザモジュール７ｂの光の周波数と光受信機９のレーザモジュール９ｂの局発光の周波数との差を補償する。更に、受信信号処理部１２は、光送信機７のレーザモジュール７ｂの光の線幅と光受信機９のレーザモジュール９ｂの局発光の線幅とに応じた位相雑音を補償する。
　受信機伝達関数推定部１３は、光受信機９の仮の伝達関数（第１の伝達関数）又は逆伝達関数を推定する第１の推定機能と、光受信機９の真の伝達関数（第２の伝達関数）又は逆伝達関数を推定する第２の推定機能とを有する。以下では第１の推定機能による推定結果を第１の推定結果といい、第２の推定機能による推定結果を第２の推定結果という。
［第１の推定機能］
　受信機伝達関数推定部１３は、光受信機９の入力端に、白色雑音に相当するＡＳＥ（Amplified Spontaneous Emission）信号を入力した時に光受信部３が取得したデジタルデータから、光受信機９の仮の伝達関数又は逆伝達関数を推定する。ＡＳＥ信号は光アンプから発生させることができる。ＡＳＥのみを出力する場合は、何も入力しない状態で光アンプを用いる。この光アンプは別途用意してもよいが、伝送路２の光アンプを用いることもできる。ＡＳＥ信号のスペクトラム（周波数特性）は均一であるため、それを通すことで周波数特性を取得することができる。従って、ＡＳＥ信号を入力した状態で、データバッファ１０に保存されたデータを、受信機伝達関数推定部１３が取得することで、周波数特性を推定することができる。これらは、レーンごとに推定可能である。
　周波数特性は、デジタルデータをフーリエ変換することによって推定可能であり、具体的な推定結果として伝達関数が得られる。更に逆伝達関数を求める手法としては、逆数を計算する他に、適応フィルタの解を求める方法がある。一般に、適応フィルタの解を求める方法としては、ウィナー解を求める方法、及び、ＬＭＳ（least mean square）アルゴリズム又はＲＬＳ（recursive least square）アルゴリズム等によって求める方法がある。ここで、伝達関数は時間的には比較的変化しないため、「適応」は時間的な対応を意味しない。以降、「適応」は、収束解を求めるためのフィードバック回路に対する適応を意味することとする。なお、上記の説明ではＡＳＥ信号を使用したが、ＡＳＥ信号には限定されず、スペクトラムが既知な信号であればどのような試験信号でも使用可能である。
［第２の推定機能］
　受信機伝達関数推定部１３は、光送信部１から光受信部３に第１の既知信号を伝送した時に光受信部３が取得した第１のデジタルデータと、光送信機７の伝達関数又は逆伝達関数とから、光受信機９の真の伝達関数又は逆伝達関数を推定する。例えば受信機伝達関数推定部１３は適応フィルタを用いて光受信機９の逆伝達関数を推定する。例えば、適応フィルタは、ＬＭＳアルゴリズムに基づくフィルタ又はＲＬＳアルゴリズムに基づくフィルタである。この場合もレーンごとに推定可能である。なお、光送信機７の伝達関数又は逆伝達関数は送信機伝達関数推定部８によって推定される。
　送信機伝達関数推定部８は、光送信部１から光受信部３に第２の既知信号を伝送した時に光受信部３が取得した第２のデジタルデータと、光受信機９の仮の伝達関数又は逆伝達関数とから、光送信機７の伝達関数又は逆伝達関数を推定する。例えば送信機伝達関数推定部８は、適応フィルタを用いて光送信機７の伝達関数を推定する。適応フィルタは、例えばＬＭＳアルゴリズムに基づくフィルタ又はＲＭＳアルゴリズムに基づくフィルタである。
　図２は、本実施形態の光伝送システム１００において光送信機７及び光受信機９の光伝送特性を推定する方法の具体例を示すフローチャートである。まず、受信機伝達関数推定部１３が、第１の推定機能により、光受信機９の仮の伝達関数又は逆伝達関数を推定する（ステップＳ１）。次に、送信機伝達関数推定部８にて、光送信機７の伝達関数又は逆伝達関数を推定する（ステップＳ２）。次に、受信機伝達関数推定部１３が、第２の推定機能により、光受信機９の真の伝達関数又は逆伝達関数を推定する（ステップＳ３）。以下では、それぞれのステップの詳細な動作について説明する。
　図３は、本実施形態の光伝送システム１００において光受信機９の仮の伝達関数を推定する方法の具体例を示すフローチャートである。まず、光受信機９の入力にＡＳＥ信号を挿入する（ステップＳ１０１）。ＡＳＥ信号のスペクトラムは均一であることが既知であるため、それを通すことで周波数特性を取得することができる。次に、ＡＳＥ信号を入力した状態で、データバッファ１０が受信データを取得する（ステップＳ１０２）。次に、受信機伝達関数推定部１３がデータバッファ１０からデジタルデータを取得してＦＦＴ処理し、仮の伝達関数を取得する（ステップＳ１０３）。次に、取得した仮の伝達関数から仮の逆伝達関数を計算する（ステップＳ１０４）。次に、計算した仮の逆伝達関数を受信機補償部１１に設定する（ステップＳ１０５）。
　図４は、本実施形態の光伝送システム１００において光送信機７の伝達関数又は逆伝達関数を推定する方法の具体例を示すフローチャートである。まず、送信信号処理部４の入力に既知信号を入力し、光送信機７から光変調信号を送信する（ステップＳ２０１）。この時、送信機補償部６はバイパスする。次に、受信側においてデータバッファ１０で受信データが取得される（ステップＳ２０２）。
　次に、送信機伝達関数推定部８は、データバッファ１０からデジタルデータを取得する。送信機伝達関数推定部８は、取得したデジタルデータから既知信号を抽出する。抽出した既知信号に対して、種々の伝送特性の補償及び光受信機補償が行われる。光受信機補償は、ステップＳ１で推定した光受信機９の仮の逆伝達関数を用いて行う。種々の伝送特性の補償及び光受信機補償が処理された既知信号には、光送信機７の伝達関数の影響が残されているため、この既知信号から光送信機７の伝達関数を推定することができる（ステップＳ２０３）。
　具体的には、上述の種々の補償が処理された既知信号に、その逆特性を設定したＦＩＲフィルタを適応フィルタとして適用し、その出力と既知信号との差分の二乗が最小になるように再び逆特性を修正する。この処理によって、適応フィルタを構成するＦＩＲフィルタのフィルタ係数を、逆伝達関数の時間応答として求めることができる（ステップＳ２０４）。なお、適応等化の回路によって光送信機７の逆伝達関数を直接求めることも可能であるため、そのような場合にはステップＳ２０３とステップＳ２０４とは一体として処理できる。
　次に、推定された光送信機７の逆伝達関数を送信機補償部６に設定する（ステップＳ２０５）。設定方法は、ステップＳ１０５で示した方法と同じである。この時、前述したように、ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、及びＹＱのそれぞれのレーンについて独立的に処理することも可能である。この場合、レーン間の遅延差についても抽出及び補償することが可能となる。
　図５は、本実施形態の光伝送システム１００において光受信機９の真の伝達関数又は逆伝達関数を推定する方法の具体例を示すフローチャートである。まず、送信信号処理部４の入力に既知信号を入力し、光送信部１の光送信機７から光受信部３に光変調信号を伝送する（Ｓ３０１）。この時、図２のステップＳ２にて推定した光送信機７の逆伝達関数を送信機補償部６に設定して、光送信機７の伝送特性を補償する。
　次に、受信側においてデータバッファ１０で受信データが取得される（ステップＳ３０２）。受信機伝達関数推定部１３は、データバッファ１０からデジタルデータを取得する。受信機伝達関数推定部１３は、取得したデジタルデータから既知信号を抽出する。抽出した既知信号は、適応フィルタとしてのＶｏｌｔｅｒｒａフィルタに供給される。一方、既知信号に対して、伝送路歪として推定される波長分散、周波数オフセット、偏波分散・偏波回転、クロック位相、位相雑音が付加され、適応フィルタの出力と比較される。波長分散、周波数オフセット、偏波分散・偏波回転、クロック位相、位相雑音の付加量は、既知信号の状態から図示しない種々の推定ブロックにて推定される。
　ここで、適応フィルタの出力において光送信機７の伝達関数は送信機補償部６で補償されているとみなされるため、この出力においてさらに光受信機９の伝達関数が適応フィルタによって補償されれば、適応フィルタの出力には伝送路歪の影響のみ残ることになる。そのため、この信号を、伝送路歪が付加された既知信号と比較することにより、光受信機９の真の伝達関数を推定することができる（ステップＳ３０３）。
　具体的には、適応フィルタの出力と伝送路歪が付加された既知信号との差分（二乗誤差）が最小化されることで、適応フィルタであるＶｏｌｔｅｒｒａフィルタのフィルタ係数を光受信機９の逆伝達関数の時間応答として求めることができる（ステップＳ３０４）。なお、適応等化の回路によって光送信機７の真の逆伝達関数を直接求めることも可能であるため、そのような場合にはステップＳ３０３とステップＳ３０４とは一体として処理できる。
　次に、推定された光受信機９の真の逆伝達関数を受信機補償部１１に設定する（ステップＳ３０５）。設定方法は、ステップＳ１０５で示した方法と同じである。この時、前述したように、ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、及びＹＱのそれぞれのレーンについて独立的に処理することも可能である。この場合、レーン間の遅延差についても抽出及び補償することが可能となる。
　なお、簡単のため、図１から図５までは、光受信部３において受信機補償部１１が光受信機９に起因した非線形歪みを補償する場合について説明したが、本実施形態における受信機補償部１１は、受信信号の非線形歪みを補償する構成を備えていれば、必ずしも非線形歪のみを補償するものである必要はない。例えば、受信機補償部１１は、ＦＩＲフィルタ等の線形歪を補償するフィルタと、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタ等の非線形歪を補償するフィルタと、を備えるように構成されてもよい。また、例えば、受信機補償部１１は、線形歪の補償と非線形歪の補償とを同時に行うフィルタを備えるように構成されてもよい。
　図６は、本実施形態の光受信部３における受信機補償部１１の構成の具体例を示す図である。図６において、構成（Ａ）は受信機補償部１１が線形歪と非線形歪を同時に補償する歪補償フィルタを備える構成を示す。これに対して構成（Ｂ）～（Ｃ）は受信機補償部１１が線形歪を補償する線形フィルタと、非線形歪を補償する非線形フィルタとを個別に備える構成を示す。
　具体的には、構成（Ｂ）は線形フィルタ、非線形フィルタの順に信号補償処理を行う構成である。この場合、受信信号は、線形歪、非線形歪の順に補償されるため、構成（Ｂ）はこれとは逆の非線形歪、線形歪の順に歪みを受けた信号の補償に適した構成となる。
　また、構成（Ｃ）は、構成（Ｂ）とは逆に、非線形フィルタ、線形フィルタの順に信号補償処理を行う構成である。この場合、受信信号は、非線形歪、線形歪の順に補償されるため、構成（Ｃ）はこれとは逆の線形歪、非線形歪の順に歪みを受けた信号の補償に適した構成となる。
　また、構成（Ｄ）は、構成（Ｂ）及び（Ｃ）を組み合わせ、第１線形フィルタ、非線形フィルタ、第２線形フィルタの順に信号補償処理を行う構成である。この場合、受信信号は、線形歪、非線形歪、線形歪の順に補償されるため、構成（Ｄ）はこれと同じ線形歪、非線形歪、線形歪の順に歪みを受けた信号の補償に適した構成となる。
　なお、本実施形態における光受信機９は、図１で説明したとおり、偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド９ｃ、ＰＤ（例えばBalanced Photo Diode）（図示せず）、ＴＩＡ９ｄ（Trans-impedance Amplifier）の順に信号を処理するため、受信信号はＢＰＤに起因する線形歪を受けた後に、ＴＩＡ９ｄに起因する非線形歪を受けることになる。そのため、本実施形態における光受信機９に起因する歪みを補償するのには、上記の構成（Ａ）～（Ｄ）のうち、非線形歪及び線形歪を同時に補償する構成（Ａ）、又は非線形歪、線形歪の順に補償する構成（Ｃ）が望ましい。
　なお、図６に示した４つのフィルタ構成は、受信機補償部１１を構成する方法の一例を示したものであり、受信機補償部１１の構成をこれらの何れかに限定するものではない。受信機補償部１１のフィルタ構成は、受信信号が光受信機９の内部で受けた歪みの種類や歪みを受けた順序に応じて任意に変更されてよい。
　以上説明したようなフィルタ構成を有することにより、受信機補償部１１は受信信号の線形歪及び非線形歪を補償することが可能になるが、これらの歪みを精度良く補償するためには、受信機補償部１１に対してより正確なフィルタ係数を設定する必要がある。ここで、線形歪の補償については、ＦＩＲフィルタ等の線形フィルタを用いた従来の補償方法を用いることができる（例えば特許文献１参照）。一方、非線形歪の補償においては、伝達関数の推定の際に用いる参照信号に含める既知信号を調整することによりＶｏｌｔｅｒｒａフィルタ等の非線形フィルタによる伝達関数の推定精度を向上させることができる。
　具体的には、参照信号の次数又はメモリを調整することにより非線形フィルタの推定精度を向上させることができる。ここで参照信号の次数とは、参照信号として用いる既知信号のべき数のことである。例えば、時系列の既知信号系列をＳ（ｔ）＝ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４，…とした場合、３次の参照信号系列はＳ３，１（ｔ）＝ｓ１ ３，ｓ２ ３，ｓ３ ３，ｓ４ ３…のように定義することができる。この場合、各時刻における参照信号は、対応する時刻の既知信号のみで表され、その時刻より過去又は未来の既知信号によらない。この場合の参照信号は、対応する１つの時刻の既知信号で表されるため、１つの「メモリ」を有する、と表現される。Ｓ３，１（ｔ）は、３次かつ１つのメモリ（以下「３次＋１メモリ」と表記する。）を有する参照信号系列を表している。
　一方、参照信号のメモリが２以上である場合とは、ある時刻の参照信号に、その時刻より過去又は未来の２つ以上の時刻における既知信号が含められる場合のことである。例えば、上記の既知信号系列Ｓ（ｔ）に基づく３次＋１メモリの参照信号系列は、一例として、Ｓ３，２（ｔ）＝ｓ１×ｓ２ ２，ｓ２×ｓ３ ２，ｓ３×ｓ４ ２，ｓ４×ｓ５ ２，…のように定義することができる。
　図７は、本実施形態における参照信号の生成方法の具体例を説明する図である。図７（Ａ）は、２次＋５メモリのＶｏｌｔｅｒｒａフィルタのイメージをマトリックスである。このマトリックスは、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタがある基準時刻ｔの伝達関数の推定に、時刻ｔ－２から時刻ｔ＋２までの各時刻において受信された既知信号を用いることを表すものである。ここで時刻ｔ－１は時刻ｔよりも１単位時間前の時刻を表し、時刻ｔ＋１は時刻ｔよりも１単位時間後の時刻を表している。同様に、時刻ｔ－２は時刻ｔよりも２単位時間前の時刻を表し、ｔ＋２は時刻ｔよりも２単位時間後の時刻を表している。なお、マトリックス内の各セル内に記載した２時刻の掛け算は、２時刻に対応する既知信号の２乗値を表している。例えば、セル内における「（ｔ－１）×（ｔ＋１）」の記載は時刻ｔ－１における既知信号の値と時刻ｔ＋１における既知信号の値との乗算値を表している。ここで、参照信号として２時刻に対応する２つの既知信号の乗算値をとるのは図７に示すＶｏｌｔｅｒｒａフィルタの次数が２次であることに対応する。また、マトリックスは対角成分に関して対称であるため、各要素の算出において重複部分の計算を省略することができる。
　このように、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタは、時刻ｔにおける伝達関数を時刻ｔ以外の時刻における既知信号の値を用いて表すことにより、時刻ｔにおける光受信機９の非線形応答を推定することができる。なお、図７（Ａ）では、簡単のため２次のＶｏｌｔｅｒｒａフィルタについてイメージ図を示したが、図示した２次元のマトリックスを図７（Ｂ）に示す３次元のマトリックスに拡張すれば３次のＶｏｌｔｅｒｒａフィルタを構成することも可能である。また、同様の拡張は４次以上のＶｏｌｔｅｒｒａフィルタにも適用可能である。式（１）は、このような３次のＶｏｌｔｅｒｒａフィルタの一例として３次＋Ｍ（１以上の整数）メモリのＶｏｌｔｅｒｒａフィルタを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、ｘはＶｏｌｔｅｒｒａフィルタへの入力信号を表す。また、ｆｖｏｌｔｅｒｒａ（ｘ）はＶｏｌｔｅｒｒａフィルタの出力信号を表し、非線形歪が補償された後の入力信号ｘを表す。ｃ０は定数であり、ｃｐ１，ｐ２，ｐ３はフィルタ係数（ｔａｐ係数ともいう。）を表す。５メモリ（すなわちＭ＝５）の場合、５３個（すなわち１２５個）のフィルタ係数が必要になる。同様に、２次のＶｏｌｔｅｒｒａフィルタにおいては５２個（すなわち２５個）のフィルタ係数が必要になる。これらは、図７（Ａ）及び図７（Ｂ）におけるマトリックスの要素数に対応する。
　なお、非線形歪の補償における各参照信号値の貢献度は、補償の対象となる歪みの性質に応じて異なる場合がある。そのため、そのような場合にはマトリックスに含まれる全ての参照信号値を用いるのではなく、一部の貢献度の高いものを選択して用いるようにしてもよい。これはすなわち、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタの係数の一部を用いて非線形歪を補償することを意味する。例えば、中心成分（ｔ×ｔ）のみを用いてもよいし、対角成分のみ（（ｔ－２）×（ｔ－２），…，（ｔ＋２）×（ｔ＋２））を用いてもよい。例えば、以下の式（２）は中心成分のみを用いるｎ次のＶｏｌｔｅｒｒａフィルタを示し、式（３）は対角成分のみを用いるｎ次のＶｏｌｔｅｒｒａフィルタを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　すなわち、中心成分のみを用いるＶｏｌｔｅｒｒａフィルタは、補償後の信号を入力信号のテイラー展開で近似することに相当し、このようなＶｏｌｔｅｒｒａフィルタは特にリニアライザと呼ばれることもある。また、対角成分のみを用いるＶｏｌｔｅｒｒａフィルタは、ＦＩＲフィルタのように、１次以上のｘの各項のタップ数に応じて周波数特性（時間遅延特性とも言える）を表すことができる。対角成分のみを用いるＶｏｌｔｅｒｒａフィルタのことをGeneralized Memory Polynomial Modelと呼ぶこともある。図８は、このような対角成分のみを用いるＶｏｌｔｅｒｒａフィルタの構成の具体例を示す。なお、図８の受信機補償部１１における線形フィルタ、２次フィルタ、…、ｎ次フィルタは経時的な応答特性の変動などに応じて適応的に係数を変化させるような適応フィルタではなく、係数を固定値とする静的なフィルタである。一般に、光受信機９の周波数特性は低周波帯と高周波帯とで異なるため、周波数特性を表すことができる式（３）のほうが式（２）よりも精度良く非線形歪を補償することができる。
　このようにしてパターン効果が強い（すなわち入力信号系列のパターンに対する依存性が高い）非線形歪を補償する場合にはより多くのメモリを扱うＶｏｌｔｅｒｒａフィルタを構成し、帯域依存性の強い（すなわち時間遅延特性が強い）非線形歪を補償する場合にはより多くの対角成分を扱うＶｏｌｔｅｒｒａフィルタを構成することにより、入力信号の非線形歪をより精度良く補償することができる。この場合、参照信号はＶｏｌｔｅｒｒａフィルタが扱う既知信号を含むように生成されればよい。
　図９は、本実施形態の光伝送システム１００による効果の一例を示す図である。図９において系列Ａは中心成分のみを用いるＶｏｌｔｅｒｒａフィルタによって受信信号を補償した実験結果を示し、系列Ｂは対角成分のみを用いるＶｏｌｔｅｒｒａフィルタによって受信信号を補償した実験結果を示す。また、系列Ｃは線形フィルタのみで受信信号を補償した実験結果を示す。図の横軸は受信信号の入力強度を表し、縦軸はフィルタの出力信号から復元されたＱ値の強度を表す。なお、各系列の実験に共通の条件は、Ｂａｕｄ　ｒａｔｅは６４ＧＢｄ、変調方式はＰＤＭ－６４ＱＡＭ（Polarization Division Multiplexing - 64 Quadrature Amplitude Modulation）であり、ノイズによる負荷はないものとした。
　この結果、系列Ａについては、系列Ｃ（線形補償のみ）において最適化された実験結果と比較してＱ値の出力強度が約０．３７［ｄＢ］増大するという結果を得た。また、系列Ｂについては、系列Ｃ（線形補償のみ）において最適化された実験結果と比較してＱ値の出力強度を約０．５１［ｄＢ］増大するという結果を得た。
　このように構成された実施形態の光伝送システム１００によれば、光受信機において、内部構成に起因する非線形的応答を推定すること、又はその非線形的応答に起因して生じる伝送特性の歪みを補償することが可能となるため、光伝送システム１００において、広帯域に良好な伝送特性を実現することができる。
＜変形例＞
　受信機補償部１１は、受信機伝達関数推定部１３により推定された光受信機９の伝達関数に基づいて生成されたルックアップテーブルを用いて受信信号を補償するように構成されてもよい。このルックアップテーブルは、伝達関数の入力と出力の対応関係を示す情報である。具体的には、ルックアップテーブルは、入力信号の離散値と、その入力信号に対する伝達関数の出力信号の離散値とを対応づけたものである。このようなルックアップテーブルを予め作成しておくことにより、受信機補償部１１の演算量を低減させることが可能となる。例えば、ルックアップテーブルは、リニアライザを用いて推定されたフィルタ係数を適用した伝達関数に基づいて生成されてもよい。
　実施形態の光伝送システム１００は、ユーザへのサービス提供を開始する前に光送信機７又は光受信機９を調整する調整専用のシステムとして構成されてもよいし、ユーザへのサービス提供を行いながら光送信機７又は光受信機９を調整するシステムとして構成されてもよい。例えば、光送信部１に参照信号系列（トレーニング信号系列ともいう。）を定期的に送信させ、参照信号系列が受信されたことに応じて光受信部３に伝達関数を推定させることにより、光伝送システム１００の運用中であっても光送信機７又は光受信機９を調整することが可能となる。なお、光伝送システム１００において、サービス提供を行わないタイミング（以下「
非運用時
」という。）がある場合、光送信部１及び光受信部３は参照信号系列の送受信を運用中ではなく、非運用時に行うように構成されてもよい。
　また、例えば、光受信部３が、ＡＥＱｔａｐ、周波数オフセット補償量、位相補償量、又は復調された送信データに関する所定の事象を観測する機能（以下「トリガ機能」という。）を有する場合、受信機伝達関数推定部１３は上記の所定の事象が観測された場合に伝達関数を推定するように構成されてもよい。例えば、この場合、受信機伝達関数推定部１３は、非線形歪以外の各補償量に基づいて光受信機９の非線形応答以外の要因で生じる各種のエラー量を推定し、推定した各エラー量を基準となる信号に重畳することにより、非線形歪以外のエラーを含む仮の信号を生成する。そして、受信機伝達関数推定部１３は、このように生成した仮の信号と、非線形歪を含んだままの受信信号とを比較することにより、非線形フィルタの係数を推定することができる。このような構成によれば、非線形歪の補償を目的とする参照信号系列を送信する必要がなくなるため、参照信号系列の送信により帯域が減少することを回避することができる。
　上述した実施形態における光送信部１及び光受信部３の一部又は全部をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　本発明は、光伝送システムにおける光受信機の伝送特性を推定する装置に適用可能である。
１００…光伝送システム、　１…光送信部、　２…伝送路、　３…光受信部、　４…送信信号処理部、　５…既知信号挿入部、　６…送信機補償部、　７…光送信機、　７ａ…ドライバアンプ、　７ｂ…レーザモジュール、　７ｃ…合成器、　７ｄ…偏波合成器、　８…送信機伝達関数推定部、　９…光受信機、　９ａ…偏波分離器、　９ｂ…レーザモジュール、　９ｃ…偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド、　９ｅ…変換器、　１０…データバッファ、　１１…受信機補償部、　１２…受信信号処理部、　１３…受信機伝達関数推定部

Claims (8)

  1. 　既知信号を挿入した光信号を変調して送信する光送信部と、
    　前記光送信部から前記光信号を受信する光受信部と、
    　を備え、
    　前記光受信部は、
    　前記光送信部から受信した前記光信号の受信信号をコヒーレント検波する光受信機と、
    　前記光受信機による検波後の受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記光受信機の非線形応答の伝達関数を推定する受信機伝達関数推定部と、
    　前記受信機伝達関数推定部が推定した前記非線形応答の伝達関数に基づいて前記検波後の光信号の非線形歪を補償する受信機補償部と、
    　を備える光伝送システム。
  2. 　前記受信機伝達関数推定部は、ＡＳＥ（Amplified Spontaneous Emission）信号の入力に対する光受信機の出力信号に基づいて前記光受信機の第１の伝達関数を推定し、
    　前記光送信部は、既知信号を含む受信信号と前記第１の伝達関数とに基づいて、前記光信号を変調した光送信機の伝達関数を推定する送信機伝達関数推定部をさらに備え、
    　前記受信機伝達関数推定部は、前記既知信号を含む受信信号であって前記光送信機に起因する歪が補償された受信信号と、前記光送信機の伝達関数とに基づいて前記光受信機の第２の伝達関数を推定し、
    　前記受信機補償部は、前記第２の伝達関数に基づいて前記検波後の受信信号の非線形歪を補償する、
    　請求項１に記載の光伝送システム。
  3. 　前記受信機伝達関数推定部は、前記光受信機による検波後の受信信号に基づいて前記光受信機の線形応答の伝達関数をさらに推定し、
    　前記受信機補償部は、前記非線形歪の補償に加え、前記受信機伝達関数推定部が推定した前記線形応答の伝達関数に基づいて前記検波後の受信信号の線形歪を補償する、
    　請求項１に記載の光伝送システム。
  4. 　前記受信機補償部は、前記受信信号が前記光受信機において前記線形歪及び前記非線形歪を受けた順序とは逆の順序で前記受信信号の前記線形歪及び前記非線形歪を補償する、
    　請求項３に記載の光伝送システム。
  5. 　前記受信機補償部は、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタを用いて前記受信信号の非線形歪を補償する、
    　請求項１に記載の光伝送システム。
  6. 　前記受信機補償部は、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタの係数の一部を用いて前記受信信号の非線形歪を補償する、
    　請求項５に記載の光伝送システム。
  7. 　前記受信機伝達関数推定部は、Ｖｏｌｔｅｒｒａフィルタを構成する参照信号成分のうち、前記非線形応答の帯域依存性又はパターン効果の強度に応じた成分を用いて前記非線形応答の伝達関数を推定する、
    　請求項５に記載の光伝送システム。
  8. 　既知信号を挿入した光信号を変調して送信する光送信部と、前記光送信部から前記光信号を受信する光受信部と、を備える光伝送システムにおける受信信号の補償方法であって、
    　前記光受信部が、
    　前記光送信部から受信した前記光信号の受信信号を光受信機によってコヒーレント検波するステップと、
    　前記光受信機による検波後の受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記光受信機の非線形応答の伝達関数を推定するステップと、
    　推定された前記非線形応答の伝達関数に基づいて前記検波後の受信信号の非線形歪を補償するステップと、
    　を有する補償方法。
PCT/JP2019/020441 2019-05-23 2019-05-23 光伝送システム及び補償方法 WO2020235078A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/595,161 US11711151B2 (en) 2019-05-23 2019-05-23 Optical transmission system and compensation method
PCT/JP2019/020441 WO2020235078A1 (ja) 2019-05-23 2019-05-23 光伝送システム及び補償方法
JP2021520004A JP7252489B2 (ja) 2019-05-23 2019-05-23 光伝送システム及び補償方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2019/020441 WO2020235078A1 (ja) 2019-05-23 2019-05-23 光伝送システム及び補償方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020235078A1 true WO2020235078A1 (ja) 2020-11-26

Family

ID=73458171

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/020441 WO2020235078A1 (ja) 2019-05-23 2019-05-23 光伝送システム及び補償方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11711151B2 (ja)
JP (1) JP7252489B2 (ja)
WO (1) WO2020235078A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023276144A1 (ja) * 2021-07-02 2023-01-05 三菱電機株式会社 音響通信システム及び音響通信方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8958470B2 (en) * 2012-07-26 2015-02-17 Massachusetts Institute Of Technology Method and apparatus for sparse polynomial equalization of RF receiver chains
JP2017059962A (ja) * 2015-09-15 2017-03-23 富士通株式会社 伝送装置及び伝送システム
JP2018101861A (ja) * 2016-12-19 2018-06-28 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
WO2019049616A1 (ja) * 2017-09-05 2019-03-14 Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社 光伝送特性推定方法、光伝送特性補償方法、光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システム
JP2019047261A (ja) * 2017-08-31 2019-03-22 日本電信電話株式会社 光伝送特性補償システム及び光伝送特性補償方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2961498D1 (en) 1978-05-08 1982-01-28 Ici Plc Production of xylene hydrocarbons
JP6319487B1 (ja) 2017-03-14 2018-05-09 Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社 光伝送特性推定方法、光伝送特性補償方法、光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システム

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8958470B2 (en) * 2012-07-26 2015-02-17 Massachusetts Institute Of Technology Method and apparatus for sparse polynomial equalization of RF receiver chains
JP2017059962A (ja) * 2015-09-15 2017-03-23 富士通株式会社 伝送装置及び伝送システム
JP2018101861A (ja) * 2016-12-19 2018-06-28 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
JP2019047261A (ja) * 2017-08-31 2019-03-22 日本電信電話株式会社 光伝送特性補償システム及び光伝送特性補償方法
WO2019049616A1 (ja) * 2017-09-05 2019-03-14 Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社 光伝送特性推定方法、光伝送特性補償方法、光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システム

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023276144A1 (ja) * 2021-07-02 2023-01-05 三菱電機株式会社 音響通信システム及び音響通信方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20220216923A1 (en) 2022-07-07
JPWO2020235078A1 (ja) 2020-11-26
US11711151B2 (en) 2023-07-25
JP7252489B2 (ja) 2023-04-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6319487B1 (ja) 光伝送特性推定方法、光伝送特性補償方法、光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システム
JP6673881B2 (ja) 光伝送特性補償システム及び光伝送特性補償方法
US9520947B2 (en) Signal generating circuit, optical signal transmitting apparatus, signal receiving circuit, method for establishing optical signal synchronization, and optical signal synchronization system
EP2591566B1 (en) Method and apparatus for carrier phase estimation and correction in a coherent optical system
US8306438B2 (en) Coherent optical receiver systems and methods
JP6693922B2 (ja) 光伝送特性補償システム及び光伝送特性補償方法
JP6428881B1 (ja) 光伝送特性推定方法、光伝送特性補償方法、光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システム
JP2020017836A (ja) 光伝送装置および光伝送システム
Yoshida et al. Simultaneous monitoring of frequency-dependent IQ imbalances in a dual-polarization IQ modulator by using a single photodetector: A phase retrieval approach
Lagha et al. Blind Joint Polarization Demultiplexing and IQ Imbalance Compensation for $ M $-QAM Coherent Optical Communications
WO2020235078A1 (ja) 光伝送システム及び補償方法
WO2019043748A1 (ja) 適応等化フィルタ及び信号処理装置
JP6355465B2 (ja) 光受信器、送受信装置、光通信システムおよび波形歪補償方法
US9042488B2 (en) Phase offset compensator
JP6984784B2 (ja) 光伝送特性推定方法、光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システム
EP3133751A1 (en) Method for nonlinearity compensation in optical transmission systems
JP7556459B2 (ja) 波形等化器、波形等化方法および波形等化プログラム
WO2024047733A1 (ja) 光伝送システム及び信号歪み補償方法
WO2023131985A1 (ja) 推定方法、光受信装置及びコンピュータプログラム
Schuh et al. 800 Gbit/s dual channel transmitter with 1.056 Tbit/s gross rate
Zhu et al. Training-aided coherent optical single-carrier system with improved nonlinearity tolerance

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19929310

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2021520004

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 19929310

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1